CN1523746B - 三电平llc串联谐振dc/dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器包括分压电容、由四个开关串联而成的逆变器、谐振电路、钳位电路、隔离变压器、整流电路、滤波电路。该变换器通过具有双重本征谐振频率的LLC谐振电路使得较小的频率变化范围就可以实现较大的输入输出电压调节范围，同时，通过一对钳位二极管对开关进行有效的钳位，使每个开关电压应力是输入电压的一半，并且全范围实现ZVS而不用附加任何电路，整流二极管工作在ZCS状态。该变换器在高端压输入时效率较高，应用在高输入电压且有断电保持时间要求的电源产品上特别有利。

Description

三电平LLC串联谐振DC/DC变换器

技术领域

本发明涉及包含DC/DC变换器的电源供应系统。更特别地说，本发明涉及一种改良的电路设计和构造达到更佳的功率变换效率、更宽工作范围、更佳的软开关性能及高输入电压的适应性。

背景技术

中国专利CN1368787A公开的LLC串联谐振型DC/DC变换器(见图1)的优点是：开关天然的零电压开关(Zero voltage switching，简称ZVS)，整流二极管天然的零电流开关(Zero current switching，简称ZCS)，没有反向恢复问题，没有电压尖峰。可以工作在宽范围而不会明显影响效率。高端输入时效率比较高，非常适合有断电保持时间要求的场合。结构上也非常简单，整个变换器只需一颗磁元件。它具有脉宽调制(PWM型)DC/DC变换器无法比拟的优点，使得LLC串联谐振型DC/DC变换器非常适用于高效率、高功率密度的场合，特别是有断电保持时间要求的场合，例如通信电源、笔记本电脑电源适配器等。

但是其每个开关的电压应力等于最高输入电压，在特别高压的场合就不是很适用。例如，在三相功率因数校正电路之后的DC/DC变换器的输入电压通常会在700V以上。而再考虑开关电压容量留一定裕量，则要选用1000V以上的开关器件。对于适用于高频电源的MOSFET器件来说，这一电压等级的产品不仅价格高而且性能明显下降。因此有必要发明一种电路，既保持上述LLC串联谐振型DC/DC变换器的所有优点，又可以降低每个开关管的电压应力。

发明内容

本发明的目的是提供一种既具有LLC串联谐振型DC/DC变换器的所有优点，同时降低开关管的电压应力以适应高电压输入场合的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器。

本发明的技术解决方案在于，三电平LLC串联谐振DC/DC变换器包括：

-分压电容，用于将输入电压均分，产生两个仅为输入电压一半的电压源；

-逆变器，由四个开关S₁、S₂、S₃、S₄串联而成，用于将直流电压逆变成一个方波或阶梯波电压；

-钳位电路，由两个二极管组成，其中第一二极管连接于分压电容的中点和第一开关源极与第二开关漏极的接点之间，第二二极管连接与分压电容的中点和第四开关漏极与第三开关源极的接点之间；

-谐振电路，包括一串联电容连接于一串联电感和一并联电感，该谐振电路接于分压电容的中点与逆变器的输出端之间，串联电容与串联电感谐振构成本发明谐振变换器的第一本征频率，以fs表示，串联电容与串联电感及并联电感谐振构成本发明谐振变换器的第二本征频率，以fm表示，其中fs＞fm；

-隔离变压器，其一次侧与谐振电路中的并联电感并联，二次侧与整流电路相连，对接于整流电路输出端的滤波电路提供一同一方向的脉冲电流；

-整流电路；

-滤波电路，用于将脉冲电流转化成一直流电压对输出负载电路提供能量。

本发明的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器在高于第二本征频率fm的范围内运作。该变换器通过具有双重本征谐振频率的LLC谐振电路使得较小的频率变化范围就可以实现较大的输入输出电压调节范围，同时，通过一对钳位二极管对开关S₁和S₄进行有效的钳位，使它们的电压不超过一半的输入电压，同时另外两个开关S₂和S₃理所当然的承受另一半输入电压，从而起到降低每个开关管电压应力的目的。该变换器在高端压输入时效率较高，应用在高输入电压且有断电保持时间要求的电源产品上特别有利。

本发明的优点在熟悉本技术领域者阅读过后续以不同附图绘制的较佳实施例的详细说明后毫无疑问会变得明确。

附图说明

图1为一已知串联LLC谐振DC/DC变换器的电路图；

图2为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器的电路图；

图3为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器的典型工作波形；

图4为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段1的等效电路；

图5为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段2的等效电路；

图6为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段3的等效电路；

图7为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段4的等效电路；

图8为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段5的等效电路；

图9为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段6的等效电路；

图10为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段7的等效电路；

图11为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在阶段8的等效电路；

图12为本发明三电平串联LLC谐振DC/DC变换器在二次侧有一全桥整流器的电路图。

具体实施方式

图2所示为本发明的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器的一种具体电路图。该变换器包括分压电容110、逆变器120、钳位电路130、谐振电路140、隔离变压器T_R、整流电路160、滤波电路170。图例中，分压电容110由两个串联的电容C₁、C₂组成，用来产生两个仅为输入电压一半的电压源。逆变器120由四个开关S1～S4串联而成，用来产生一个方波或阶梯波。钳位电路130由两个二极管D₁、D₂组成，其中第一二极管D₁连接于分压电容的中点和第一开关S₁源极与第二开关S₂漏极的接点之间，第二二极管D₂连接于分压电容的中点和第四开关S₄漏极与第三开关S₃源极的接点之间，四个开关的驱动信号如图3所示，S₁和S₂基本是同一个驱动信号，只是S₁比S₂略微提早一点关断；S₃和S₄基本是同一个驱动信号，只是S₄比S₃略微提早一点关断。S₁、S₂和S₃、S₄的驱动信号互补，并且占空比都恒为50％。通过改变开关频率来控制输出电压，也就是说是频率调制方式而不是传统的脉宽调制方式。D₁和D₂起钳位作用，用来保证S₁和S₄关断后承受的电压应力为输入电压的一半。对于后关断的S₃和S₄自然就承受另一半输入电压。谐振电路140接于分压电容的中点与逆变器的输出端之间，其包括一串联电容器Cs连接于一串联电感器Ls和一并联电感器Lm。隔离变压器T_R的一次侧与谐振电路中的并联电感Lm并联，二次侧与整流电路160相连，这里，整流电路采用由整流二极管D_R1和D_R2构成中心抽头的零式整流电路，或者也可以采用如图12所示的由四个二极管D_R1、D_R2、D_R3、D_R4组成的桥式整流电路。整流二极管直接与接负载的滤波电路170相连，滤波电路可以是电容器，也可以是Л型滤波电路或多级滤波电路。上述谐振电路中的串联电感Ls可实施成一个外在电感或为隔离变压器的漏感。谐振电路的中并联电感Lm可实施成一外在电感或为隔离变压器的激磁电感。

本发明的三电平串联LLC谐振DC/DC变换器的具体工作过程分析如下。在下面的分析中，滤波电容器C_o被认为无穷大而以恒压源V_o代替。两个串联的输入电容C₁、C₂容量也为无穷大，用两个V_in/2的电压源代替。开关是MOSFET具有反向并联的寄生二极管。该变换器的一个开关周期可以分为8个工作阶段，分别如图4～11的8个等效电路所示。相应的工作波形如图3所示。8个工作阶段的工作原理分别描述如下：

(1)阶段1：t0～t1(等效电路如图4所示)。在t0时刻S₁和S₂同时开通。原边电流流过S₁和S₂，方向如图4所示，该电流以正弦形式逐渐上升。副边二极管D_R1导通，输出电压将变压器钳位。因此原边的谐振是发生在Ls和Cs之间，流过Lm的励磁电流i_Lm是线性上升。副边电流是原边谐振电流和励磁电流之差再经过一个变比的换算。其关系可以详看图3的i_p和i_DR波形。

(2)阶段2：t1～t2(等效电路如图5所示)。随着原边谐振电流的下降和励磁电流的上升，在t1时刻两者相等，同时副边的电流下降到零。此时，副边二极管D_R1将因为电流过零而自然关断，因此几乎没有反向恢复的过程。此时二极管D_R1上的反向电压为输出电压V_o。二极管的这种工作状态，在此定义为二极管的ZCS。工作在ZCS状态的二极管上的电压尖峰几乎为零。同时，输出电压不再对变压器钳位，那么Lm就成为自由的谐振电感，Lm与Ls加在一起与Cs谐振。因为Lm比较大，所以这个谐振周期要比前一个谐振周期大得多，所以作这段时间里，原边电流可以看作近似不变，Lm是一个恒流源。

(3)阶段3：t2～t3(等效电路如图6所示)。在t2时刻，S₁关断了，而S₂仍然导通。流过电感Lm和Ls的电流将通过二极管D₁续流。同时S₁上的电压就被钳在V_in/2。实际上t2～t3时间段非常短。

(4)阶段4：t3～t4(等效电路如图7所示)。在时刻t3，S₂也关断，于是原边电流又被迫转移到S₃和S₄，对S₃和S₄的寄生电容放电，直至放到零，接着S₃和S₄的寄生二极管导通。此时S₁和S₂上电压之和是输入电压V_in。在阶段3中已分析S₁上承受的电压是V_in/2。所以S₂上承受的电压也是V_in/2。

(5)阶段5：t4～t5(等效电路如图8所示)。在上一阶段，S₃和S₄上的电压已经下降到零了。时刻t4，S₃和S₄同时导通，因此S₃和S₄是工作在ZVS状态的。原边电流开始反向谐振，副边二极管D_R2导通，于是变压器又被输出电压反向钳位。原边的谐振又发生在Ls和Cs之间。流过Lm的电流反向线形上升。副边二极管D_R1上的反向电压为2V_o。

(6)阶段6：t5～t6(等效电路如图9所示)。类似阶段2，随着原边谐振电流的下降和励磁电流的上升，在t5时刻两者相等，同时副边的电流下降到零。此时，副边二极管D_R2将因为电流过零而自然关断，工作在ZCS状态，电压尖峰几乎为零。此时二极管D_R2上的反向电压为输出电压V_o。同时，输出电压不再对变压器钳位，那么Lm就成为自由的谐振电感，Lm与Ls加在一起与Cs谐振。因为Lm比较大，所以这个谐振周期要比前一个谐振周期大得多，所以作这段时间里，原边电流可以看作近似不变，Lm是一个恒流源。

(7)阶段7：t6～t7(等效电路如图10所示)。在t6时刻，S₄关断了，而S₃仍然导通。流过电感Lm和Ls的电流将通过二极管D₂续流。同时S₄上的电压就被钳在V_in/2。实际上t6～t7时间段非常短。

(8)阶段8：t7～t8(等效电路如图11所示)。在时刻t7，S₃也关断，于是原边电流又被迫转移到S₁和S₂，对S₁和S₂的寄生电容放电，直至放到零，接着S₃和S₄的寄生二极管导通。

再接着又回到阶段1，S₁和S₂同时在零电压下导通，进入下一个周期。从这八个工作阶段的分析来看，主开关S₁、S₂、S₃、S₁都工作在ZVS状态，并且每个开关的电压应力是输入电压的一半；副边二极管D_R1和D_R2工作在ZCS状态，几乎没有反向恢复的过程，电压尖峰为零。D_R1和D_R2的电压应力仅为输出电压的2倍。

下面进一步分析本发明电路的特性。为讨论方便，LC的本征谐振频率定义为fs：

$f_s=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{L_s{C}_s}\right)---\left(1\right)$

LLC的本征谐振频率定义为fm：

$f_m=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{(L_s+L_m)C_s}\right)---\left(2\right)$

励磁电流的最大值可以表示为：

$I_m=\frac{{\mathrm{nV}}_o}{{4L}_m{f}_s}---\left(3\right)$

式中Lm为励磁电感；V_o为输出电压；n为变压器原边对副边之匝比。

上面的8个阶段的描述是在开关频率f＜fs的情况下。如果开关频率f＝fs，那么阶段2和阶段6就消失，原边的电流是完整的正弦波，称这种状态为完全谐振。而f＜fs的状态称为过谐振。

所推荐的变换器输入和输出电压的关系是通过调节开关频率来调整的。其实是靠调整过谐振的程度来调整输入输出电压关系。Lm可以看成一个boost电感，过谐振程度越深，在这个boost电感就会使谐振电容上的电压升得越高，从而使输出电压也越高。

如果假定谐振电流在t2到t3以及t5到t6保持不变，并以Im表示，那么输出电压V_o可以表示为：

$V_o=\frac{1}{2n}{V}_{\mathrm{in}}+\frac{I_m}{4n{C}_s}(T-T_s)---\left(4\right)$

式中V_in为输入电压；T为开关周期；T_s为Cs和Ls的谐振周期，其定义为：

$T_s=2\mathrm{\π}\sqrt{C_s{L}_s}---\left(5\right)$

从(4)式可以看出，输出电压随着开关周期的增加而增加，当T＝Ts，也就是完全谐振时：

$V_o=\frac{1}{2n}{V}_{\mathrm{in}}---\left(6\right)$

此时，副边整流器的输出电流(i_D1+i_D2)临界连续，其方均根值达到最小，变换器的导通损耗最小。若不考虑开关损耗，(6)式可以看作是变换器的最佳工作条件，此时变换器具有最高的效率。

当输入电压下降，变换器通过过谐振保证有足够的输出电压提供给负载，此时由于原边电流的方均根值增大，变换器的效率有所下降。因此该变换器的效率特征是，在输入电压高时效率较高。这与传统的PWM变换器正好相反。由于有这样的效率特性，LLC谐振变换器输入范围的扩展基本上不会影响输入电压高端的效率。这种特性对于有保持时间要求的变换器具有重要的价值。

再将(3)(5)代入(4)可得：

$\frac{V_{\mathrm{in}}}{2n{V}_o}=1+\frac{{\mathrm{\π}}^2}{4}\frac{L_s}{L_m}(1-\frac{f_s}{f})---\left(7\right)$

可以看到，输入输出电压的调节范围和Ls/Lm相关。所以根据输入输出电压变化的要求和(7)式就可以设计出Ls/Lm的大小。

Claims (9)

1.三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于包括：

-分压电容(110)，用于将输入电压均分，产生两个仅为输入电压一半的电压源；

-逆变器(120)，由四个开关(S₁、S₂、S₃、S₄)串联而成，用于将直流电压逆变成一个方波或阶梯波电压，其中，相串联的第二开关(S₂)和第三开关(S₃)的占空比均为50％，且互补导通，第一开关(S₁)和第二开关(S₂)具有相同的开通沿，第一开关(S₁)比第二开关(S₂)提前关断，第四开关(S₄)和第三开关(S₃)具有相同的开通沿，第四开关(S₄)比第三开关(S₃)提前关断；

-钳位电路(130)，由两个二极管(D₁、D₂)组成，其中第一二极管(D₁)连接于分压电容的中点和第一开关(S₁)源极与第二开关(S₂)漏极的接点之间，第二二极管(D₂)连接在分压电容的中点和第四开关(S₄)漏极与第三开关(S₃)源极的接点之间；

-谐振电路(140)，包括串联连接的一个串联电容(Cs)、一个串联电感(Ls)和一个并联电感(Lm)，该谐振电路接于分压电容的中点与逆变器的输出端之间，串联电容(Cs)与串联电感(Ls)谐振构成所述变换器的第一本征频率，以fs表示，串联电容(Cs)与串联电感(Ls)及并联电感(Lm)谐振构成所述变换器的第二本征频率，以fm表示，其中fs＞fm；

-隔离变压器(T_R)，其一次侧与谐振电路(140)中的并联电感(Lm)并联，二次侧与整流电路(160)相连，对接于整流电路(160)输出端的滤波电路(170)提供一同一方向的脉冲电流；

-整流电路(160)；

-滤波电路(170)，用于将脉冲电流转化成一直流电压对输出负载电路提供能量。

2.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于整流电路(160)为一零式整流电路。

3.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于整流电路(160)为一桥式整流电路。

4.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于滤波电路(170)为一电容器。

5.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于滤波电路(170)为一Л型滤波电路或多级滤波电路。

6.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于谐振电路的串联电感(L_S)为一外在电感。

7.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于谐振电路的串联电感(L_S)为隔离变压器的漏感。

8.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于谐振电路的并联电感(Lm)为一外在电感。

9.按权利要求1所述的三电平LLC串联谐振DC/DC变换器，其特征在于谐振电路的并联电感(Lm)为隔离变压器的激磁电感。

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