CN103023335B - Llc变换器同步整流方法及其装置 - Google Patents
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 100
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims abstract description 20
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 13
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000036541 health Effects 0.000 claims description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005538 encapsulation Methods 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000011896 sensitive detection Methods 0.000 description 1
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
一种LLC变换器同步整流方法及装置。该方法：获取变换器的输出电压信号及输出电流信号；根据输出电压信号和输出电流信号计算原边场效应管的开关频率；采用开关频率和变换器的谐振频率判断变换器的工作状态，并根据不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比；根据控制原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，连续状态时延时关断。该方案减小了同步整流管工作时，开通或关断电流不为零产生的过多损耗，提高了系统效率。
Description
技术领域
本专利涉及一种软件控制同步整流的方法，尤其涉及一种采用LLC（Logical Link Control，逻辑链路控制）谐振拓扑变换器的同步整流控制方法。
背景技术
随着系统性能的不断提高，对电源的效率、体积及性能提出了更高要求。设计合理的LLC变换器基本上可以实现全范围负载下原边MOSFET始终工作在ZVS开通状态，提高了系统效率。同时，副边同步整流技术的引入，亦大大减少了系统次级整流侧的通态损耗，使得LLC同步整流拓扑在中大功率领域的应用越来越广泛。
目前LLC同步整流控制大多由硬件电路完成，一般有以下两种：
1、电压检测控制方式：即通过辅助电路或者专用控制芯片检测同步整流管漏源极之间的电压来控制驱动信号。当漏极与源极电压达到某一阈值时，判断为同步整流MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor， 金氧半场效晶体管，以下简称场效应管）的体二极管导通，亦负载电流建立，继而开通MOSFET以降低损耗；否则关断MOSFET。但一方面，由于受PCB走线及器件寄生参数的影响，在MOSFET开通或关断的时刻，其漏源极电压会发生振铃，过于灵敏的检测阈值将会导致MOSFET在此时反复开通关断，严重时带来可靠性问题；但，反之则会导致MOSFET开通时间过短，大大降低了同步整流的优势；另一方面，由于同步整流MOSFET封装的影响，其漏源极的引线电感的存在，将导致漏源极的电压相位超前于漏源极电流（即负载电流），使得同步整流MOSFET过早关断，无法实现最优的同步整流控制。
2、电流检测控制方式：即通过检测负载电流来提供驱动信号的方法。通常有两种方案，一种检测副边电流，需要两路电流检测电路；另一种检测原边电流，只需要一路电流检测电路，但原边边电流既包含负载电流又包含变压器励磁电流，需要采取方法将励磁电流独立出来。基于电流检测的控制方式能够准确控制同步整流管的开通与关断，实现同步整流驱动与负载电流基本同步，但都需要增加额外的电流检测器件，增加了系统的复杂性和成本。
基于软件的数字控制方法，由于其良好的灵活性和适应性也逐渐被应用在电源控制领域。与传统正激式PWM DC/DC变换器数字控制同步整流方式不同，在LLC变换器中，由于存在开关频率高于或低于谐振点的工作状态，如果仍采用副边驱动与原级侧驱动信号同步的控制方式，当开关频率大于谐振频率时，同步整流驱动信号随初级驱动信号的关断而关断，变压器次级电流没有降低到零，导致次级电流由同步整流MOSFET 的体二极管流过，降低了效率。而当开关频率小于谐振频率时，在次级驱动信号尚未关断时，次级电流已过零，此时次级电流反向流过MOSFET，将能量倒灌入输入端，降低效率，严重时将导致电源失控。
发明内容
本专利的目的在于提供一种可降低低损耗、提高效率的LLC变换器同步整流方法及其装置。
一种LLC变换器同步整流方法，其包括：步骤100、数字信号处理器获取经过硬件电路调理的输出电压信号及输出电流信号；步骤300、数字信号处理器在环路算法中断中，根据输出电压信号和输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；步骤500、数字信号处理器在PWM模块的周期中断中，采用开关频率和变换器的谐振频率判断变换器的工作状态，并根据不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将原副边频率及占空比赋值给数字信号处理器中相应的PWM模块寄存器；步骤700、数字信号处理器根据相应的PWM模块寄存器中的赋值控制原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，变换器工作在连续状态时延时关断。
一种LLC变换器同步整流装置，其包括：数字信号处理器、输出电压检测电路、输出电流检测电路、变换器谐振点检测电路、原边隔离驱动电路及同步整流管驱动电路；输出电压检测电路，用于检测变换器中经过硬件电路调理的输出电压信号；输出电流检测电路，用于检测变换器中经过硬件电路调理的输出电流信号；变换器谐振点检测电路，用于检测获取变换器的谐振频率；数字信号处理器，用于接收电压信号及输出电流信号；并根据输出电压信号和输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；在PWM模块的周期中断中，采用开关频率和谐振频率判断变换器的工作状态，并根据变换器不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将原副边频率及占空比赋值给相应的PWM模块寄存器；根据PWM模块寄存器中的赋值通过原边隔离驱动电路、同步整流管驱动电路，控制原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，变换器工作在连续状态时延时关断；原边隔离驱动电路，用于在数字信号处理器的控制下驱动原边场效应管的导通与截止；同步整流管驱动电路，用于在数字信号处理器的控制下驱动副边场效应管的导通与截止。
本发明具体实施方式通过判定LLC变换器的不同工作区域，以实现副边同步整流驱动信号提前于原边驱动信号开通，或实现副边同步整流驱动信号滞后于原边驱动信号关断，从而减小同步整流管工作时，开通或关断电流不为零产生的过多损耗，提高系统效率。该方案在采用数字控制的基础上无需增加复杂的外部检测电路，即可灵活的实现对同步整流管的有效控制，又能有效地提升系统的效率和性能。
附图说明
图1是本发明一种LLC变换器同步整流方法的具体实施方式的流程图；
图2是本发明一种LLC变换器同步整流方法的具体实施方式中的数字信号处理器设置原副边频率及占空比的流程图；
图3是本发明一种LLC变换器同步整流装置的具体实施方式中，fsw >fr时，原副边驱动信号及同步整流管电流的曲线图；
图4是本发明一种LLC变换器同步整流装置的具体实施方式中，fsw<fr时， 原副边驱动信号及同步整流管电流的曲线图；
图5是本发明一种LLC变换器同步整流装置的具体实施方式的方框电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细的说明。
请参见图1所示，本发明一种LLC变换器同步整流方法的具体实施方式包括：
步骤100，数字信号处理器获取经过硬件电路调理的输出电压信号及输出电流信号；
接收输出电压检测电路20、输出电流检测电路30可以为模拟数字转换器；为保证数字信号处理器能够较快的响应负载的变化，要求接收输出电压检测电路20、输出电流检测电路30的采样频率不能欠采样。
步骤300，数字信号处理器10在环路算法中断中，根据上述输出电压信号和输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；
优化的，还可根据系统硬件的参数，对计算出的开关频率，进行上下限幅，防止计算出的开关频率超出硬件能够承受的工作范围。数字信号处理器10在计算完原边场效应管的开关频率后，打开数字信号处理器10的PWM模块的周期中断的使能位，准备PWM模块寄存器的更新；
步骤500，数字信号处理器10在PWM模块的周期中断中，采用开关频率和变换器的谐振频率判断变换器工作状态，并根据变换器不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将原副边频率及占空比赋值给相应的PWM模块寄存器；
采用在周期中断中更新PWM的周期及比较寄存器能够防止在数据更新时打断当前完整的输出波形，所更新寄存器的值，在下一个周期结束时才会起作用。
请继续参见图2，步骤500具体而言，包括如下步骤：
步骤501，数字信号处理器10计算原边场效应管输出的占空比及频率，并赋值给相应PWM模块寄存器；
具体的，可以先计算Q1、Q4这组场效应管的占空比及频率，并赋值给相应PWM模块寄存器；再计算Q2、Q3这组场效应管输出的占空比及频率，并赋值给相应PWM模块寄存器；也可以按相反顺序计算，或或者同时计算，此处不做限定；
步骤502，数字信号处理器10将在环路算法中计算出来的频率作为原边场效应管的开关频率fsw，占空比为当前开关周期的50%，将功率管的最终开关频率及占空比值赋值到数字信号处理器10的相应PWM模块寄存器；
优化的，由于考虑到器件的开通关断延时，图1中两组原边场效应管（Q1 、Q4为一组，Q2、Q3为一组）之间会有一定的死区时间，为保证系统可靠运行，最终赋值给PWM模块的相应寄存器实际占空比会小于当前开关周期的50%；
步骤503，数字信号处理器10判断开关频率fsw是否大于在谐振点计算子函数中计算出来的变换器的谐振频率fr；是则执行步骤504，否则执行步骤505；
步骤504，开关频率fsw大于谐振频率fr时，变换器工作在连续工作状态，则延迟副边同步整流信号下降沿的时间，而副边同步整流驱动信号的上升沿可与原边场效应管的驱动同时开通；
请继续参图3，其为开关频率fsw大于谐振频率fr时，驱动波形及副边同步整流管的曲线图，其中，VgQ1、VgQ2、VgQ3和VgQ4为原边功率管的门极驱动波形，VgQ1和VgQ4的波形相同，VgQ2和VgQ3的波形相同，VgS1和VgS2为副边功率管的门极驱动波形，is1和is2分别为副边流过同步整流管S1和S2的输出电流；
具体而言，计算副边同步整流信号下降沿的时间，计算公式为：Tf=5*t3/4+t2；
其中，Tf为赋给数字信号处理器10的相应的PWM比较寄存器的下降沿的时间；t3为当前开关周期的时间段；t2为需要延时关断时间的时间段。数字信号处理器10则可根据Tf控制同步整流管驱动电路60的关断时间，从而使副边同步整流驱动信号滞后于原边驱动信号关断。
数字信号处理器10根据步骤504中的Tf控制同步整流管驱动电路60关断，可以实现副边同步整流驱动信号滞后于原边驱动信号关断。
步骤505，开关频率fsw小于谐振频率fr时，变换器工作在断续工作状态，则提前同步整流管驱动信号的上升沿时间；
请继续参见图4，其为开关频率fsw小于谐振频率fr时，驱动波形及副边同步整流管的曲线图，其中，VgQ1、VgQ2、VgQ3和VgQ4为原边MOSFET功率管的驱动波形，VgQ1和VgQ4的波形相同，VgQ2和VgQ3的波形相同，VgS1和VgS2为副边同步整流管的驱动波形，is1和is2分别为副边流过同步整流管S1和S2的输出电流；
具体而言，计算副边同步整流驱动信号的升沿时间，公式为：Tr=t3/4-t1+t2；
其中，Tr为赋给PWM比较寄存器上升沿的时间，t3为当前开关的周期，t1为Q1、Q2之间死区的时间段；t2为需要提前开通时间段；
优化的，还可以计算副边同步整流管下降沿的时间，公式为：Tf=Tr+t4-t1；
其中，Tf为赋给PWM比较寄存器下降沿的时间；t4为变换器允许的同步整流管导通的最大时间段。
数字信号处理器10根据步骤505中的Tr控制同步整流管驱动电路60开通，可以实现同步整流信号的上升沿超前于原边驱动信号的上升沿，即，在原边场效应管开通前，副边的同步整流管提前导通。
根据上述计算，将Tr和Tf分别赋值给数字信号处理器PWM模块的相应寄存器，并使同步整流的开关频率与原边MOSFET功率管的开关频率相同。
步骤506，将副边同步整流信号下降沿的时间和/或上升沿时间赋值给数字信号处理器10的相应的PWM模块的寄存器，并清除中断使能，退出中断。
优化的，还可以对最终计算出来的同步整流信号下降沿的时间和/或上升沿时间进行限幅判断后，在赋值给相应PWM模块的寄存器，可以防止延时过大导致同步整流管反灌电流的问题。
步骤700，数字信号处理器10根据其PWM模块的寄存器中的赋值控制原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，变换器工作在连续状态时延时关断。
请参见图5，本发明一种LLC变换器同步整流装置的具体实施方式包括：
包含有PWM模块寄存器的数字信号处理器10、输出电压检测电路20、输出电流检测电路30、变换器谐振点检测电路40、原边隔离驱动电路50及同步整流管驱动电路60。
输出电压检测电路20，用于检测变换器中经过硬件电路调理的输出电压信号；
输出电流检测电路30，用于检测变换器中经过硬件电路调理的输出电流信号；其中，输出电压检测电路20、输出电流检测电路30可以为模拟数字转换器；为保证数字信号处理器能够较快的响应负载的变化，要求接收输出电压检测电路20、输出电流检测电路30的采样频率不能欠采样；
变换器谐振点检测电路40，用于检测获取变换器的谐振频率fr；
数字信号处理器10，用于接收输出电压检测电路20获取的电压信号及输出电流检测电路30获取的输出电流信号；并根据输出电压信号和输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；在PWM模块的周期中断中，采用开关频率和变换器的谐振频率判断系统工作状态，并根据变换器不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将原副边频率及占空比赋值给相应的PWM模块寄存器；根据其PWM模块寄存器中的赋值控制副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，变换器工作在连续状态时延时关断；
原边隔离驱动电路50用于在数字信号处理器10的控制下驱动原边场效应管的导通与截止；本具体实施方式中，原边场效应管包括Q1、Q2、Q3及Q4，其中，Q1和Q4为一组， Q2和Q3为一组；
同步整流管驱动电路60用于在数字信号处理器10的控制下驱动副边场效应管的导通与截止；在本具体实施方式中，副边场效应管包括S1、S2，其中，S1是与原边场效应管Q1与Q4对应的，S2是与原边场效应管Q2与Q3对应的；上述场效应管Q1、Q2、Q3、Q4、S1以及S2工作时的波形图，如前述方法具体实施方式对应的附图3、4所示，此处不再一一赘述。
优化的，数字信号处理器10还可根据系统硬件的参数，对计算出的开关频率，进行上下限幅，防止计算出的开关频率超出硬件能够承受的工作范围。数字信号处理器10在计算完原边场效应管的开关频率后，打开数字信号处理器10的PWM模块的周期中断的使能位，准备PWM模块寄存器的更新。
其中，数字信号处理器10是如何在PWM模块的周期中断中，进行原副边频率及占空比的计算，并赋值给相应的PWM寄存器的，请参见前本发明的方法具体实施方式中的步骤500的内容，此处不再一一赘述。
本发明一种LLC变换器同步整流方法及其装置的具体实施方式，根据LLC变换器的不同工作状态来提供不同的同步整流控制方案，当原边场效应管的开关频率fsw大于LLC的谐振频率fr时，谐振变换器工作在连续状态，原边则实现副边同步整流驱动信号滞后于原边驱动信号关断；当原边场效应管的开关频率fsw小于LLC的谐振频率时fr，谐振变换器工作在断续状态，则实现副边同步整流驱动信号提前于原边驱动信号开通。即，数字信号处理器最终输出的同步整流驱动能够达到在变换器工作在断续状态时提前开通，工作在连续状态时延时关断的目的，从而减小同步整流管工作时，开通或关断电流不为零产生的过多损耗，使变换器的效率在全工作范围内都得到提高。
进一步的，由于数字控制采用了有效限幅的方式，防止延时过大导致同步整流管反灌电流的问题。
同时，该方案在采用数字控制的基础上无需增加复杂的外部检测电路，即可灵活的实现对同步整流管的有效控制，又能有效地提升系统的效率和性能。
上述具体实施方式说明但并不限制本发明，本领域的技术人员能在权利要求的范围内设计出多个可代替实例。所属领域的技术人员应该意识到，对在没有违反如所附权利要求书所定义的本发明的范围之内，可对具体实现方案做出适当的调整、修改等。因此，凡依据本发明的精神和原则，所做的任意修改和变化，均在所附权利要求书所定义的本发明的范围之内。
Claims (8)
1.一种逻辑链路控制变换器同步整流方法，其特征在于，该方法包括：
步骤100、数字信号处理器获取经过硬件电路调理的输出电压信号及输出电流信号；
步骤300、所述数字信号处理器在环路算法中断中，根据所述输出电压信号和所述输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；
步骤500、所述数字信号处理器在PWM模块的周期中断中，采用所述原边场效应管的开关频率和所述变换器的谐振频率判断变换器的工作状态，并根据不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将所述原副边频率及所述占空比赋值给所述数字信号处理器中相应的PWM模块寄存器；
步骤700、所述数字信号处理器根据相应的PWM模块寄存器中的赋值控制所述原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在所述变换器工作在断续状态时提前开通，所述变换器工作在连续状态时延时关断；
其中，所述步骤500具体包括：
步骤501，所述数字信号处理器计算所述原边场效应管输出的占空比及频率，并赋值给相应的PWM模块寄存器；
步骤502，所述数字信号处理器将计算所得的所述原边场效应管输出的频率作为所述原边场效应管的开关频率，所述占空比为当前开关周期的50％，并将所述原边场效应管的开关频率以及所述占空比赋值到相应PWM模块寄存器；
步骤503，所述数字信号处理器判断所述原边场效应管的开关频率是否大于所述变换器的谐振频率fr；是则执行步骤504，否则执行步骤505；
步骤504，所述原边场效应管的开关频率fsw大于所述谐振频率fr时，延迟同步整流驱动信号下降沿的时间；
步骤505，所述原边场效应管的开关频率fsw小于所述谐振频率fr时，提前同步整流驱动信号的上升沿时间，并使同步整流场效应管的开关频率与所述原边场效应管的开关频率相同；
步骤506，将所述同步整流驱动信号下降沿的时间和/或上升沿时间赋值给相应的PWM模块寄存器，并清除中断使能，退出中断。
2.如权利要求1所述的逻辑链路控制变换器同步整流方法，其中，所述步骤300和步骤500还可以包括：所述数字信号处理器根据系统硬件的参数对计算出的所述原边场效应管的开关频率，进行上下限幅。
3.如权利要求1所述的逻辑链路控制变换器同步整流方法，其中，所述步骤504具体包括：
所述原边场效应管的开关频率fsw大于所述谐振频率fr时，根据公式Tf＝5*t3/4+t2计算同步整流驱动信号下降沿的时间，其中，t3为当前开关周期的时间段；t2为需要延时关断时间的时间段。
4.如权利要求1所述的逻辑链路控制变换器同步整流方法，其中，所述步骤505具体包括：
所述原边场效应管的开关频率fsw小于所述谐振频率fr时，根据公式Tr＝t3/4-t1+t2计算同步整流驱动信号的上升沿时间，其中，t3为当前开关的周期，t1为原边场效应管Q1、原边场效应管Q2之间死区的时间段；t2为需要提前开通时间段。
5.如权利要求4所述的逻辑链路控制变换器同步整流方法，其中，所述步骤505还包括：
根据公式Tf＝Tr+t4-t1计算副边同步整流管下降沿的时间，其中，t4为系统允许的同步整流管导通的最大时间段；
将计算所得的Tf值赋值给相应的PWM模块寄存器。
6.一种逻辑链路控制变换器同步整流装置，其特征在于，该装置包括：数字信号处理器、输出电压检测电路、输出电流检测电路、变换器谐振点检测电路、原边隔离驱动电路及同步整流管驱动电路；
所述输出电压检测电路，用于检测变换器中经过硬件电路调理的输出电压信号；
所述输出电流检测电路，用于检测所述变换器中经过硬件电路调理的输出电流信号；
所述变换器谐振点检测电路，用于检测获取所述变换器的谐振频率；
所述数字信号处理器，用于接收所述输出电压信号及所述输出电流信号；并根据所述输出电压信号和所述输出电流信号，采用电压外环和功率内环的控制方式，计算原边场效应管的开关频率；在PWM模块的周期中断中，采用所述原边场效应管的开关频率和所述谐振频率判断所述变换器的工作状态，并根据所述变换器不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将所述原副边频率及所述占空比赋值给相应的PWM模块寄存器；根据所述PWM模块寄存器中的赋值通过所述原边隔离驱动电路、所述同步整流管驱动电路，控制原副边场效应管的导通与关断，使得输出的同步整流驱动信号，在变换器工作在断续状态时提前开通，变换器工作在连续状态时延时关断；
所述原边隔离驱动电路，用于在所述数字信号处理器的控制下驱动所述原边场效应管的导通与截止；
所述同步整流管驱动电路，用于在所述数字信号处理器的控制下驱动副边场效应管的导通与截止；
所述数字信号处理器，在PWM模块的周期中断中，采用所述原边场效应管的开关频率和所述谐振频率判断所述变换器的工作状态，并根据所述变换器不同的工作状态计算不同的原副边频率及占空比，并将所述原副边频率及所述占空比赋值给相应的PWM模块寄存器，具体为：
所述数字信号处理器，用于计算所述原边场效应管输出的占空比及频率，并赋值给相应的PWM模块寄存器；将计算所得的所述原边场效应管输出的频率作为所述原边场效应管的开关频率，所述占空比为当前开关周期的50％，并将所述原边场效应管的开关频率以及所述占空比赋值到相应PWM模块寄存器；判断所述原边场效应管的开关频率是否大于所述变换器的谐振频率fr；是则延迟同步整流驱动信号下降沿的时间，否则提前同步整流驱动信号的上升沿时间，并使同步整流场效应管的开关频率与所述原边场效应管的开关频率相同；将所述同步整流驱动信号下降沿的时间和/或上升沿时间赋值给相应的的PWM模块寄存器，并清除中断使能，退出中断。
7.如权利要求6所述的逻辑链路控制变换器同步整流装置，其中，当所述原边场效应管的开关频率大于所述谐振频率时，所述数字信号处理器是根据公式Tf＝5*t3/4+t2计算所述同步整流驱动信号下降沿的时间，其中，t3为当前开关周期的时间段；t2为需要延时关断时间的时间段。
8.如权利要求6所述的逻辑链路控制变换器同步整流装置，其中，当所述原边场效应管的开关频率小于所述谐振频率时，所述数字信号处理器是根据公式Tr＝t3/4-t1+t2计算所述同步整流驱动信号的上升沿时间，其中，t3为当前开关的周期，t1为原边场效应管Q1、原边场效应管Q2之间死区的时间段；t2为需要提前开通时间段。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210577710.1A CN103023335B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Llc变换器同步整流方法及其装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210577710.1A CN103023335B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Llc变换器同步整流方法及其装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103023335A CN103023335A (zh) | 2013-04-03 |
| CN103023335B true CN103023335B (zh) | 2015-01-14 |
Family
ID=47971549
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201210577710.1A Active CN103023335B (zh) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | Llc变换器同步整流方法及其装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN103023335B (zh) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI568166B (zh) * | 2015-11-26 | 2017-01-21 | A High Efficiency LLC Resonant Converter with Secondary Side Synchronous Rectifier Blind Control | |
| CN105471286B (zh) * | 2015-12-10 | 2017-09-29 | 无锡华润矽科微电子有限公司 | 同步整流电路、无线充电系统以及同步整流方法 |
| CN106253495B (zh) * | 2016-08-04 | 2019-06-21 | 中惠创智无线供电技术有限公司 | 一种限幅控制电路及方法 |
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| CN108988648B (zh) * | 2018-07-06 | 2019-10-18 | 华南理工大学 | 一种llc谐振变换器同步整流预测控制方法 |
| CN108900095A (zh) * | 2018-08-27 | 2018-11-27 | 深圳市永联科技股份有限公司 | 全桥llc变换器的控制方法及装置 |
| CN109586581B (zh) * | 2018-12-15 | 2024-09-20 | 华南理工大学 | 用于全桥dc/dc变换器同步整流的数字化实现装置 |
| CN111355392B (zh) * | 2018-12-24 | 2022-04-08 | 东南大学 | Llc谐振变换器的自适应同步整流控制系统及方法 |
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| CN114679060B (zh) * | 2020-12-24 | 2023-08-18 | 宁德时代新能源科技股份有限公司 | 隔离型谐振变换控制方法、装置、系统、可读存储介质 |
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| CN113691137A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-11-23 | 杭州云电科技能源有限公司 | 提高电源动态性能和延长输入掉电保持时间的控制方法 |
| CN113676060B (zh) * | 2021-08-18 | 2023-03-21 | 浙江大学 | Cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法及系统 |
| CN116545270B (zh) * | 2023-06-28 | 2024-02-27 | 广东省洛仑兹技术股份有限公司 | 谐振变换器及其控制方法、开关电源 |
| CN117997084B (zh) * | 2024-04-07 | 2024-07-12 | 广东高斯宝电气技术有限公司 | 一种用于提高llc拓扑效率的sr死区控制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI313102B (en) * | 2005-02-21 | 2009-08-01 | Delta Electronics Inc | Llc series resonant converter and the driving method of the synchronous rectifier power switches thereof |
| CN101926083B (zh) * | 2008-01-28 | 2012-11-21 | 株式会社村田制作所 | Dc-dc转换器 |
| CN101707440A (zh) * | 2009-11-12 | 2010-05-12 | 中兴通讯股份有限公司 | Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置 |
| CN102355147A (zh) * | 2011-10-28 | 2012-02-15 | 上海大学 | 数字化 llc同步整流谐振变换器控制装置和方法 |
-
2012
- 2012-12-27 CN CN201210577710.1A patent/CN103023335B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103023335A (zh) | 2013-04-03 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
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|
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