TW201421846A - 電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法 - Google Patents

電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法 Download PDF

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Abstract

本案係關於一種電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法,其中電源轉換器包括:兩個直流輸入端子;第一輸入電容和第二輸入電容;串聯的第一橋臂和第二橋臂;輸出電路,用於基於第一橋臂的中點和第二橋臂的中點處的信號生成電源轉換器所需的輸出信號;還包括:第一電壓平衡單元和第二電壓平衡單元,這兩個電壓平衡單元用於減小該第一輸入電容和第二輸入電容之間的電壓差。本申請提供的電源轉換器能夠解決第一輸入電容和第二輸入電容兩端電壓不平衡的問題。

Description

電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法
本發明涉及電源技術,尤其涉及一種電源轉換器(power converter)及輸入電容的電壓平衡方法。
目前,各種電源轉換器正朝著高效率、高功率密度、高可靠性和低成本的方向發展。在衆多電源轉換器中,LLC串聯諧振型轉換器的主開關工作在零電壓(Zero-Voltage Switching, ZVS)條件下,整流器工作在零電流(Zero-Current Switching,ZCS)條件下,並且在寬輸入電壓範圍內可以優化輸入電壓高電壓部分的轉換效率,因而被廣泛應用於高效率的直流-直流(DC/DC)轉換器或直流-交流(DC/AC)轉換器中。
爲了實現高電壓輸出同時使得LLC串聯諧振型轉換器中單個輸入電容或者單個開關元件承受的母線電壓不至於過高,可以在LLC串聯諧振型轉換器的輸入側母線之間串聯多個輸入電容。
圖15示例性示出傳統技術中一種LLC串聯諧振型轉換器的結構示意圖。該LLC串聯諧振型轉換器中,第一輸入端Vbus1和第二輸入端Vbus2用於輸入直流母線電壓,在第一輸入端Vbus1和Vbus2之間串聯兩個輸入電容C11和C12,輸入電容C11與第一橋臂B11並聯,輸入電容C12與第二橋臂B12並聯,第一橋臂B11包括串聯的開關元件Q11和Q12,第二橋臂B12包括串聯的開關元件Q13和Q14。第一橋臂B11和第二橋臂B12分別與輸出電路O11和O12電連接。輸出電路O11和O12結構相同,均採用了LLC串聯諧振電路。
在圖15所示的電路中,單個橋臂上每個開關元件只需承受1/2母線電壓,即可以實現高電壓輸出,因此,可以選用比較便宜的低耐壓開關元件(例如,600V的金屬氧化物場效應晶體管(MOSFET))來實現高壓輸出。
但是,圖15所示這種結構存在如下問題。理想工作狀態下,兩個輸入電容C11和C12上的電壓應當相等,然而由於實際開關元件之間由於製作工藝或其他因素的限制,開關元件之間器件參數往往較難做成完全一致,或多或少會存在一定的差異,因此各個開關元件的開通和關斷時間會有所不同,導致兩個輸入電容C11和C12放電時間不相等,進而引起輸入電容C11和C12上電壓不平衡。而這種電壓不平衡會導致開關元件上的電壓不相等,使得開關元件損壞,甚至導致電源轉換器不能正常工作。
爲了克服上述問題,一種方法是採用硬件方法,例如,可以採用附加的功率轉換器向相應的輸入電容注入電流或從相應的輸入電容抽取電流,以補償電壓不平衡。然而,該方法會造成系統成本顯著增加。
本申請提供一種電源轉換器,以克服由於電源轉換器中輸入電容電壓不平衡引起開關元件損壞的問題。
本申請提供了一種電源轉換器,包括:
兩個直流輸入端;
一第一輸入電容和一第二輸入電容,該第一輸入電容和第二輸入電容串聯於該兩個直流輸入端之間;
一第一橋臂和一第二橋臂,該第一橋臂和第二橋臂串聯連接於該兩個直流輸入端之間,該第一橋臂與該第一輸入電容並聯,該第一橋臂具有一第一橋臂中點,該第二橋臂與該第二輸入電容並聯,該第二橋臂具有一第二橋臂中點;
一第一電壓平衡單元和一第二電壓平衡單元,該第一電壓平衡單元和第二電壓平衡單元各具有三端,該第一電壓平衡單元的兩端與該第一輸入電容並聯而另一端與該第二橋臂中點連接,該第二電壓平衡單元的兩端與該第二輸入電容並聯而另一端與該第一橋臂中點連接,該第一電壓平衡單元與該第二電壓平衡單元用於減小該第一輸入電容和第二輸入電容之間的電壓差;以及
輸出電路,與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點電連接。
本申請還提供了一種電源轉換器,包括:
兩個直流輸入端;
N個輸入電容,該N個輸入電容串聯連接於該兩個直流輸入端之間;及
N個功率模塊;
其中,每個功率模塊均包括:
一橋臂,該橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該橋臂具有一橋臂中點,該橋臂與相鄰功率模塊中的橋臂串聯;
一電壓平衡單元,該電壓平衡單元包括一單向橋臂,該單向橋臂具有一單向橋臂中點,該單向橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該單向橋臂與相鄰功率模塊中的單向橋臂串聯;
在電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路,該容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩支容性支路,該兩支容性支路的一端與該單向橋臂中點連接而該兩支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接; 及
一輸出電路,該輸出電路的一端與該橋臂中點連接而另一端和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接;
其中,N爲等於或大於3的自然數。
本申請還提供了一種前述電源轉換器中輸入電容的電壓平衡方法,包括:
提供一種電源轉換器,
該電源轉換器包括:兩個直流輸入端;一第一輸入電容和一第二輸入電容,該第一輸入電容和第二輸入電容串聯於該兩個直流輸入端之間; 一第一橋臂和一第二橋臂,該第一橋臂和第二橋臂串聯連接於該兩個直流輸入端之間,該第一橋臂與該第一輸入電容並聯,該第一橋臂具有一第一橋臂中點,該第二橋臂與該第二輸入電容並聯,該第二橋臂具有一第二橋臂中點;輸出電路,與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點電連接;
當第一輸入電容和第二輸入電容的電壓不等時,添加與輸入電容數目相同的電壓平衡單元:一第一電壓平衡單元和一第二電壓平衡單元;
在該電源轉換器的半個工作周期內,控制該第一輸入電容向第二電壓平衡單元充電,並/或控制該第二輸入電容向該第一電壓平衡單元充電;
在該電源轉換器的另外半個工作周期內,控制該第一電壓平衡單元向第一輸入電容放電或者控制該第二電壓平衡單元向該第二輸入電容放電;
經數個電源轉換器的工作周期後,該第一輸入電容和第二輸入電容電壓之間的電壓差減小。
本申請還提供了一種電源轉換器中輸入電容的電壓平衡方法,包括:
提供一種電源轉換器,
該電源轉換器包括:兩個直流輸入端;
N個輸入電容,N個該輸入電容串聯連接於該兩個直流輸入端之間;及
N個功率模塊,N個該功率模塊與N個該輸入電容一對一並聯;
其中,每個功率模塊均包括:一橋臂和一輸出電路;該橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該橋臂具有一橋臂中點,該橋臂與相鄰功率模塊中的橋臂串聯,該輸出電路的一端與該橋臂中點連接而另一端和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接;其中,N爲等於或大於3的自然數;
在該N個輸入電容的電壓不等時,在每個功率模塊中添加一電壓平衡單元,該電壓平衡單元包括一單向橋臂,該單向橋臂具有一單向橋臂中點,該單向橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該單向橋臂與相鄰功率模塊中的單向橋臂串聯;
在電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路,該容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩支容性支路,該兩支容性支路的一端均與該單向橋臂中點連接而該兩支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
該方法還包括:
控制電壓相對相鄰輸入電容較高的輸入電容對電壓較低的該相鄰輸入電容對應的功率模塊中電壓平衡單元充電;
控制電壓較低的該相鄰輸入電容所對應的功率模塊中電壓平衡單元對電壓較低的該相鄰輸入電容放電。
本申請提供的電源轉換器以及電壓平衡方法中,通過增加電壓平衡單元,以解決了多個輸入電容兩端的電壓不平衡的問題。從另一個角度上講,所增加的電壓平衡單元中的元件體積較小,不需要控制器,具有可靠性好或損耗低等優點。
201、501...諧振電路
202、502...整流線路
71...第一電壓平衡單元
71a、71b、72a、72b...兩端
71c、72c...一端
72...第二電壓平衡單元
71(1)、71(i-1)、71(i)、71(i+1)、71(N)...電壓平衡單元
B11、B21...第一橋臂
B12、B22...第二橋臂
B23...第一單向橋臂
B24...第二單向橋臂
B25、B26...橋臂
B1(1)、B1(i-1)、B1(i)、B1(i+1)、B1(N)...第一橋臂
B2(1)、B2(i-1)、B2(i)、B2(i+1)、B2(N)...單向橋臂
b1、b2...中點
b3、b4...單向橋臂中點
C11、C12...輸入電容
C21...第一輸入電容
C22...第二輸入電容
C23...第一輔助電容
C24...第二輔助電容
C61...第一輸入電容
C62...第二輸入電容
C63...第三輸入電容
C64、C65、C66、C67...電容
C(1)、C(i-1)、C(i)、C(i+1)、C(N)...輸入電容
C...輸出電容
Cs...諧振電容
D21...第一二極管
D22...第二二極管
D23...第三二極管
D24...第四二極管
D65...第五二極管
D66...第六二極管
IN21...第一直流輸入端
IN22...第二直流輸入端
Lm...勵磁電感
Ls...諧振電感
M1、M2、M3...功率模塊
Mi-1、Mi、Mi+1、MN...功率模塊
O11、O12、O21...輸出電路
O(1)、O(i-1)、O(i)、O(i+1)、O(N)...輸出電路
Q11、Q12、Q13、Q14...開關元件
Q21...第一開關元件
Q22...第二開關元件
Q23...第三開關元件
Q24...第四開關元件
Q41...第一附加MOSFET
Q42...第二附加MOSFET
Q43...第三附加MOGFET
Q44...第四附加MOSFET
Q61、Q62、Q63、Q64、Q65、Q66...開關元件
R1...第一輔助電阻
R2...第二輔助電阻
S...容性支路
S21...第一容性支路
S22...第二容性支路
T...開關週期
T1...變壓器
t0、t1、t2、t3、t4...時間
Vbus1...第一輸入端
Vbus2...第二輸入端
圖1示例性示出本申請電源轉換器一實施例的結構示意圖。
圖2示例性示出本申請電源轉換器另一個實施例的結構示意圖。
圖3示例性示出圖2中各個開關元件的控制時序圖。
圖4示例性示出當第一開關元件和第四開關元件開通且第二開關元件和第三開關元件關斷時對第二輔助電容進行充電的充電回路示意圖。
圖5示例性示出當第一開關元件和第四開關元件開通且第二開關元件和第三開關元件關斷時對第一輔助電容進行充電的充電回路示意圖。
圖6示例性示出當第二開關元件和第三開關元件開通且第一開關元件和第四開關元件關斷時第一輔助電容對第一輸入電容進行充電的充電回路示意圖。
圖7示例性示出當第二開關元件和第三開關元件開通且第一開關元件和第四開關元件關斷時第二輔助電容對第二輸入電容進行充電的充電回路示意圖。
圖8示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖9示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖10示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖11示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖12示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖13示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖14示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。
圖15示例性示出現有技術中一種LLC串聯諧振型轉換器的結構示意圖。
體現本發明特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細叙述。應理解的是本發明能夠在不同的實施方式上具有各種的變化,然其皆不脫離本發明的範圍,且其中的說明在本質上當作說明之用,而非用以限制本發明。
下面將詳細描述本申請的實施例。應當注意,這裏描述的實施例只用於舉例說明,並不用於限制本申請。
圖1示例性示出本申請電源轉換器一實施例的結構示意圖。該電源轉換器包括第一直流輸入端IN21、第二直流輸入端IN22、第一輸入電容C21、第二輸入電容C22、第一橋臂B21、第二橋臂B22和輸出電路O21。該電源轉換器還包括第一電壓平衡單元71和第二電壓平衡單元72,這兩個電壓平衡單元用於減小第一輸入電容C21和第二輸入電容C22之間的電壓差。
直流母線電壓可以輸入到第一直流輸入端IN21和第二直流輸入端IN22,第一直流輸入IN21可以是正輸入端,第二直流輸入端IN22可以是負輸入端。
第一輸入電容C21和第二輸入電容C22串聯於第一直流輸入端IN21和第二直流輸入端IN22之間。
第一橋臂B21和第二橋臂B22串聯連接於兩個直流輸入端IN21和IN22之間,第一橋臂B21與第一輸入電容C21並聯,第二橋臂B22與第二輸入電容C22並聯。第一橋臂B21或第二橋臂B22可以包括多個串聯的開關元件。例如,第一橋臂B21可以包括串聯的第一開關元件Q21和第二開關元件Q22,第一開關元件Q21和第二開關元件Q22的開通和關閉互補,第一開關元件Q21和第二開關元件Q22的共接點爲橋臂B21的橋臂中點b1。第二橋臂B22可以包括串聯第三開關元件Q23和第四開關元件Q24,第三開關元件Q23和第四開關元件Q24的開通和關閉互補,第三開關元件Q23和第四開關元件Q24的共接點爲第二橋臂B22的橋臂中點b2。控制各個開關元件的開通和關斷,可以將輸入的直流母線電壓轉換成交流電壓。各個開關元件Q21、Q22、Q23和Q24可以是各種晶體管,例如結型場效應晶體管(Junction type Field Effect Transistor,JFET)或者金屬氧化物半導體場效應管(Metal-Oxide-Semiconductor type Field Effect,MOSFET)等。
輸出電路O21與第一橋臂B21的中點b1和第二橋臂B22的中點b2電連接,用於基於中點b1和b2處的信號生成電源轉換器所需的輸出信號。具體而言,如果該電源轉換器是DC-DC轉換器,則該輸出電路O21可以基於中點b1和b2處的交流電壓生成直流電壓;如果該電源轉換器是DC-AC轉換器,則該輸出電路O21可以基於中點b1和b2處的交流電壓生成適用於輸出的交流電壓。
第一電壓平衡單元71和第二電壓平衡單元72各具有三端,第一電壓平衡單元71的兩端71a和71b與第一輸入電容C21並聯而另一端71c與第二橋臂中點b2連接,第二電壓平衡單元72的兩端72a和72b與第二輸入電容C22並聯而另一端72c與第一橋臂中點b1連接。
在圖1所示的電源轉換器中,第一電壓平衡單元71和第二電壓平衡單元72起到了平衡第一輸入電容C21兩端的電壓和第二輸入電容C21兩端的電壓的作用。以圖1進行舉例而言,控制開關元件Q21和Q24開通且開關元件Q22和Q23關斷時,第一輸入電容C21向第二電壓平衡單元72充電,第二輸入電容C22向第一電壓平衡單元71充電。當開關元件Q22和Q23開通且開關元件Q21和Q24關斷時,第一電壓平衡單元71向第一輸入電容C21放電,或者第二電壓平衡單元72向第二輸入電容C22放電。通過數次這樣的充放電過程,第一電壓平衡單元71和第二電壓平衡單元72可以將第一輸入電容C21和第二輸入電容C22中的電荷進行轉移,使得兩個輸入電容兩端的電壓趨於相等。
在圖1所示的結構中,增加了兩個電壓平衡單元,以解決了多個輸入電容兩端的電壓不平衡的問題。
圖2示例性示出本申請電源轉換器中電壓平衡單元的一個實施例的結構圖。
在此電壓平衡單元的實施例中,第一電壓平衡單元71包括第一單向橋臂B23和第一容性支路S21。第一單向橋臂B23的兩端與第一輸入電容C21並聯,第一單向橋臂B23設有一單向橋臂中點b3。第一單向橋臂B23的兩端可以看作是圖1中第一電壓平衡單元71的兩端71a和71b。第一容性支路S21的一端連接第一單向橋臂B23的單向橋臂中點b3而另一端與橋臂B22的橋臂中點b2連接。第一容性支路S21與橋臂B22的橋臂中點b2連接的一端可以看作圖1中第一電壓平衡單元71的一端71c。
第一單向橋臂B23可以包括兩個二極管D21和D22,二極管D21的陽極與二極管D22的陰極連接形成單向橋臂B23的橋臂中點b3。二極管D21的陰極和二極管D22的陽極分別與第一輸入電容C21的兩端連接。
第一容性支路S21包括第一輔助電容C23和第一輔助電阻R1,第一輔助電容C23和第一輔助電阻R1串聯。
第二電壓平衡單元72包括第二單向橋臂B24和第二容性支路S22。第二單向橋臂B24的兩端與第二輸入電容C22並聯,第二單向橋臂B24設有一單向橋臂中點b4。第二單向橋臂B24的兩端可以看作是圖1中第二電壓平衡單元72的兩端72a和72b。第二容性支路S22的一端連接第二單向橋臂B24的單向橋臂中點b4而另一端與橋臂B21的橋臂中點b1連接。第二容性支路S22與橋臂B21的橋臂中點b1連接的一端可以看作圖1中第二電壓平衡單元72的一端72c。
第二單向橋臂B24可以包括兩個二極管D23和D24,二極管D23的陽極與二極管D24的陰極連接形成單向橋臂B24的橋臂中點b4。二極管D23的陰極和二極管D24的陽極分別與第二輸入電容C22的兩端連接。
第二容性支路S22包括第二輔助電容C24和第二輔助電阻R2,第二輔助電容C24和第二輔助電阻R2串聯。
圖2中示出了一種DC-DC轉換器的結構。輸出電路O21包括諧振電路201、整流線路202和輸出電容Cf
諧振電路201是一個LLC串聯諧振電路,包括串聯於第一橋臂B21的中點b1和第二橋臂B22的中點b2之間的諧振電感Ls、諧振電容Cs以及變壓器T1。
變壓器T1的原邊等效還包括一勵磁電感Lm,變壓器T1的副邊的兩個端子與整流線路202的兩個輸入端電連接。變壓器T1起到了變壓和隔離的作用。
整流線路202將變壓器T1副邊的交流電壓轉換成直流電壓。整流線路202可以是圖2例舉的全橋整流電路,當然整流線路也可以是其他形式的整流電路。輸出電容Cf跨接於整流線路202的兩個輸出端之間。
圖3示例性示出圖2中各個開關元件的控制時序圖,第一開關元件Q21的控制信號與第二開關元件Q22的控制信號互補,第三開關元件Q23的控制信號與開關元件Q24的控制信號互補。各個開關元件的控制信號分別接近50%的占空比。當然不限於50%的占空比,也可以採用其他的占空比,前提是滿足每個橋臂上的開關元件的開通和關斷互補。圖3中T表示第一橋臂B21和第二橋臂B22的開關周期。
以下接合圖3所示的時序圖詳細描述圖2所示的電源轉換器的工作原理。
在t0~t1時間段
開關元件Q21與Q24開通,開關元件Q22和Q23關斷。母線電壓經過開關元件Q21和Q24施加在LLC串聯諧振回路上。該時間段的LLC串聯諧振回路的工作模態與通常的LLC串聯諧振回路的工作模態相同,此處不再贅述。
同時,第一輸入電容C21通過第一開關元件Q21和第三二極管D23向第二輔助電容C24充電,極性爲左負右正,第一輸入電容C21兩端的電壓VC21和第二輔助電容C24兩端的電壓VC24相等,即VC21=VC24。圖4示例性示出當第一開關元件Q21和第四開關元件Q24開通且第二開關元件Q22和第三開關元件Q23關斷時對第二輔助電容C24進行充電的充電回路示意圖。圖中點劃線表示充電回路,虛線表示諧振回路。
而且,第二輸入電容C22通過第四開關元件Q24和第二二極管D22向第一輔助電容C23充電,極性爲左正右負,第二輸入電容C22兩端的電壓VC22與第一輔助電容C23兩端的電壓VC23相等,即VC22=VC23。圖5示例性示出當第一開關元件Q21和第四開關元件Q24開通且第二開關元件Q22和第三開關元件Q23關斷時對第一輔助電容C23進行充電的充電回路示意圖。圖中點劃線表示充電回路,虛線表示諧振回路。
在t2~t3時間段
第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通,第一開關元件Q21和第四開關元件Q24關斷。母線電壓經過第二開關元件Q22和第三開關元件Q23施加在LLC串聯諧振回路上。該時間段內LLC串聯諧振回路的工作模態與通常的LLC串聯諧振回路的工作模態相同,此處不再贅述。
同時,第一輔助電容C23通過開關元件Q23和第一二級管D21向第一輸入電容C21放電,極性爲上正下負,第一輔助電容C23兩端的電壓與第一輸入電容C21兩端的電壓相等,即VC23=VC21。圖6示例性示出當第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通且第一開關元件Q21和第四開關元件Q24關斷時,第一輔助電容C23對第一輸入電容C21進行放電的放電回路示意圖。圖中點劃線示意放電回路,虛線表示諧振回路。
或者,第二輔助電容C24通過第二開關元件Q22和第四二極管D24向第二輸入電容C22放電,極性爲上正下負,第二輔助電容C24兩端的電壓與第二輸入電容C22兩端的電壓相等,即VC24=VC22。圖7示例性示出當第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通且第一開關元件Q21和第四開關元件Q24關斷時,第二輔助電容C24對第二輸入電容C22進行放電的放電回路示意圖。圖中點劃線示意放電回路,虛線示意諧振回路。
如果第一輸入電容C21兩端的電壓和第二輸入電容C22兩端的電壓相等,即VC21=VC22,則當第一開關元件Q21和第四開關元件Q24開通時,第一輸入電容C21向第二輔助電容C24充電,第二輸入電容C22向第一輔助電容C23充電,使得第一輔助電容C23和第二輔助電容C24兩端的電壓相等,即VC23=VC24,並且第一輔助電容C23和第二輔助電容C24的充電電荷也相等。當第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通時,第一輔助電容C23向第一輸入電容C21放電,第二輔助電容C24向第二輸入電容C22放電,第一輔助電容C23充向第一輸入電容C21的電荷QC21與第二輔助電容C24充向第二輸入電容C21的電荷QC22也相等,即QC21=QC22。
如果第一輸入電容C21和第二輸入電容C22兩端的電壓不相等,例如VC21>VC22,那麽當第一開關元件Q21和第四開關元件Q24開通時,第一輸入電容C21向第二輔助電容C24充電,第二輸入電容C22向第一輔助電容C23充電,第一輸入電容C21充向第二輔助電容C24的充電電荷QC24和第二輸入電容C22充向第一輔助電容C23的充電電荷QC23不相等,即QC23<QC24。當第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通時,僅第二輔助電容C24向第二輸入電容C22放電,第二輔助電容C24將第一輸入電容C21較第二輸入電容C22多出的電荷逐漸轉移至第二輸入電容C22。如此,經數個充放電過程後,從而使得第一輸入電容C21和第二輸入電容C22兩端的電壓趨於相等。
如果第一輸入電容C21兩端的電壓和第二輸入電容C22兩端的電壓不相等,例如VC21<VC22,那麽當第一開關元件Q21和第四開關元件Q24開通時,第一輸入電容C21向第二輔助電容C24充電,第二輸入電容C22向第一輔助電容C23充電,第一輸入電容C21充向第二輔助電容C24的充電電荷QC24和第二輸入電容C22充向第一輔助電容C23的充電電荷QC23不相等,即QC23>QC24。當第二開關元件Q22和第三開關元件Q23開通時,僅第一輔助電容C23向第一輸入電容C21放電,第一輔助電容C23將第二輸入電容C22較第一輸入電容C21多出的電荷逐漸轉移至第一輸入電容。這樣,經數個充放電過程後,從而使得第一輸入電容C21和第二輸入電容C22兩端的電壓趨於相等。
在圖2所示例的結構中,通過控制第一電阻R1和第二電阻R2的阻值以及第一輔助電容C23和第二輔助電容C24的電容值可以控制充電放電的速度。
假設LLC串聯諧振電路的開關頻率爲65kHz,母線電壓爲800V,電容C21到C24的電容值c1-c4均爲100nF,耐壓爲450V,那麽開關周期T爲15.4μs,即t0-t1時間長度爲7.7μs,t2-t3時間長度爲7.7μs。
在某一時刻,如果第一輸入電容C21和第二輸入電容C22兩端電壓不相等,假設VC21>VC22,VC21=420V,VC22=380V,當第一輔助電阻R1的電阻值r1和第二輔助電阻R2的電阻值r2均爲10歐姆時(r1=r2=10Ω),時間常數τ等於充電電容的電容值和充電電阻的電阻值的乘積,以第一輔助電容和第一輔助電阻爲例,τ=r1*c1=1μs。經過3τ(3μs)之後,第一輸入電容C21便可以將第二輔助電容C24充滿電,同樣,第二輸入電容C22便可以將第一輔助電容C23充滿電,VC24=420V,VC23=380V。
如果選取第一輔助電阻R1和第二輔助電阻R2的阻值均爲15歐姆(r1=r2=15Ω),則時間常數τ爲1.5μs,經過4.5μs之後,第一輸入電容C21將第二輔助電容C24充滿電,第二輸入電容C22將第一輔助電容C23充滿電。因此,通過將第一輔助電阻R1和第二輔助電阻R2的阻值選取爲不同值,或者將第一輔助電容C23和第二輔助電容C24的電容值c3、c4選取爲不同值,可以控制充電時間的快慢。
放電時,第二輔助電容C24會將比第一輔助電容C23多出的那部分電荷轉移第二輸入電容C22上。如此經過數個周期的充放電過程,第一輸入電容C21和第二輸入電容C22上的電壓最終將維持動態平衡。
因此,在第一輔助電容C23和第二輔助電容C24的電容值相同的情况下,第一輔助電阻R1和第二輔助電阻R2的電阻值越大,充電時間越長,充電速度越慢。在一些具體實施例中,可以設置第一輔助電容R1的電阻值r1和第一輔助電容C23的電容值c3滿足如下的公式:3*(r1)*(c3)<(T/2),使得第二輔助電阻R2的電阻值r2和第二輔助電容C24的電容值c4滿足如下的公式:3*(r2)*(c4)<(T/2)。這樣,就可以在一個開關周期內完成充放電過程了。
當改變LLC串聯諧振電路的開關頻率時,也可以通過改變第一輔助電容R1和第二輔助電阻R2的阻值來調節充放電的時間。例如,如果開關頻率比65kHz高,則可以將第一輔助電阻R1和第二輔助電阻R2的阻值調小,使得相應的開關元件關斷之前完成充電過程。如果開關頻率比65kHz低,則可以將第一輔助電阻R1和第二輔助電阻R2的阻值調大,使得相應的開關元件關斷之前完成充電過程。
圖2所示例的電壓平衡單元,每個電壓平衡單元包括一電阻、一個電容和一個橋臂,可解決兩個輸入電容兩端電壓不平衡的問題。圖2例舉的電壓平衡單元結構中所包含的元件體積小,不需要控制器,具有可靠性好或損耗低等優點。
此外,圖2所示的電源轉換器與傳統技術中具有兩個輸入電容的電源轉換器相比還具有如下的優點。如圖15所示的現有技術中的電源轉換器中,第一橋臂B11和第二橋臂B12各自具有一個LLC串聯諧振回路(開關元件Q12和開關元件Q14分別並聯一個LLC串聯諧振回路),每個LLC串聯諧振回路中均需要使用一個變壓器;而圖2所示的結構僅使用了一個LLC串聯諧振回路,該LLC串聯諧振回路中僅使用了一個變壓器,電路結構簡單,電源轉換器體積較小,並且對於各個開關元件的控制也相對簡單。
圖8示例性示出本申請電源轉換器另一個實施例的結構示意圖。該實施例與圖2所示的實施例相比,不同之處在於:圖8所示的實施例中不包括整流線路。
由於圖8所示的實施例中省去了整流線路,因而,可以實現一種DC-AC電源轉換器。
在前述各實施例中,輸出電路中採用了LLC串聯諧振電路,當然也可以採用其他的諧振結構。例如,輸出電路中還可以採用通常的LC諧振電路。
圖9示例性示出本申請電源轉換器另一個實施例的結構示意圖,該實施例與圖2所示的實施例相比,不同之處在於:圖9中,用橋臂B25和B26來代替圖2中的第一單向橋臂B23和第二單向橋臂B24。具體而言,橋臂B25包括第一附加MOSFET Q41和第二附加MOSFET Q42,橋臂B26包括第三附加MOSFET Q43和第四附加MOSFET Q44。控制圖9中各個附加MOSFET的開通和關斷時序,橋臂B25和橋臂B26可實現與圖2中所示單向橋臂B23和橋臂B24中二極管D21到D24的相同的功能。
前述各實施例主要描述了通過兩個輸入電容來分擔母線電壓的情况。在母線電壓較高的情况下,可以採用更多的輸入電容來分擔母線電壓,例如,可以採用3個或更多個輸入電容來分擔母線電壓。
下面通過具體的例子來說明包括3個或3個以上功率模塊時電源轉換器的工作原理。
圖10示例性示出本申請電源轉換器另一個實施例的結構示意圖,該實施例示出了N=3的情况,即,電源轉換器包括3個功率模塊M1到M3的情况,這三個功率模塊M1到M3的整流線路的輸出端串聯。
下面描述圖10所示的電源轉換器的原理。
三個功率模塊M1到M3的第一橋臂中的兩個開關元件交替開通,例如180度交替開通。例如,當開關元件Q61、Q63和Q65開通時,Q62、Q64和Q66關斷,當開關元件Q61、Q63和Q65關斷時,Q62、Q64和Q66開通。當然,各個開關元件的控制時序可以根據電源轉換器的實際輸出需求來確定,不限於上述提到的控制方式。
例如當開關元件Q61、Q63、Q65開通,且開關元件Q62、Q64和Q66關斷時,第一輸入電容C61對電容C65充電,第二輸入電容C62對電容C67充電,電容C64對第一輸入電容C61充電(相當於電容C64被放電),具體充放電過程還需看各電容上電壓情况;電容C66對第二輸入電容C62充電(相當於電容C66被放電),第二輸入電容C62對電容C67充電,具體充放電過程還需看各電容上電壓情况。當開關元件Q61、Q63、Q65關斷並且開關元件Q62、Q64和Q66開通時,電容C65對第二輸入電容C62充電(相當於電容C65被放電),第二輸入電容C62對電容C64充電;電容C67對第三輸入電容C63充電(相當於電容C67被放電),第三輸入電容C63對電容C66充電,同樣具體充放電過程還需看各電容上電壓情况。
總之,具體的充電過程可能會根據三個橋臂中具體的開關元件開通和關斷的控制以及三個輸入電容上各自具體電壓情况而充放電過程會有所不同。然而由以上實施例可歸納出,電壓較高的輸入電容會向相鄰電壓較低的輸入電容所對應的功率模塊中電壓平衡單元充電,而這些相鄰電壓較低的輸入電容所對應的電壓平衡單元僅會向對應的輸入電容放電,因此電壓平衡單元可起到平衡輸入電容之間電壓的作用。不過,在開關元件初始的幾次開通和關斷過程中,電壓較低的輸入電容也會向相鄰電壓較高的輸入電容對應的功率模塊中的電壓平衡單元充電。
圖11示例性示出本申請電源轉換器另一個實施例的結構示意圖,該實施例也示出了N=3的情况,與圖13的不同之處在於,三個功率模塊M1到M3的整流線路的輸出端並聯。圖11與圖10所示的電源轉換器工作原理類似,不再贅述。
圖12示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖。該實施例中,電源轉換器包括第一直流輸入端IN21、第二直流輸入端IN22、N個輸入電容C(1)、C(2)、……、C(N)和N個功率模塊M1、M2、……、MN,N爲等於或大於3的自然數。N個輸入電容串聯連接於兩個直流輸入端IN21和IN22之間。
第i個功率模塊Mi包括第一橋臂B1(i)和輸出電路O(i),i取從1到N中的任意一個自然數。第一橋臂 B1(i)與輸入電容C(i)並聯,第一橋臂B1(i)具有一橋臂中點,且與相鄰功率模塊中的第一橋臂B1(i+1)串聯。
輸出電路O(i)與第一橋臂B1(i)的中點連接而另一端和與該第一橋臂B1(i)並聯的輸入電容C(i)的一端連接,輸出電路接收橋臂輸出的一方波信號。該輸出電路O(i)基於第一橋臂B1(i)的中點和第一橋臂B1(i)的一端處的信號生成電源轉換器所需的輸出信號。
第i個功率模塊Mi還包括電壓平衡單元71(i),該電壓平衡單元71(i)包括單向橋臂B2(i),單向橋臂B2(i)對應地與輸入電容C(i)並聯,單向橋臂B2(i)與相鄰功率模塊中的單向橋臂B2(i+1)串聯。
當電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路S,容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接。
在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩個支容性支路,這兩支容性支路的一端與該單向橋臂中點連接而該兩個支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接。
在圖12所示的電源轉換器中,各個單向橋臂分別包括兩個二極管,一個二極管的陽極與另一個二極管的陰極連接形成該單向橋臂中點,兩個二極管另外的陽極和陰極分別與對應的輸入電容的兩端連接。
容性支路S包括一個輔助電容和一個輔助電阻,輔助電容和輔助電阻串聯。該圖中的輔助電容和輔助電阻的參數值可以滿足3RC<T/2的關係式,其中C代表輔助電容的電容值,R代表輔助電阻的電阻值,T代表各個第一橋臂的開關周期。
每個功率模塊中的第一橋臂可以包括串聯的多個開關元件。例如,可以包括兩個開關元件,這兩個開關元件相互串聯,且這兩個開關元件的開通和關閉是互補的。這兩個開關元件串聯的共接點爲該第一橋臂的中點。
在圖12所示的結構中,通過在每個功率模塊中增加電壓平衡單元,可解決了多個輸入電容兩端的電壓不平衡的問題。
圖13示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖,該實施例示出了一種DC-DC轉換器的結構,每個功率模塊中的輸出電路均包括諧振電路501、整流線路502和輸出電容Cf
諧振電路501是一個LLC串聯諧振電路,包括諧振電感Ls、諧振電容Cs以及變壓器T1。變壓器T1原邊等效還包括勵磁電感Lm。諧振電感Ls、諧振電容與變壓器1的原邊串聯,勵磁電感Lm與變壓器T1的原邊並聯。
變壓器T1和整流線路502與圖2中的類似,不再贅述。
圖13所示的電源轉換器中,各個整流線路的輸出端串聯。這種結構可適用於高電壓輸出的情况。圖13所例舉的電壓平衡單元中容性支路的機構與圖2中所示容性支路的結構相同,因此不在這重複叙述。採用此種結構的電壓平衡單元的元件體積小,不需要控制器,具有可靠性好或損耗低等優點。當然,不排除電壓平衡單元存在其他變形但功能相同的等效結構,在此不再多進行例舉。
圖14示例性示出本申請電源轉換器的另一個實施例的結構示意圖,其中,各個整流線路的輸出端並聯,該結構可適用於大電流輸出的情况。
對於圖13和14所示的電源轉換器,各個橋臂B1(1)~B1(N)中的開關元件的控制時序可以根據實際需要來確定。在此例舉的均爲半橋結構,每個橋臂包含兩個開關元件,每個橋臂中的兩個開關元件可以交替開通,例如可以是180度交替開通。
此外,圖10-14的各實施例中,輔助橋臂中包括的開關元件除了可以是二極管之外,也可以是場效應管,例如可以是MOSFET。
各個充放電單元中的電阻的電阻值和電容的電容值也可以滿足電阻的阻值和電容的電容值的乘積的3倍小於電源轉換器中橋臂的開關周期的一半這一條件,使得能夠在各個開關元件關斷之前完成充或放電動作,提高電源轉換器的可靠性。
本申請還提供一種如圖1和圖2所示的電源轉換器的電壓平衡方法,包括:
提供一種如圖1或圖2所示的電源轉換器;
當第一輸入電容和第二輸入電容的電壓不等時,添加與輸入電容數目相同的電壓平衡單元:一第一電壓平衡單元和一第二電壓平衡單元;
在電源轉換器的半個工作周期內,控制第一輸入電容向第二電壓平衡單元充電,並/或控制第二輸入電容向該第一電壓平衡單元充電;
在電源轉換器的另外半個工作周期內,控制第一電壓平衡單元向第一輸入電容放電或者控制第二電壓平衡單元向該第二輸入電容放電;
經數個電源轉換器的工作周期後,第一輸入電容和第二輸入電容電壓之間的電壓差減小。
其中,電源轉換器的半個周期可以是指圖1和圖2中第一橋臂中的第一開關元件Q21和第二橋臂中的第四開關元件Q24開通而第二開關元件Q22和第三開關元件Q23關閉的周期。電源轉換器的另外半個周期可以是指第一開關元件Q21和第四開關元件Q24關閉而第二開關元件和第三開關元件Q23開通的周期。
通過這樣的電壓平衡方法就能夠保持輸入電容C21和C22兩端的電壓相等。
本申請還提供一種如圖10-14中所述之電源轉換器的電壓平衡方法,包括:
提供一種如圖10-圖14中任一所述之電源轉換器;
在N個輸入電容的電壓不等時,在每個功率模塊中添加一電壓平衡單元,該電壓平衡單元包括一單向橋臂,該單向橋臂具有一單向橋臂中點,該單向橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該單向橋臂與相鄰功率模塊中的單向橋臂串聯;
在電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路,該容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩支容性支路,該兩支容性支路的一端均與該單向橋臂中點連接而該兩支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
該方法還包括:
控制電壓相對相鄰輸入電容較高的輸入電容對電壓較低的相鄰輸入電容對應的功率模塊中電壓平衡單元充電;
控制電壓較低的該相鄰輸入電容所對應的功率模塊中電壓平衡單元對電壓較低的該相鄰輸入電容放電。
關於具有3個或3個以上功率模塊的電源轉換器的電壓平衡方法可以參考前文參照圖10詳細描述的工作原理。
通過這樣的電壓平衡方法,就能平衡具有3個或3個以上功率模塊的電源轉換器中各個輸入電容之間的電壓。
雖然已參照典型實施例描述了本申請,但應當理解,所用的術語是說明和示例性、而非限制性的術語。由於本申請能夠以多種形式具體實施而不脫離本申請的精神或實質,所以應當理解,上述實施例不限於任何前述的細節,而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋,因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和改型都應爲隨附申請專利範圍所涵蓋。
71...第一電壓平衡單元
71a、71b、72a、72b...兩端
71c、72c...一端
72...第二電壓平衡單元
B21...第一橋臂
B22...第二橋臂
b1、b2...中點
C21...第一輸入電容
C22...第二輸入電容
IN21...第一直流輸入端
IN22...第二直流輸入端
O21...輸出電路
Q21...第一開關元件
Q22...第二開關元件
Q23...第三開關元件
Q24...第四開關元件

Claims (26)

  1. 一種電源轉換器,包括:
      兩個直流輸入端;
      一第一輸入電容和一第二輸入電容,該第一輸入電容和第二輸入電容串聯於該兩個直流輸入端之間;
      一第一橋臂和一第二橋臂,該第一橋臂和第二橋臂串聯連接於該兩個直流輸入端之間,該第一橋臂與該第一輸入電容並聯,該第一橋臂具有一第一橋臂中點,該第二橋臂與該第二輸入電容並聯,該第二橋臂具有一第二橋臂中點;
      一第一電壓平衡單元和一第二電壓平衡單元,該第一電壓平衡單元和第二電壓平衡單元各具有三端,該第一電壓平衡單元的兩端與該第一輸入電容並聯而另一端與該第二橋臂中點連接,該第二電壓平衡單元的兩端與該第二輸入電容並聯而另一端與該第一橋臂中點連接,該第一電壓平衡單元與該第二電壓平衡單元用於減小該第一輸入電容和第二輸入電容之間的電壓差;以及
      輸出電路,與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點電連接。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換器,其中,每個電壓平衡單元均包括一單向橋臂和一容性支路;該單向橋臂的兩端與該輸入電容並聯,該單向橋臂設有一單向橋臂中點;該容性支路的一端連接該單向橋臂中點而另一端與相應橋臂中點連接。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述之電源轉換器,其中,該單向橋臂包括兩個二極管,一個該二極管的陽極與另一個該二極管的陰極連接形成該單向橋臂中點,該兩個二極管的另外的陰極和陽極分別與對應的輸入電容的兩端連接。
  4. 根據申請專利範圍第2項所述之電源轉換器,其中,該容性支路包括一輔助電容和一輔助電阻;該輔助電容和輔助電阻串聯。
  5. 根據申請專利範圍第4項所述之電源轉換器,其中,該輔助電容和輔助電阻的參數值滿足以下關係式:

      3RC/T/2
    其中,C代表該輔助電容的電容值,R代表該輔助電阻的電阻值,T代表該第一橋臂和第二橋臂的開關周期。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換器,其中,每個橋臂均包括兩個開關元件,該兩個開關元件相互串聯,且該兩個開關元件的開通和關閉互補;該兩個開關元件串聯的共接點爲該橋臂中點。
  7. 根據申請專利範圍第6項所述之電源轉換器,其中,該兩個橋臂彼此相鄰的兩個開關元件同開同關,該兩個橋臂另外兩個開關元件同開同關。
  8. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換器,其中,該輸出電路包括一諧振電路,該諧振電路的兩端分別與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點耦接。
  9. 根據申請專利範圍第8項所述之電源轉換器,其中,該諧振電路包括一諧振電感、一諧振電容、一變壓器;該諧振電感、諧振電容和變壓器的原邊相互之間串聯。
  10. 根據申請專利範圍第9項所述之電源轉換器,其中,該輸出電路還包括一整流線路以及一輸出電容;該輸出電容跨接於該整流線路輸出端之間,該整流線路的輸入端與該變壓器的副邊連接。
  11. 一種電源轉換器,包括:
      兩個直流輸入端;
      N個輸入電容,該N個輸入電容串聯連接於該兩個直流輸入端之間;以及
      N個功率模塊;
      其中,每個功率模塊均包括:
        一橋臂,該橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該橋臂具有一橋臂中點,該橋臂與相鄰功率模塊中的橋臂串聯;
        一電壓平衡單元,該電壓平衡單元包括一單向橋臂,該單向橋臂具有一單向橋臂中點,該單向橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該單向橋臂與相鄰功率模塊中的單向橋臂串聯;
        在電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路,該容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
        在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩支容性支路,該兩支容性支路的一端與該單向橋臂中點連接而該兩支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接;以及
      一輸出電路,該輸出電路的一端與該橋臂中點連接而另一端和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接;
      其中,N爲等於或大於3的自然數。
  12. 根據申請專利範圍第11項所述之電源轉換器,其中,該輸出電路包括一諧振電路,該諧振電路的兩端分別與該橋臂中點和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接。
  13. 根據申請專利範圍第12項所述之電源轉換器,其中,該諧振電路包括一諧振電感、一諧振電容、一變壓器;該諧振電感、諧振電容和變壓器的原邊相互之間串聯。
  14. 根據申請專利範圍第13項所述之電源轉換器,其中,該輸出電路還包括一整流線路和輸出電容;該輸出電容跨接於該整流線路輸出端之間,該整流線路的輸入端與該變壓器的副邊連接,該整流線路的輸出端與相鄰功率模塊中整流線路的輸出端串聯或並聯。
  15. 根據申請專利範圍第11項所述之電源轉換器,其中,該單向橋臂包括兩個二極管,一個該二極管的陽極與另一個該二極管的陰極連接形成該單向橋臂中點,該兩個二極管另外的陽極和陰極分別與對應的輸入電容的兩端連接。
  16. 根據申請專利範圍第11項所述之電源轉換器,其中,該容性支路包括一輔助電容和一輔助電阻,該輔助電容和該輔助電阻串聯。
  17. 根據申請專利範圍第16項所述之電源轉換器,其中,該輔助電容和輔助電阻的參數值滿足以下關係式:

      3RC<T/2
    其中,C代表該輔助電容的電容值,R代表該輔助電阻的電阻值,T代表該橋臂的開關周期。
  18. 根據申請專利範圍第11項所述之電源轉換器,其中,該橋臂包括兩個開關元件,該兩個開關元件相互串聯,且該兩個開關元件的開通和關閉是互補的;該兩個開關元件串聯的共接點爲該橋臂中點。
  19. 一種電源轉換器中輸入電容的電壓平衡方法,包括:
      提供一種電源轉換器,該電源轉換器包括:兩個直流輸入端;一第一輸入電容和一第二輸入電容,該第一輸入電容和第二輸入電容串聯於該兩個直流輸入端之間; 一第一橋臂和一第二橋臂,該第一橋臂和第二橋臂串聯連接於該兩個直流輸入端之間,該第一橋臂與該第一輸入電容並聯,該第一橋臂具有一第一橋臂中點,該第二橋臂與該第二輸入電容並聯,該第二橋臂具有一第二橋臂中點;輸出電路,與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點電連接;
      當第一輸入電容和第二輸入電容的電壓不等時,添加與輸入電容數目相同的電壓平衡單元:一第一電壓平衡單元和一第二電壓平衡單元;
      在該電源轉換器的半個工作周期內,控制該第一輸入電容向第二電壓平衡單元充電,並/或控制該第二輸入電容向該第一電壓平衡單元充電;
      在該電源轉換器的另外半個工作周期內,控制該第一電壓平衡單元向第一輸入電容放電或者控制該第二電壓平衡單元向該第二輸入電容放電;以及
      經數個電源轉換器的工作周期後,該第一輸入電容和第二輸入電容電壓之間的電壓差減小。
  20. 根據申請專利範圍第19項所述之方法,其中,該電壓平衡單元包括一單向橋臂和一容性支路;該單向橋臂與一該橋臂並聯,該單向橋臂設有一單向橋臂中點;該容性支路的一端連接該單向橋臂中點而另一端連接另一該橋臂的橋臂中點。
  21. 根據申請專利範圍第20項所述之方法,該單向橋臂包括兩個二極管,一個該二極管的陽極與另一個該二極管的陰極連接形成該單向橋臂中點,該兩個二極管的另外的陰極和陽極分別與該對應的輸入電容的兩端連接。
  22. 根據申請專利範圍第19項所述之方法,其中,該輸出電路包括一諧振電路,該諧振電路的兩端分別與該第一橋臂中點和該第二橋臂中點耦接。
  23. 根據申請專利範圍第19項所述之方法,其中,該第一橋臂包括串聯的第一開關元件和第二開關元件,該第一開關元件和第二開關元件的開通和關閉互補;
      該第二橋臂包括串聯的第三開關元件和第四開關元件,該第三開關元件和第四開關元件的開通和關閉互補;
      其中,在該電源轉換器的該半個工作周期內,控制該第一開關元件與該第四開關元件開通,控制該第二開關元件與該第三開關元件關閉,從而控制該第一輸入電容向第二電壓平衡單元充電並/或控制該第二輸入電容向該第一電壓平衡單元充電;
      在該電源轉換器的該另外半個工作周期內,控制該第一開關元件與該第四開關元件關閉,控制該第二開關元件與該第三開關元件開通,從而控制該第一電壓平衡單元向第一輸入電容放電或者控制該第二電壓平衡單元向該第二輸入電容放電。
  24. 一種電源轉換器中輸入電容的電壓平衡方法,包括:
      提供一種電源轉換器,
      該電源轉換器包括:兩個直流輸入端;
      N個輸入電容,N個該輸入電容串聯連接於該兩個直流輸入端之間;以及
      N個功率模塊,N個該功率模塊與N個該輸入電容一對一並聯;
      其中,每個功率模塊均包括:一橋臂和一輸出電路;該橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該橋臂具有一橋臂中點,該橋臂與相鄰功率模塊中的橋臂串聯,該輸出電路的一端與該橋臂中點連接而另一端和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接;其中,N爲等於或大於3的自然數;
      在該N個輸入電容的電壓不等時,在每個功率模塊中添加一電壓平衡單元,該電壓平衡單元包括一單向橋臂,該單向橋臂具有一單向橋臂中點,該單向橋臂對應地與一個該輸入電容並聯,該單向橋臂與相鄰功率模塊中的單向橋臂串聯;
      在電壓平衡單元所在的功率模塊只有一個相鄰的功率模塊時,該電壓平衡單元還包括一容性支路,該容性支路一端與該單向橋臂中點連接而另一端與相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
      在電壓平衡單元所在的功率模塊存在兩個相鄰功率模塊時,該電壓平衡單元還包括兩支容性支路,該兩支容性支路的一端均與該單向橋臂中點連接而該兩支容性支路的另一端分別與兩個相鄰功率模塊中橋臂中點連接;
      該方法還包括:
        控制電壓相對相鄰輸入電容較高的輸入電容對電壓較低的該相鄰輸入電容對應的功率模塊中電壓平衡單元充電;以及
        控制電壓較低的該相鄰輸入電容所對應的功率模塊中電壓平衡單元對電壓較低的該相鄰輸入電容放電。
  25. 根據申請專利範圍第24項所述之方法,其中,該輸出電路包括一諧振電路,該諧振電路的兩端分別與該橋臂中點和與該橋臂並聯的輸入電容的一端連接。
  26. 根據申請專利範圍第25項所述之方法,其中,該諧振電路包括一諧振電感、一諧振電容以及一變壓器;該諧振電感、諧振電容和該變壓器的原邊相互之間串聯。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI843139B (zh) * 2021-09-24 2024-05-21 大陸商矽力杰半導體技術(杭州)有限公司 功率轉換模組及功率轉換器

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2693619A2 (en) * 2012-08-03 2014-02-05 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd Single stage forward-flyback converter and power supply apparatus
US10177781B2 (en) * 2013-06-24 2019-01-08 Silicon Laboratories Inc. Circuit including a switched capacitor bridge and method
CN109757124A (zh) 2016-08-01 2019-05-14 皇家飞利浦有限公司 多电平谐振dc-dc转换器
CN106533376B (zh) * 2016-10-26 2024-02-09 浙江大学 用于模块化串联的电磁轴承用的开关功率放大器
CN106533232A (zh) * 2016-12-05 2017-03-22 特变电工西安电气科技有限公司 一种中点箝位llc谐振变换控制方法
RU176670U1 (ru) * 2017-02-20 2018-01-25 ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ОБРАЗОВАНИЯ "Брянский государственный технический университет" Импульсный преобразователь напряжения с адаптивной системой управления нелинейной динамикой
US11336203B2 (en) 2018-09-07 2022-05-17 Socovar S.E.C. Multilevel electric power converter
CN111446860B (zh) 2019-01-16 2021-09-21 台达电子企业管理(上海)有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
CN111446861B (zh) * 2019-01-16 2021-02-26 台达电子企业管理(上海)有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
US10804798B1 (en) 2019-04-29 2020-10-13 Infineon Technologies Austria Ag Switched-capacitor converter with multi-tapped autotransformer
CN110212794B (zh) * 2019-05-20 2024-06-07 深圳市优优绿能股份有限公司 一种整流均压电路以及高压大功率功率变换系统
WO2021155339A1 (en) 2020-01-31 2021-08-05 Enphase Energy, Inc. Methods and apparatus for controlling a power converter
WO2021175462A1 (en) * 2020-03-06 2021-09-10 Inesc Tec Instituto De Engenharia De Sistemas E Computadores, Tecnologia E Ciência Power converter
CN112737347B (zh) * 2020-12-30 2021-07-13 深圳市优优绿能电气有限公司 一种超宽范围大功率变换器电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5808879A (en) * 1996-12-26 1998-09-15 Philips Electronics North America Corporatin Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter
US6344979B1 (en) * 2001-02-09 2002-02-05 Delta Electronics, Inc. LLC series resonant DC-to-DC converter
CN1523746B (zh) * 2003-09-03 2010-04-14 浙江大学 三电平llc串联谐振dc/dc变换器
DE102005030601A1 (de) * 2005-06-30 2007-01-11 Siemens Ag Österreich Netzteil mit Vollbrückenschaltung und großem Regelungsbereich
CN101373933B (zh) * 2007-08-24 2011-11-23 力博特公司 一种具有平衡能力的半桥变换器及其控制方法
TWI367623B (en) * 2008-03-14 2012-07-01 Delta Electronics Inc Parallel-connected resonant converter circuit and controlling method thereof
US7742318B2 (en) * 2008-06-10 2010-06-22 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multi-element resonant converters
US8536735B2 (en) * 2009-02-27 2013-09-17 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Converter with input voltage balance circuit
US8411473B2 (en) * 2010-12-20 2013-04-02 Allis Electric Co., Ltd. Three-phase power supply with three-phase three-level DC/DC converter
CN102332818B (zh) * 2011-09-13 2013-08-28 天津大学 一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法
CN102594152B (zh) * 2012-02-27 2014-08-06 浙江大学 一种串联型半桥dc-dc变换器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI843139B (zh) * 2021-09-24 2024-05-21 大陸商矽力杰半導體技術(杭州)有限公司 功率轉換模組及功率轉換器

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