CN100424975C - Llc串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是有关于一种LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，该LLC串联谐振变换器包括桥式电路、谐振网络、变压器、整流电路以及频率调整控制器。其中桥式电路包含至少一对功率开关，谐振网络受功率开关驱动。整流电路包含至少一对同步整流功率开关，且同步整流功率开关与功率开关有对应关系。频率调整控制器根据LLC串联谐振变换器的工作频率与谐振网络的串联谐振频率，提供同步整流功率开关的驱动信号，从而实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能。

Description

LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法
技术领域
本发明涉及一种LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，特别是涉及一种使用频率调整控制器以提供驱动信号的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法。
背景技术
有关先前技术，请参阅图1所示。该图所示的LLC串联谐振变换器(series resonant converter，简称为SRC)采用半桥式(half bridge)结构。它包含一个由一对功率开关S1和S2所构成的半桥电路110来驱动一个谐振网络120，该谐振网络由一个串联谐振电感Ls、一个串联谐振电容Cs及变压器TX的励磁电感Lm(未绘示于图中)构成。串联谐振电感Ls也可能是变压器TX的漏感形成。此三个谐振参数构成了该谐振网络的两个特征谐振频率fs和fm如下：
fs = 1 2 π L s · C s - - - ( 1 )
fm = 1 2 π ( L s + L m ) · C s
该LLC串联谐振变换器的输入端为一个直流电压Vin。其变压器TX通过在一个一次侧(primary side)绕组np和两个同相串联连接的二次侧(secondary side)绕组ns1和ns2，将半桥电路110和谐振网络120与整流电路130隔离。
整流电路130由一对连接到输出电容Co的整流二极管D1和D2构成。D1和D2的阴极连接到Co的正极。D1的阳极连接到二次侧绕组ns1的正向同名端，而D2的阳极则与二次侧绕组ns2的反向同名端相连。ns1和ns2的共同连接点也是输出电压Vo的地。
该LLC串联谐振变换器的功率开关S1和S2工作在等脉冲宽度，即都为50％的条件下。其输出电压调整通过改变工作频率的方式获得，因此需要频率调整控制器140。
LLC串联谐振变换器的特点是：合适的参数设计和工作范围可以保证其一次侧的桥式电路的功率开关器件工作在零电压开关(zero voltageswitching，简称为ZVS)条件，同时可以使其二次侧整流开关器件实现零电流开关(zero current switching，简称为ZCS)。
在功率开关S1和S2的工作频率f满足下式的条件下，图1所示的LLC串联谐振变换器的工作状态时序如图2所示，其中Vg，S1与Vg，S2分别为功率开关S1与S2的驱动信号。
fm≤f≤fs    (3)
在t0时，因为一次侧电流ir与参考方向相反，功率开关S1在ZVS条件下开通。在从t0到t1时间间隔内，整流二极管D1有电流导通，因此此时励磁电感Lm上的电压为一恒定值。所以此段时间Lm并不参与谐振，其励磁电流im线性增长。如图2所示，由于Ls与Cs的谐振，D1中电流iD1呈准正弦形状。
在t1时，因为工作开关周期长于Ls与Cs的谐振周期，ir在S1关断前下降到等于im。因此此时D1关断。谐振过程由Cs、Ls、和Lm共同参与。此时为了简化分析，在假定Lm＞＞Ls的条件下，ir曲线近似为一直线。
在t2时，S1关断。S2的体二极管开始导通。在t3时，S2在ZVS条件下导通。
在t3至t4以及t4至t5的时间间隔内，可以分析到同样的工作过程。和D1同样的工作状态和电流波形iD2也发生在整流二极管D2。iD1和iD2构成了输出整流电流irec。
如果LLC串联谐振变换器工作在开关频率fs，输出整流电流irec中的死区，即整流二极管D1和D2都不导通的时间段将消失。此时，irec为一准正弦绝对值波形的整流电流。
LLC串联谐振变换器在实际的工作中，为了获得宽输入电压或输出电压范围，往往会工作到上述irec中的死区不为零的条件下。因为此时整流二极管D1或D2的关断都发生在功率开关S1或S2关断前，因此它们的导通脉冲宽度要比S1和S2的小。目前普遍的趋势是使用功率MOSFET(metal oxidesemiconductor field effectt ransistor，即金氧半场效晶体管)做为同步整流功率开关，取代整流二极管D1和D2。如此则同步整流功率开关的驱动脉冲必须在其从源极(source)流至漏极(drain)的反向电流降到零时关断，即在irec的死区时不导通。否则，将引起变换器的输出向变换器一次侧传送功率，使电路不能正常地安全工作。
所以，同步整流功率开关的驱动信号不能简单地利用功率开关S1和S2的驱动信号来获得。也不能使用变压器TX的绕组来获得。因为在irec的死区时，二次侧的绕组上电压并非为零，而是Lm上的谐振电压。
因此，我们需要更好的技术以解决上述问题，以提供合适的驱动信号，使功率MOSFET能取代整流二极管，实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能，并且保证其在任何工作条件下都可以安全可靠地工作。
由此可见，上述现有的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法在结构、方法与使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般产品又没有适切的结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。
有鉴于上述现有的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法存在的缺陷，本发明人基于从事此类产品设计制造多年丰富的实务经验及专业知识，并配合学理的运用，积极加以研究创新，以期创设一种新的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，能够改进一般现有的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，使其更具有实用性。经过不断的研究、设计，并经反复试作样品及改进后，终于创设出确具实用价值的本发明。
发明内容
本发明的目的在于，克服现有的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法存在的缺陷，而提供一种新的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，所要解决的技术问题是使其可以提供合适的驱动信号，使功率MOSFET能取代整流二极管，实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能，并且保证其在任何工作条件下都可以安全可靠地工作，从而更加适于实用。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种LLC串联谐振变换器，其包括：一桥式电路，耦接于一输入电压，且包含至少一对功率开关；一谐振网络，耦接于该桥式电路，受这些功率开关驱动；一变压器，耦接于该谐振网络；一整流电路，耦接于该变压器，该整流电路提供该LLC串联谐振变换器的电流输出，其中该整流电路包含至少一对同步整流功率开关，对应的该同步整流功率开关与该功率开关会同步导通与关断；以及一频率调整控制器，耦接于这些功率开关与这些同步整流功率开关之间，根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率，提供这些同步整流功率开关的驱动信号，从而实现该LLC串联谐振变换器的同步整流功能。当LLC串联谐振变换器的工作频率小于谐振网络的串联谐振频率时，各同步整流功率开关的驱动信号为与对应的功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，此恒定脉宽信号的宽度值由谐振网络的串联谐振参数决定，当LLC串联谐振变换器的工作频率大于或等于谐振网络的串联谐振频率时，各同步整流功率开关的驱动信号即为对应的功率开关的驱动信号。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的频率调整控制器是根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率的大小关系，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的频率调整控制器是根据这些功率开关的驱动信号，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的LLC串联谐振变换器的工作频率小于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号为与对应的该功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，且该恒定脉宽信号的宽度值由该谐振网络的串联谐振参数决定；当这些功率开关的工作频率大于或等于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号即为对应的该功率开关的驱动信号。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的恒定脉宽信号的宽度值等于或小于该谐振网络的串联谐振周期的一半。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的频率调整控制器更包括：一对驱动信号产生器，分别耦接于这些功率开关与这些同步整流功率开关之间，接收对应的该功率开关的驱动信号，输出对应的该同步整流功率开关的驱动信号。
前述的LLC串联谐振变换器，其中各该驱动信号产生器更包括：一同步检测电路，耦接于对应的这些功率开关，接收这些功率开关共同的驱动信号，输出与这些功率开关的驱动信号同步的一同步信号；一恒定脉宽产生器，耦接于该同步检测电路，接收该同步信号，输出与这些功率开关的驱动信号同步的该恒定脉宽信号；以及一与逻辑门，耦接于对应的这些功率开关、该恒定脉宽产生器与对应的这些同步整流功率开关，接收这些功率开关的驱动信号与该恒定脉宽信号，将这些功率开关的驱动信号与该恒定脉宽信号进行相与的逻辑处理后，产生并输出这些同步整流功率开关的驱动信号。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的同步信号是以上升沿触发该恒定脉宽产生器，且该恒定脉宽信号的上升沿与对应的这些功率开关的驱动信号的上升沿同步。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的频率调整控制器更包括：一锁定电路，耦接于该对驱动信号产生器所包含的这些恒定脉宽产生器，当这些功率开关的工作频率过高，以至于这些同步整流功率开关难于驱动时，输出低电平的一锁定信号至这些恒定脉宽产生器，从而锁定这些同步整流功率开关的驱动信号，使这些同步整流功率开关处于关断状态。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的锁定电路是由一工作频率检测信号读取这些功率开关的工作频率。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的工作频率检测信号是来自一压控振荡器。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的桥式电路为半桥电路与全桥电路其中之一。
前述的LLC串联谐振变换器，其中所述的谐振网络为一串联谐振电容与一串联谐振电感所串联组成。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方案来实现。依据本发明提出的一种同步整流功率开关驱动方法，是用于一LLC串联谐振变换器，该LLC串联谐振变换器包括一桥式电路、一谐振网络与一整流电路，其中该桥式电路包含至少一对功率开关，该整流电路包含至少一对同步整流功率开关，对应的该同步整流功率开关与该功率开关会同步导通与关断，该同步整流功率开关驱动方法包括下列步骤：步骤一：撷取这些功率开关的工作频率；步骤二：撷取该谐振网络的串联谐振频率；以及步骤三：根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率，提供这些同步整流功率开关的驱动信号，从而实现该LLC串联谐振变换器的同步整流功能。当LLC串联谐振变换器的工作频率小于谐振网络的串联谐振频率时，各同步整流功率开关的驱动信号为与对应的功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，此恒定脉宽信号的宽度值由谐振网络的串联谐振参数决定，当LLC串联谐振变换器的工作频率大于或等于谐振网络的串联谐振频率时，各同步整流功率开关的驱动信号即为对应的功率开关的驱动信号。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其中所述的步骤三更包括：根据该串联谐振变换器的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率的大小关系，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其中步骤三更包括：根据这些功率开关的驱动信号，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其中步骤三更包括：当这些功率开关的工作频率小于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号为与对应的该功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，且该恒定脉宽信号的宽度值由该谐振网络的串联谐振参数决定；当这些功率开关的工作频率大于或等于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号即为对应的该功率开关的驱动信号。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其中所述的恒定脉宽信号的宽度值等于或小于该谐振网络的串联谐振周期的一半。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其中所述的恒定脉宽信号的上升沿与对应的这些功率开关的驱动信号的上升沿同步。
前述的同步整流功率开关驱动方法，其更包括：当这些功率开关的工作频率过高，以至于这些同步整流功率开关难于驱动时，锁定这些同步整流功率开关的驱动信号，使这些同步整流功率开关处于关断状态。
借由上述技术方案，本发明LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法至少具有下列优点：
本发明是根据LLC串联谐振变换器的工作频率与谐振网络的串联谐振频率的大小关系，以及根据功率开关的驱动信号，提供同步整流功率开关的驱动信号，因此使功率MOSFET得以取代整流二极管，实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能，并且保证其在任何工作条件下都可以安全可靠地工作。
综上所述，本发明特殊的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法，可以提供合适的驱动信号，使功率MOSFET能取代整流二极管，实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能，并且保证其在任何工作条件下都可以安全可靠地工作。其具有上述诸多的优点及实用价值，并在同类产品及方法中未见有类似的结构设计及方法公开发表或使用而确属创新，其不论在产品结构、方法或功能上皆有较大的改进，在技术上有较大的进步，并产生了好用及实用的效果，且较现有的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法具有增进的多项功效，从而更加适于实用，而具有产业的广泛利用价值，诚为一新颖、进步、实用的新设计。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
附图说明
图1为先前技术的LLC串联谐振变换器电路图。
图2为先前技术的LLC串联谐振变换器的主要信号时序图。
图3为本发明提出的LLC串联谐振变换器的一实施例的电路图。
图4与图5为本发明提出的LLC串联谐振变换器的一实施例的主要信号时序图。
图6为本发明提出的同步整流功率开关驱动方法的一实施例的流程图。
图7为本发明提出的LLC串联谐振变换器的另一实施例的电路图。
110：半桥电路
120：谐振网络
130：先前技术的整流电路
140：先前技术的频率调整控制器
210、230：同步检测电路
220、240：恒定脉宽产生器
250：锁定电路
310：本发明的一实施例的整流电路
320：本发明的一实施例的频率调整控制器
330、340：驱动信号产生器
350：压控振荡器
360、370：与逻辑门
602：撷取工作频率
604：撷取串联谐振频率
606：工作频率过高？
608：提供零电位的驱动信号
610：工作频率大于或等于串联谐振频率？
612：提供功率开关的驱动信号
614：提供恒定脉宽信号
710：全桥电路
Cb：电容器
Co：输出电容
Cs：串联谐振电容
D1、D2：整流二极管
iD1、iD2、im、iQ1、iQ2、ir、irec：电流信号
Ls：串联谐振电感
np：变压器的一次侧绕组
ns1、ns2：变压器的二次侧绕组
Q1、Q2：同步整流功率开关
S1、S2、S3、S4：功率开关
t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6：时间点
TX：变压器
VEA、Vg，Q1、Vg，Q2、Vg，S1、Vg，S2、Vg，SR1、Vg，SR2、Vpulse1、Vpulse2、Vref：电压信号
Vin：输入电压
Vo：输出电压
具体实施方式
为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的LLC串联谐振变换器与其同步整流功率开关驱动方法其具体实施方式、结构、方法、步骤、特征及其功效，详细说明如后。
下面举一实施例，以说明本发明提出的LLC串联谐振变换器(seriesresonant converter，简称为SRC)。
请参阅图2中的LLC串联谐振变换器的工作波形可以得知：在输出整流电流irec存在死区时，其每个整流二极管D1或D2的导通时间就是LLC串联谐振频率的半个周期1/(2fs)，只是由Ls和Cs的参数值所决定。当输入电压或输出电压范围变化时，只要fm＜f＜fs，每个整流二极管D1或D2的导通时间不会改变，改变的只是整流电流irec中死区的大小，即时间间隔t1至t2或t4至t5的宽度。而当工作频率高于或等于fs时，输出整流电流irec不存在死区。所以此时D1或D2的导通时间分别对应于功率开关S1和S2的导通时间。
基于以上事实，在本实施例中对LLC串联谐振变换器采用自适应的同步整流驱动方式。即该同步整流方案能够根据LLC串联谐振变换器的工作频率自动调节驱动信号的脉冲宽度。当其工作频率处于fm和fs之间时，同步整流驱动信号为恒定脉冲宽度。输入电压或输出电压范围变化引起LLC串联谐振变换器变频调整时，同步整流驱动信号也同步变频，但其脉冲宽度不变。当其工作频率高于或等于fs时，同步整流驱动信号则由功率开关S1与S2的驱动信号所决定，与之同相且脉冲宽度相同。因此此时变频工作时，同步整流驱动信号的脉冲宽度也随之改变。
请参阅图3所示，为本实施例的LLC串联谐振变换器的原理框图，主要元件为耦接于输入电压Vin的半桥电路110、受功率开关S1与S2驱动的谐振网络120、变压器TX、从变压器TX提供电流输出的整流电路310以及频率调整控制器320。与图1的可见差别为先前的整流电路130换成本实施例的整流电路310，其中先前的整流二极管D1与D2换成了同步整流功率开关Q1与Q2。而且先前的频率调整控制器140换成本实施例的频率调整控制器320，其中包括一对驱动信号产生器330与340、锁定电路250以及压控振荡器(voltage control oscillator，简称为VCO)350。驱动信号产生器330包含了同步检测电路210、恒定脉宽产生器220以及“与”逻辑门(AND gate)360；驱动信号产生器340则包含了同步检测电路230、恒定脉宽产生器240以及“与”逻辑门370。后面会详细解说这些元件的作用。由图3不难看出，同步整流功率开关Q1和Q2与功率开关S1和S2有一一对应关系。
为了利于简化说明，同步整流功率开关Q1与Q2采用共源极(commonsource)的连接方式，但在实际应用中本发明并不仅限于此种同步整流连接方式。
在图3当中，功率开关S1和S2的驱动信号Vg，S1和Vg，S2分别经同步检测电路210和230处理后，产生分别与Vg，S1和Vg，S2同步的同步信号，然后以同步信号的上升沿分别触发恒定脉宽产生器220和240，使得恒定脉宽产生器220和240输出两个分别与Vg，S1和Vg，S2上升沿同步的恒定脉宽信号Vpulse1和Vpulse2。其脉冲宽度可设置为LLC串联谐振频率，也就是谐振网络120的串联谐振频率的半个周期1/(2fs)，或比之稍小的宽度。恒定脉宽信号Vpulse1和Vpulse2再分别与Vg，S1及Vg，S2经过“与”逻辑门360和370的相与(and)逻辑处理后，其输出Vg，Q1和Vg，Q2即可作为提供给同步整流功率开关Q1和Q2的驱动信号。
请参阅图4所示，为本实施例的LLC串联谐振变换器工作频率处于fm和fs之间时的同步整流驱动时序工作图。此时因为Vpulse1和Vpulse2的宽度要比Vg，S1和Vg，S2窄，相与后其输出由Vpulse1和Vpulse2决定，为两个恒定脉冲宽度的驱动信号Vg，Q1和Vg，Q2。
请参阅图5所示，为本实施例的LLC串联谐振变换器工作频率高于fs的同步整流驱动时序工作图。此时因为Vpulse1和Vpulse2的宽度要比Vg，S1和Vg，S2宽，所以经过相与的逻辑处理后，输出结果Vg，Q1和Vg，Q2与Vg，S1和Vg，S2完全一致，其脉冲宽度随Vg，S1和Vg，S2的改变而改变。
为了避免同步整流功率开关Q1和Q2工作在过高的频率而难于驱动，通常对应于LLC串联谐振变换器在高频软启动或空载工作时，锁定电路250会根据工作频率检测信号VEA判断并发出锁定信号，锁定恒定脉宽产生器220与240的输出。从而在上述条件下锁定Vg，Q1和Vg，Q2的输出，使同步整流功率开关Q1和Q2处于关断状态。工作频率检测信号VEA可以是频率调整控制器320中的压控振荡器350的输出，也可以是其他任何能反映工作频率的信号。
另外，本实施例虽然使用两个“与”逻辑门360与370来实现同步整流驱动信号的自适应式控制，但在具体电路实现时并不仅限于此逻辑门结构。任何可实现此“与”逻辑功能的电路都在本发明的涵盖范围内。
下面另举一实施例，以说明本发明提出的用于LLC串联谐振变换器的同步整流功率开关驱动方法，其流程请参照图6。以下假设本方法用于上一个实施例的LLC串联谐振变换器。
首先，在步骤602撷取LLC串联谐振变换器的工作频率，在步骤604撷取谐振网络的串联谐振频率。然后，步骤606会判断LLC串联谐振变换器的工作频率是否过高，以至于同步整流功率开关难于驱动，如果是，步骤608会提供零电位的驱动信号给同步整流功率开关，使同步整流功率开关处于关断状态。这是为了保护同步整流功率开关，以避免损坏。
如果步骤606认为工作频率没有过高，接下来步骤610会判断LLC串联谐振变换器的工作频率是否大于或等于谐振网络的串联谐振频率。如果是，步骤612会提供对应的功率开关的驱动信号，做为同步整流功率开关的驱动信号。否则，步骤614会提供与对应的功率开关的驱动信号同步，且宽度值由谐振网络的谐振参数决定的恒定脉宽信号，做为同步整流功率开关的驱动信号。
现在请参阅图7所示，图7为根据于本发明另一实施例的LLC串联谐振变换器的电路图。图7与图3的主要差别是将图3的半桥电路110换成图7的全桥电路710。全桥电路710有四个功率开关，分别标示为S1至S4，其中S1与S4的驱动信号相同，而S2与S3的驱动信号相同。图7其余部分的操作与连接关系和图3的对应部分相同。
另外，图7的实施例使用整流电路310，然而本发明亦涵盖了其他种类的整流电路，整流电路当中也可以包含更多对的同步整流功率开关。在本发明相关技术领域具有通常知识者应不难推想在上述实施例的延伸当中，半桥电路或全桥电路的功率开关，以及整流电路的同步整流功率开关之间的驱动对应关系。
由以上说明可知，本发明是根据LLC串联谐振变换器的工作频率与谐振网络的串联谐振频率的大小关系，以及根据功率开关的驱动信号，提供同步整流功率开关的驱动信号，因此使功率MOSFET(metal oxidesemiconductor field effect transistor，即金氧半场效晶体管)得以取代整流二极管，实现LLC串联谐振变换器的同步整流功能，并且保证其在任何工作条件下都可以安全可靠地工作。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (20)

1. 一种LLC串联谐振变换器，其特征在于其包括：
一桥式电路，耦接于一输入电压，且包含至少一对功率开关；
一谐振网络，耦接于该桥式电路，受这些功率开关驱动；
一变压器，耦接于该谐振网络；
一整流电路，耦接于该变压器，该整流电路提供该LLC串联谐振变换器的电流输出，其中该整流电路包含至少一对同步整流功率开关，且同步整流功率开关与该桥式电路的功率开关有对应关系，对应的该同步整流功率开关与该功率开关会同步导通与关断；以及
一频率调整控制器，耦接于这些功率开关与这些同步整流功率开关之间，根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率，提供这些同步整流功率开关的驱动信号，从而实现该LLC串联谐振变换器的同步整流功能。
2. 根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的频率调整控制器是根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率的大小关系，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
3. 根据权利要求2所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的频率调整控制器是根据这些功率开关的驱动信号，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
4. 根据权利要求3所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的这些功率开关的工作频率小于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号为与对应的该功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，且该恒定脉宽信号的宽度值由该谐振网络的串联谐振参数决定；当这些功率开关的工作频率大于或等于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号即为对应的该功率开关的驱动信号。
5. 根据权利要求4所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的恒定脉宽信号的宽度值等于或小于该谐振网络的串联谐振周期的一半。
6. 根据权利要求4所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的频率调整控制器更包括：
一对驱动信号产生器，分别耦接于这些功率开关与这些同步整流功率开关之间，接收对应的该功率开关的驱动信号，输出对应的该同步整流功率开关的驱动信号。
7. 根据权利要求6所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中各该驱动信号产生器更包括：
一同步检测电路，耦接于对应的这些功率开关，接收这些功率开关的驱动信号，输出与这些功率开关的驱动信号同步的一同步信号；
一恒定脉宽产生器，耦接于该同步检测电路，接收该同步信号，输出与这些功率开关的驱动信号同步的该恒定脉宽信号；以及
一与逻辑门，耦接于对应的这些功率开关、该恒定脉宽产生器与对应的这些同步整流功率开关，接收这些功率开关的驱动信号与该恒定脉宽信号，将这些功率开关的驱动信号与该恒定脉宽信号进行相与的逻辑处理后，产生并输出这些同步整流功率开关的驱动信号。
8. 根据权利要求7所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的同步信号是以上升沿触发该恒定脉宽产生器，且该恒定脉宽信号的上升沿与对应的这些功率开关的驱动信号的上升沿同步。
9. 根据权利要求7所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的频率调整控制器更包括：
一锁定电路，耦接于该对驱动信号产生器所包含的这些恒定脉宽产生器，当这些功率开关的工作频率过高，以至于这些同步整流功率开关难于驱动时，输出低电平的一锁定信号至这些恒定脉宽产生器，从而锁定这些同步整流功率开关的驱动信号，使这些同步整流功率开关处于关断状态。
10. 根据权利要求9所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的锁定电路是由一工作频率检测信号读取这些功率开关的工作频率。
11. 根据权利要求10所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的工作频率检测信号是来自一压控振荡器。
12. 根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的桥式电路为半桥电路与全桥电路其中之一。
13. 根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于其中所述的谐振网络为一串联谐振电容与一串联谐振电感所串联组成。
14. 一种同步整流功率开关驱动方法，是用于一LLC串联谐振变换器，该LLC串联谐振变换器包括一桥式电路、一谐振网络与一整流电路，其中该桥式电路包含至少一对功率开关，该整流电路包含至少一对同步整流功率开关，且这些同步整流功率开关与这些功率开关有对应关系，对应的该同步整流功率开关与该功率开关会同步导通与关断，其特征在于该同步整流功率开关驱动方法包括下列步骤：
步骤一：撷取这些功率开关的工作频率；
步骤二：撷取该谐振网络的串联谐振频率；以及
步骤三：根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率，提供这些同步整流功率开关的驱动信号，从而实现该LLC串联谐振变换器的同步整流功能。
15. 根据权利要求14所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其中所述的步骤三更包括：
根据这些功率开关的工作频率与该谐振网络的串联谐振频率的大小关系，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
16. 根据权利要求15所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其中步骤三更包括：
根据这些功率开关的驱动信号，提供这些同步整流功率开关的驱动信号。
17. 根据权利要求16所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其中步骤三更包括：
当这些功率开关的工作频率小于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号为与对应的该功率开关的驱动信号同步的一恒定脉宽信号，且该恒定脉宽信号的宽度值由该谐振网络的串联谐振参数决定；当这些功率开关的工作频率大于或等于该谐振网络的串联谐振频率时，各该同步整流功率开关的驱动信号即为对应的该功率开关的驱动信号。
18. 根据权利要求17所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其中所述的恒定脉宽信号的宽度值等于或小于该谐振网络的串联谐振周期的一半。
19. 根据权利要求17所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其中所述的恒定脉宽信号的上升沿与对应的这些功率开关的驱动信号的上升沿同步。
20. 根据权利要求14所述的同步整流功率开关驱动方法，其特征在于其更包括：
当这些功率开关的工作频率过高，以至于这些同步整流功率开关难于驱动时，锁定这些同步整流功率开关的驱动信号，使这些同步整流功率开关处于关断状态。
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EE01 Entry into force of recordation of patent licensing contract

Assignee: Delta Energy Technology (Shanghai) Co., Ltd.

Assignor: Delta Optoelectronics Inc.

Contract record no.: 2010990000774

Denomination of invention: LLC series resonant converter and its synchronous rectifying power switch driving method

Granted publication date: 20081008

License type: Exclusive License

Open date: 20060830

Record date: 20100920