CN101895201B - Llc串联谐振变换器及其驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC串联谐振变换器及其驱动方法，一种LLC串联谐振变换器，包括：一个桥式电路，耦接于输入电压，由至少两个第一开关构成；一个谐振电路，耦接于桥式电路，受第一开关驱动；一个变压器，耦接于谐振电路；一个整流电路，其包括两个子驱动电路，分别包括：一个第二开关，耦接于变压器的副边的两端，用于提供LLC串联谐振变换器的电压输出；一个关断电路，用于向第二开关提供关断信号，其包括一个电流互感器，串接于变压器的副边与两个第二开关之间，用于测量流经第二开关的源-漏极支路的电流以产生关断信号；一个脉宽处理器，用于减小第一开关的控制端的变压器原边功率开关驱动信号的占空比后，得到开通信号提供给第二开关。

Description

LLC串联谐振变换器及其驱动方法

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种LLC串联谐振变换器及其驱动方法。

背景技术

图1为现有技术的由同步整流晶体管构成的LLC串联谐振变换器的电路图，其中LLC串联谐振变换器100主要由桥式电路110、谐振电路120和整流电路130组成。桥式电路110采用对称半桥的控制方法，上下管互补导通，占空比为50％；谐振电路120由谐振电容Cr，谐振电感Lr，励磁电感Lm构成谐振体，Lr可用变压器的漏感来组成；整流电路130由一对连接到输出电容Co的同步整流晶体管Q1和Q2组成。该变换器100是一种具有双谐振点的变换器。仅由Lr，Cr参与谐振时，产生高频谐振点fr，此时Lm不参与谐振；当副边电流降为零时，Lm与Lr，Cr串联参与谐振，谐振电流频率为fm。两个谐振点的计算公式如下：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}}---\left(1\right)$

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_r+L_m)C_r}}---\left(2\right)$

由于该LLC串联谐振变换器的桥式电路110是采用调频的方式来控制输出电压，因此还需要调频控制器140。根据该变换器的直流增益特性可知，LLC串联谐振变换器不仅可以工作在fs>fr和fs＝fr的频率范围内，还可以工作在fm<fs<fr的频率范围内，fs是LLC串联谐振变换器的工作频率，fm是LLC串联谐振变换器的低频谐振点，fr是LLC串联谐振变换器的高频谐振点。

图2是LLC串联谐振变换器工作在fm<fs<fr区域时各主要器件的电压电流波形。其中，V_g,s1和V_g,s2分别为桥式电路110中两个场效应管S1和S2的栅极驱动信号，i_r、i_m分别为谐振电感Lr和励磁电感Lm的电流，i_Q1、i_Q2和V_g,SR1、V_g,SR2分别为整流电路130中两个同步整流晶体管Q1和Q2的电流波形和驱动电压波形。

在t0时刻，谐振电流i_r由零开始反向增大，场效应管S1开始正向导通，变压器原边被钳位，励磁电流i_m线性变化。谐振电流i_r流过S1，并以正弦形式逐渐上升。i_r流过Lm和变压器原边，将能量传递到变压器副边，输出Vo。当谐振电流i_r和励磁电流i_m相等的时候，输出端的电流为零，即在t1时刻，该阶段结束。

在t1时刻，谐振电流i_r和励磁电流i_m相等，此时二次侧的两个同步整流晶体管Q1和Q2都处于截止状态，输出电压Vo由输出电容Co供电。同时，输出电压不再对变压器的原边钳位，励磁电感Lm开始参与谐振，与Lr和Cr组成串联谐振。这个谐振的周期要比Lr和Cr谐振的周期大得多，谐振电流的斜率小了很多，所以该过程中，原边电流可近似不变。由于谐振电流i_r在同步整流晶体管Q1关断前已下降到等于励磁电流i_m，因此同步整流晶体管Q1应该在t1时刻关断。

在t2时刻，场效应管S1和S2关断，进入死区时间。谐振电流i_r给S1的寄生电容充电，S2的寄生电容放电。此时输出电压将变压器原边钳位，励磁电感Lm恒压放电。直至S2的寄生电容放电完毕，体二极管导通，晶体管S2在ZVS(零电压开关)条件下开通。

在t3<t<t4和t4<t<t5的时间间隔内可以分析得到同样的工作过程。和同步整流晶体管Q1同样的工作状态和电流波形i_Q2也发生在同步整流晶体管Q2上，电流i_Q1和i_Q2构成了输出整流电流i_rec。因为在t1～t2和t4～t5时，同步整流晶体管Q1或Q2的电流下降为零、且都发生在晶体管S1或S2关断前，因此它们的导通脉波宽度V_g,Q1、V_g,Q2要比晶体管S1和S2小。

从以上的分析可看出，LLC串联谐振变换器100工作在低于谐振频率时，同步整流场效应管的驱动脉冲必须在其从源极流至漏极的反向电流降到零时关断，即在死区时间内i_rec必须为零。否则，变换器工作在死区时间，可能会出现二次侧能量向一次侧回灌的现象，从而造成电路误动作。因此，为了避免同步整流场效应管误动作，同步整流驱动信号V_g,Q1、V_g,Q2必须参照对应的半桥场效应管控制信号V_g,S1、V_g,S2，与V_g,S1、V_g,S2落后导通或是提前截止，如此可确保电路在死区时间内，利用同步整流晶体管内部的本体二极管可阻挡二次侧能量回灌一次侧。

当工作在大于谐振频率fs时，LLC串联谐振变换器的原边开关管在任何负载下都能实现零电压开关(ZVS)，但变压器励磁电感Lm由于被输出电压所钳位，而不参与整个谐振过程，因此，变压器副边同步整流管上的电流连续。此时，输出整流电流i_rec为一准正弦绝对值波形，与同步整流晶体管Q1和Q2的驱动脉波同步，如图3所示。同时当LLC串联谐振变换器工作在大于谐振频率时，上述i_rec不存在死区，同步整流晶体管Q1和Q2的驱动信号可以简单得利用一次侧场效应管S1和S2的驱动信号来获得。

请参阅图4，其为一种现有技术LLC串联谐振变换器的同步整流驱动方法的电路图，与图1相比，LLC串联谐振变换器400多装设了2个参考电压，2个比较器，2个与门。在图4中，当同步整流晶体管Q2流过从源极到漏极的电流时，会在其沟道电阻上产生沟道电阻压降。因此，在谐振变换器400的工作频率小于谐振频率时，此沟道电阻压降V_ds(on)通过比较器410和参考电压V_ref进行比较，产生脉波信号V_com。V_com信号和场效应管S2的驱动信号V_g,s2经过与门420处理之后可获得同步整流晶体管Q2的驱动信号。而当谐振变换器400的工作频率大于谐振频率时，则利用用于分别驱动场效应管S1、S2的相同信号来驱动整流电路的同步整流晶体管Q1和Q2。

图4方案虽然可以自适应地得到同步整流晶体管的驱动脉波。但是，由于V_ds(on)电压幅值很低，为了达到最佳的同步整流驱动效果，参考电压值V_ref必须很低，很容易受到干扰影响。尤其是在LLC电路工作在低于谐振频率且连接于轻载时，由于V_ds(on)产生振荡或是受到干扰，将使得比较器410的输出脉波信号V_com出现错误信号，若错误信号恶劣时还会造成同步整流晶体管共同短路的现象。因此，该方案抗干扰能力差。

请参阅图5，其为另一种现有技术LLC串联谐振变换器的同步整流驱动方法的电路图，与图4相比，LLC串联谐振变换器500多装设了2个同步电路(Syn)510、2个恒定脉宽产生器(FOT)520、2个或门530。在图5中，当同步整流晶体管Q2流过从源极到漏极的电流时，会在其沟道电阻上产生一个压降，这个压降V_ds(on)通过和参考电压V_ref在比较器410上进行比较而产生脉波信号V_com。在谐振变换器500的工作频率小于谐振频率、且谐振变换器500连接于轻载时，由于压降V_ds(on)很小，不易得到比较信号，所以通过同步电路510与固定脉宽产生器520产生恒定脉宽信号V_FOT，该脉波宽度由谐振参数Lr、Cr决定，脉波上升沿通过同步电路510与信号V_SYN同步。恒定脉宽信号V_FOT和脉波信号V_com经过或门530处理后，再与场效应管S2的驱动信号V_g,s2经过与门420处理之后可获得同步整流晶体管Q2的驱动信号。而当谐振变换器500的工作频率小于谐振频率、且谐振变换器500连接于重载时，针对同步整流晶体管Q1和Q2的沟道电阻电压V_ds(on)与和参考电压V_ref在比较器410上进行比较后产生的脉波信号V_com用以驱动整流电路的同步整流晶体管Q1和Q2。最后，在谐振变换器500的工作频率大于谐振频率时，则利用用于分别驱动场效应管S1、S2的相同信号来驱动整流电路的同步整流晶体管Q1和Q2。

图5方案在图4方案的基础上，增加了轻载时LLC串联谐振变换器的同步整流驱动装置，即在工作频率小于谐振频率、且变换器连接于轻载时，利用该谐振电路的谐振参数以决定恒定脉宽信号来驱动同步整流晶体管。然而轻载时谐振变换器的输出整流电流断续，当同步整流晶体管流过该电流的周期比谐振周期还短时，因同步整流晶体管的驱动脉冲是由谐振周期决定的，则在该电流降到零时驱动脉冲仍未关断，此时变换器会出现电流倒灌，即二次测能量回灌一次侧。因此，该方案在轻载时的可靠性低。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种LLC串联谐振变换器及其驱动方法，以至少解决上述的可靠性较低的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种LLC串联谐振变换器，包括：一个桥式电路(110)，耦接于输入电压(Vin)，由至少两个第一开关(S1，S2)构成；一个谐振电路(120)，耦接于桥式电路(110)，受第一开关(S1，S2)驱动；一个变压器(TX)，耦接于谐振电路(120)；一个整流电路(60)，其包括两个子驱动电路(601，602)，分别包括：一个第二开关(Q1，Q2)，耦接于变压器(Tx)的副边的两端，用于提供LLC串联谐振变换器的电压输出(Vo)；一个关断电路，用于向第二开关(Q1，Q2)提供关断信号(V_com)，其包括一个电流互感器(CT1，CT2)，串接于变压器(Tx)的副边与两个第二开关(Q1，Q2)之间，用于测量流经第二开关(Q1，Q2)的源-漏极支路的电流以产生关断信号(V_com)；一个脉宽处理器(610)，用于减小第一开关(S1，S2)的控制端的变压器原边功率开关驱动信号(V_g,s1，V_g,s2)的占空比后，得到开通信号(V_pulse)提供给或门(530)。

根据本发明的另一方面，提供了一种LLC串联谐振变换器的驱动方法，LLC串联谐振变换器包括：一个桥式电路(110)，耦接于输入电压(Vin)，由至少两个第一开关(S1，S2)构成；一个谐振电路(120)，耦接于桥式电路(110)，受第一开关(S1，S2)驱动；一个变压器(TX)，耦接于谐振电路(120)；一个整流电路(60)，其包括两个子驱动电路(601，602)，分别包括：一个第二开关(Q1，Q2)，耦接于变压器(Tx)的副边的两端，用于提供LLC串联谐振变换器的电压输出(Vo)；一个关断电路，用于向第二开关(Q1，Q2)提供关断信号(V_com)，其包括一个电流互感器(CT1，CT2)，串接于变压器(Tx)的副边与两个第二开关(Q1，Q2)之间，用于测量流经第二开关(Q1，Q2)的源-漏极支路的电流以产生关断信号(V_com)；一个脉宽处理器(610)，用于减小第一开关(S1，S2)的控制端的变压器原边功率开关驱动信号(V_g,s1，V_g,s2)的占空比后，得到开通信号(V_pulse)提供给或门(530)；驱动方法包括：当LLC串联谐振变换器工作在整个工作频率范围内，关断电路向第二开关(Q1，Q2)提供关断信号(V_com)，关断信号(V_com)和脉宽处理器(610)向第二开关(Q1，Q2)提供开通信号(V_pulse)。

本发明的LLC串联谐振变换器及其驱动方法，因为采用电流互感器测量流经第二开关(Q1，Q2)的源-漏极支路的电流，所以解决了相关技术的LLC串联谐振变换器电流倒灌导致可靠性较低的问题，提高了在轻载时的可靠性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是一种相关技术的由同步整流晶体管所构成的LLC串联谐振变换器的电路图。

图2是现有技术的LLC串联谐振变换器在开关频率小于谐振频率的状态下的波形时序图。

图3是现有技术的LLC串联谐振变换器在开关频率大于或等于谐振频率的状态下的波形时序图。

图4是一种现有技术LLC串联谐振变换器的同步整流驱动方案的电路图。

图5是另一种现有技术LLC串联谐振变换器的同步整流驱动方案的电路图。

图6是本发明实施例提出的LLC串联谐振变换器的同步整流驱动方案的电路图。

图7与图8是本发明提出的LLC串联谐振变换器的实施例的主要波形时序图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

图6是本发明提出的LLC串联谐振变换器600的同步整流驱动方案的电路图，包括：

一个桥式电路110，耦接于输入电压Vin，由两个第一开关S1，S2构成；

一个谐振电路120，耦接于桥式电路110，受第一开关S1，S2驱动；

一个变压器TX，耦接于谐振电路120；

一个整流电路60，其包括两个子驱动电路601，602，分别包括：

一个第二开关Q1，Q2，耦接于变压器Tx的副边的两端，用于提供LLC串联谐振变换器的电压输出Vo；

一个关断电路，用于向第二开关Q1，Q2提供关断信号V_com，其包括一个电流互感器CT1，CT2，串接于变压器Tx的副边与两个第二开关Q1，Q2之间，用于测量流经第二开关Q1，Q2的源-漏极支路的电流以产生关断信号V_com；

一个脉宽处理器610，用于减小第一开关S1，S2的控制端的变压器原边功率开关驱动信号V_g,s1，V_g,s2的占空比后，得到开通信号V_pulse提供给或门(530)。

该LLC串联谐振变换器的驱动方法包括：当LLC串联谐振变换器工作在整个工作频率范围内，关断电路向第二开关Q1，Q2提供关断信号V_com，脉宽处理器610向第二开关Q1，Q2提供开通信号V_pulse。

优选地，脉宽处理器的输出信号的上升沿与对应的这些功率开关S1、S2的驱动信号的上升沿同步。

参阅图2和图3中的LLC串联谐振变换器的工作波形可知：在输出整流电流i_rec存在死区时，其每个同步整流晶体管Q1或Q2的导通时间就是LLC串联谐振频率的半个周期1/(2fs)，只是由Ls和Cs的参数值决定，当输入电压或输出电压范围变化时，只要fm<fs<fr，每个同步整流晶体管Q1或Q2的导通时间不会改变，改变的只是输出整流电流i_rec中死区的大小，即时间间隔t1～t2或t4～t5的宽度。而当fs≥fr时，输出整流电流i_rec不存在死区，所以此时同步整流晶体管Q1或Q2的导通时间分别对应于场效应管S1和S2的导通时间。该LLC串联谐振变换器因为采用电流互感器CT1，CT2测量流经第二开关Q1，Q2的源-漏极支路的电流，所以解决了相关技术的LLC串联谐振变换器电流倒灌导致可靠性较低的问题，提高了在轻载时的可靠性。

优选地，桥式电路110为半桥电路或全桥电路。

优选地，谐振电路120由谐振电容Cr、谐振电感Lr及励磁电感Lm串联组成。

优选地，谐振电感为独立的外置电感Lr，或为变压器Tx的漏感。

这些电路结构简单，容易实现。

优选地，如图6所示，每个关断电路包括：一个参考电压源Vref、一个电流互感器CT1，CT2、一个磁复位电阻R1，R3、一个采样电阻R2，R4、一个二极管D1，D2、一个比较器410、一个或门530，电流互感器CT1，CT2的原边输入端连接于第二开关Q1，Q2的输入端，原边输出端连接于变压器Tx的副边，电流互感器CT1，CT2的副边两端并联磁复位电阻R1，R3；磁复位电阻R1，R3一端接二极管D1，D2的正极，另一端接地；二极管D1，D2的负极与地之间并联采样电阻R2，R4；比较器410的第一输入端与第二开关Q1，Q2的输出端之间串联参考电压源Vref，比较器410的第二输入端连接二极管D1，D2的负极，比较器410用于比较二极管D1，D2输出的电压V_c与参考电压源Vref输出的电压Vref后产生关断信号V_com，脉宽处理器610使开通信号V_pulse的占空比等于或小于关断信号V_com的占空比；或门530的第一输入端与第一开关S1，S2的控制端之间串联脉宽处理器610，或门530的第二输入端连接比较器410的输出端，或门530的输出端连接第二开关Q1，Q2的控制端。

优选地，在上述的LLC串联谐振变换器中，第二开关Q1，Q2的驱动方式为：第二开关Q1，Q2的驱动方式为：当LLC串联谐振变换器工作在整个频率范围时，电流互感器CT1，CT2采样的电流信号通过采样电阻R2，R4转换为电压信号，经二极管D1，D2输出为电压V_c，通过比较器410与参考电压源Vref的电压Vref进行比较产生关断信号V_com，关断信号V_com和另一个开通信号V_pulse经过或门530处理之后获得完整的驱动信号，以驱动第二开关Q1，Q2。

本实施例虽然使用两个“或”逻辑门530来实现同步整流驱动信号的自适应式控制，但是在具体电路实现时并不仅限于此等逻辑门结构，任何可实现此“或”逻辑功能的电路架构都在本发明的涵盖范围内。

该整流电路结构简单，容易实现。

图7与图8是本发明提出的LLC串联谐振变换器的实施例的主要波形时序图。如图7和图8所示，为本实施例的LLC串联谐振变换器工作频率处于fm和fr之间以及工作频率高于fr时的同步整流驱动时序工作图。其中脉宽处理器的输出信号V_pulse与比较器的输出信号V_com相或后得到同步整流驱动信号V_g,Q1、V_g,Q1。该驱动信号的开通由原边功率开关的驱动信号决定，关断则由比较器的输出信号决定。

优选地，第一开关S1，S2为场效应管，第二开关Q1，Q2为场效应管。第一开关S1，S2与第二开关Q1，Q2的输入端、输出端与控制端分别为场效应管的漏极、源极与栅极。场效应管成本低，容易实现。

从以上的描述中，可以看出，本发明的LLC串联谐振变换器及其驱动方法的优点是同步整流管的驱动信号与电流信号完全同步，占空比丢失较少，提高了变换器的效率。同时互感器将电流信号放大为大电压信号，不易受地线电压尖峰的干扰，从而有效地避免了轻载时谐振变换器由于脉波信号V_com发生错误，造成同步整流电路中各开关被不正确驱动的现象发生，因此该方案抗干扰能力更强。此外，该同步整流驱动方法采用对变换器输出电流采样，实现对同步整流晶体管的驱动控制，不仅简化了以往驱动电路的设计，而且可以有效地防止同步整流管直通或输出电压反灌，进一步提高了可靠性。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种LLC串联谐振变换器，其特征在于，包括：

一个桥式电路(110)，耦接于输入电压(Vin)，由至少两个第一开关(S1，S2)构成；

一个谐振电路(120)，耦接于所述桥式电路(110)，受第一开关(S1，S2)驱动；

一个变压器(TX)，耦接于所述谐振电路(120)；

一个整流电路(60)，其包括两个子驱动电路(601，602)，分别包括：

一个第二开关(Q1，Q2)，其中，所述第二开关(Q1，Q2)的漏极耦接于所述变压器(Tx)的副边的两端，用于提供所述LLC串联谐振变换器的电压输出(Vo)；

一个关断电路，用于向所述第二开关(Q1，Q2)提供关断信号(V_com)，其包括一个电流互感器(CT1，CT2)，串接于所述变压器(Tx)的副边与所述第二开关(Q1，Q2)之间，用于测量流经所述第二开关(Q1，Q2)的源-漏极支路的电流以产生所述关断信号(V_com)；

一个脉宽处理器(610)，用于减小所述第一开关(S1，S2)的控制端的变压器原边功率开关驱动信号(V_g,s1，V_g,s2)的占空比后，得到开通信号(V_pulse)提供给或门(530)；

所述或门(530)，其第一输入端与所述第一开关(S1，S2)的控制端之间串联所述脉宽处理器(610)，所述或门(530)的第二输入端连接比较器(410)的输出端，所述或门(530)的输出端连接所述第二开关(Q1，Q2)的控制端，其中，所述比较器(410)用于比较所述关断电路中二极管(D1，D2)输出的电压Vc与所述关断电路中参考电压源(Vref)输出的电压后产生所述关断信号(Vcom)。

2.根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，所述桥式电路(110)为半桥电路或全桥电路。

3.根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路(120)由谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)及励磁电感(Lm)串联组成。

4.根据权利要求3所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，所述谐振电感为独立的外置电感(Lr)，或为所述变压器(Tx)的漏感。

5.根据权利要求1所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，每个所述关断电路包括：一个参考电压源(Vref)、一个所述电流互感器(CT1，CT2)、一个磁复位电阻(R1，R3)、一个采样电阻(R2，R4)、一个二极管(D1，D2)、一个比较器(410)、一个或门(530)，

所述电流互感器(CT1，CT2)的原边输入端连接于所述第二开关(Q1，Q2)的输入端，原边输出端连接于所述变压器(Tx)的副边，所述电流互感器(CT1，CT2)的副边两端并联所述磁复位电阻(R1，R3)；

所述磁复位电阻(R1，R3)一端接所述二极管(D1，D2)的正极，另一端接地；

所述二极管(D1，D2)的负极与地之间并联所述采样电阻(R2，R4)；

所述比较器(410)的第一输入端与所述第二开关(Q1，Q2)的输出端之间串联所述参考电压源(Vref)，所述比较器(410)的第二输入端连接所述二极管(D1，D2)的负极，所述比较器(410)用于比较所述二极管(D1，D2)输出的电压V_c与所述参考电压源(Vref)输出的电压后产生所述关断信号(V_com)，所述脉宽处理器(610)使所述开通信号(V_pulse)的占空比等于或小于所述关断信号(V_com)的占空比。

6.根据权利要求5所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，所述第一开关(S1，S2)为场效应管，所述第二开关(Q1，Q2)为场效应管。

7.根据权利要求6所述的LLC串联谐振变换器，其特征在于，

所述第一开关(S1，S2)与所述第二开关(Q1，Q2)的输入端、输出端与控制端分别为所述场效应管的漏极、源极与栅极。

8.一种LLC串联谐振变换器的驱动方法，其特征在于，所述LLC串联谐振变换器包括：一个桥式电路(110)，耦接于输入电压(Vin)，由至少两个第一开关(S1，S2)构成；一个谐振电路(120)，耦接于所述桥式电路(110)，受第一开关(S1，S2)驱动；一个变压器(TX)，耦接于所述谐振电路(120)；一个整流电路(60)，其包括两个子驱动电路(601，602)，分别包括：一个第二开关(Q1，Q2)，其中，所述第二开关(Q1，Q2)的漏极耦接于所述变压器(Tx)的副边的两端，用于提供所述LLC串联谐振变换器的电压输出(Vo)；一个关断电路，用于向所述第二开关(Q1，Q2)提供关断信号(V_com)，其包括一个电流互感器(CT1，CT2)，串接于所述变压器(Tx)的副边与所述第二开关(Q1，Q2)之间，用于测量流经所述第二开关(Q1，Q2)的源-漏极支路的电流以产生所述关断信号(V_com)；一个脉宽处理器(610)，用于减小所述第一开关(S1，S2)的控制端的变压器原边功率开关驱动信号(V_g,s1，V_g,s2)的占空比后，得到开通信号(V_pulse)提供给或门(530)；所述驱动方法包括：

当所述LLC串联谐振变换器工作在整个工作频率范围内，所述关断电路向所述第二开关(Q1，Q2)提供所述关断信号(V_com)，所述脉宽处理器(610)和关断电路向所述第二开关(Q1，Q2)提供所述开通信号(V_pulse)。

9.根据权利要求8所述的驱动方法，其特征在于，每个所述关断电路包括：一个参考电压源(Vref)、一个所述电流互感器(CT1，CT2)、一个磁复位电阻(R1，R3)、一个采样电阻(R2，R4)、一个二极管(D1，D2)、一个比较器(410)、一个或门(530)，所述电流互感器(CT1，CT2)的原边输入端连接于所述第二开关(Q1，Q2)的输入端，原边输出端连接于所述变压器(Tx)的副边，所述电流互感器(CT1，CT2)的副边两端并联所述磁复位电阻(R1，R3)；所述磁复位电阻(R1，R3)一端接所述二极管(D1，D2)的正极，另一端接地；所述二极管(D1，D2)的负极与地之间并联所述采样电阻(R2，R4)；所述比较器(410)的第一输入端与所述第二开关(Q1，Q2)的输出端之间串联所述参考电压源(Vref)，所述比较器(410)的第二输入端连接所述二极管(D1，D2)的负极，所述比较器(410)用于比较所述二极管(D1，D2)输出的电压(V_c)与所述参考电压源(Vref)输出的电压后产生所述关断信号(V_com)，所述脉宽处理器(610)使所述开通信号(V_pulse)的占空比等于或小于所述关断信号(V_com)的占空比；所述或门(530)的第一输入端与所述第一开关(S1，S2)的控制端之间串联所述脉宽处理器(610)，所述或门(530)的第二输入端连接所述比较器(410)的输出端，所述或门(530)的输出端连接所述第二开关(Q1，Q2)的控制端；

所述第二开关(Q1，Q2)的驱动方式为：当所述LLC串联谐振变换器工作在整个工作频率范围内，所述电流互感器(CT1，CT2)采样的电流信号通过所述采样电阻(R2，R4)转换为电压信号，经所述二极管(D1，D2)输出为电压(V_c)，通过所述比较器(410)与所述参考电压源(Vref)的电压(Vref)进行比较产生所述关断信号(V_com)，所述关断信号(V_com)和另一个所述开通信号(V_pulse)经过所述或门(530)处理之后获得完整的驱动信号，以驱动所述第二开关(Q1，Q2)。

10.根据权利要求8所述的驱动方法，其特征在于，还包括：

当所述LLC串联谐振变换器工作在整个工作频率范围时，利用所述开通信号(V_pulse)来驱动所述第二开关(Q1，Q2)。