JP2011019358A - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents
電力変換回路の制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2011019358A JP2011019358A JP2009162881A JP2009162881A JP2011019358A JP 2011019358 A JP2011019358 A JP 2011019358A JP 2009162881 A JP2009162881 A JP 2009162881A JP 2009162881 A JP2009162881 A JP 2009162881A JP 2011019358 A JP2011019358 A JP 2011019358A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- coil
- switching element
- diode
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
【課題】主スイッチング素子Q1,Q2のオン操作を十分にターンオン損失が低減されたソフトスイッチングとすることができないこと。
【解決手段】フリーホイールダイオードFD2を順方向電流が流れる状況下、ソフトスイッチング用コイルL2に電圧を印加する。これにより、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流が漸増し、フリーホイールダイオードFD2に流れる電流が漸減する。フリーホイールダイオードFD2の順方向電流がゼロとなると、リカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が減少し始めると、その減少を補償すべく、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れ、ソフトスイッチング用コイルL2に流れ込む。このタイミングで、主スイッチング素子Q1をオンする。
【選択図】 図1
【解決手段】フリーホイールダイオードFD2を順方向電流が流れる状況下、ソフトスイッチング用コイルL2に電圧を印加する。これにより、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流が漸増し、フリーホイールダイオードFD2に流れる電流が漸減する。フリーホイールダイオードFD2の順方向電流がゼロとなると、リカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が減少し始めると、その減少を補償すべく、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れ、ソフトスイッチング用コイルL2に流れ込む。このタイミングで、主スイッチング素子Q1をオンする。
【選択図】 図1
Description
本発明は、パワースイッチング素子と、該パワースイッチング素子の入出力端子に並列接続される第1のフリーホイールダイオードと、前記パワースイッチング素子に直列接続される第2のフリーホイールダイオードと、前記第2のフリーホイールダイオードに並列接続されるソフトスイッチング用コイルとを備え、前記パワースイッチング素子および前記第2のフリーホイールダイオードの接続点に電力変換用コイルが接続される電力変換回路について、前記第2のフリーホイールダイオードに流れていた電流を、前記ソフトスイッチング用コイルに流すことで減少させる制御を行って且つ、該制御の開始後に前記パワースイッチング素子をオン操作する電力変換回路の制御装置に関する。
この種の制御装置としては、例えば下記非特許文献1に記載されているものがある。ここでは、上記第2のフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下、ソフトスイッチング用コイルに電圧を印加することで、ソフトスイッチング用コイルに電流を流し、ひいては第2のフリーホイールダイオードに流れる順方向電流を減少させる。そして、第2のフリーホイールダイオードに流れる電流がゼロとなることでパワースイッチング素子をオン操作する。これにより、パワースイッチング素子を流れる電流は漸増するものの、その漸増速度は、ソフトスイッチング用コイルに流れる電流の減少速度によって制限される。このため、パワースイッチング素子のオン操作をソフトスイッチングとすることができる。
なお、従来の電力変換回路の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献1,2に記載されたもの等がある。
齋藤、久保田、「パルストランスを用いたゼロ電流ターンオンインバータ」、2008 IEE Japan、第4分冊、p128〜129
ただし、上記非特許文献1記載の技術では、パワースイッチング素子に流れる電流の増加速度を制限することでソフトスイッチングとすることができるとはいえ、パワースイッチング素子のオン操作に伴うその入出力端子間の電圧の低下過程において電流が流れるため、電力損失が生じる。このため、オン操作は、ソフトスイッチングとしては不十分となる。
更に、上記第2のフリーホイールダイオードを、例えばスーパージャンクションMOSFET等のボディーダイオードとする場合、逆回復電流が大きくなる。このため、逆回復電流の減衰速度が、ソフトスイッチング用コイルを流れる電流の減少速度よりも大きくなる場合、第1のフリーホイールダイオードに、リカバリ電流の減少を補償するための順方向電流が流れる。そして、これにより、パワースイッチング素子のオン操作前にその入出力端子間の電圧が変動し、これがノイズ源となるおそれもある。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、上記パワースイッチング素子のオン操作をより適切に行うことのできる電力変換回路の制御装置を提供することにある。
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
請求項1記載の発明は、パワースイッチング素子と、該パワースイッチング素子の入出力端子に並列接続される第1のフリーホイールダイオードと、前記パワースイッチング素子に直列接続される第2のフリーホイールダイオードと、前記第2のフリーホイールダイオードに並列接続されるソフトスイッチング用コイルとを備え、前記パワースイッチング素子および前記第2のフリーホイールダイオードの接続点に電力変換用コイルが接続される電力変換回路について、前記第2のフリーホイールダイオードに流れていた電流を、前記ソフトスイッチング用コイルに流すことで減少させる制御を行って且つ、該制御の開始後に前記パワースイッチング素子をオン操作する電力変換回路の制御装置において、前記第2のフリーホイールダイオードに流れるリカバリ電流が減衰を開始することに基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態をオン状態に切り替える切替手段を備えることを特徴とする。
第2のフリーホイールダイオードに流れるリカバリ電流が減衰を開始する際、この減衰速度の絶対値が、ソフトスイッチング用コイルに流れる電流の減少速度の絶対値よりも大きい場合、リカバリ電流の減少を補償すべく、第1のフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる。このため、パワースイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧が第1のフリーホイールダイオードの電圧降下量程度に制限される。このため、この時点でパワースイッチング素子をオン操作することで、このオン操作をゼロ電圧スイッチングとすることができる。
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記切替手段は、前記第2のフリーホイールダイオードに流れるリカバリ電流の減衰に伴って前記第1のフリーホイールダイオードに順方向電流が流れている期間に、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態をオン状態に切り替えることを特徴とする。
請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記ソフトスイッチング用コイルに電圧を印加するための電圧出力手段と、前記電圧出力手段を備えるループ回路を開閉する開閉手段とを更に備え、前記切替手段は、前記開閉手段の両端の電圧に基づき、前記リカバリ電流の減衰開始を判断することを特徴とする。
上記発明では、開閉手段を閉状態としてソフトスイッチング用コイルに電圧を印加することで、第2のフリーホイールダイオードに流れていた電流をソフトスイッチング用コイルに流すことができる。そしてその後、第2のフリーホイールダイオードにリカバリ電流が流れ、更にこれが減少して第1のフリーホイールダイオードに順方向電流が流れることで、ソフトスイッチング用コイルを流れる電流が減少する。その後、リカバリ電流が減少すると、開閉手段の両端の電圧も変化する。このため、リカバリ電流の減少を、開閉手段の両端の電圧の変化として検出することができる。
請求項4記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記ソフトスイッチング用コイルは、トランスの2次側コイルを構成するものであり、前記トランスの1次側コイルに前記開閉手段および前記電圧出力手段が接続されていることを特徴とする。
トランスの1次側コイルに流れる電流と2次側コイルに流れる電流との間には、相関関係がある。一方、トランスの1次側コイル(ソフトスイッチング用コイル)を流れる電流の減少タイミングと、リカバリ電流の減少タイミングとは対応している。このため、上記発明では、開閉手段の両端の電圧の変化によってリカバリ電流の減少を検出することができる。また、上記発明では、トランスを用いることで、開閉手段をソフトスイッチング用コイルに対して絶縁することができる。このため、パワースイッチング素子等が、低電圧システムから絶縁された高電圧システムを構成するものであっても、開閉手段を低電圧システムにて操作することが容易となる。
請求項5記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の発明において、前記第2のフリーホイールダイオードは、スーパージャンクションMOS電界効果トランジスタのボディーダイオードであることを特徴とする。
スーパージャンクションMOS電界効果トランジスタは、ボディーダイオードのリカバリ電流の減少速度の絶対値が大きくなる傾向を有する。このため、上記発明の作用効果を好適に奏する上で適している。
(第1の実施形態)
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車の電力変換回路の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車の電力変換回路の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
図示される高電圧バッテリ10は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものである。高電圧バッテリ10は、車載主機の直接の電力供給のための蓄電手段である。高電圧バッテリ10は、コンバータCVを介してインバータ12に接続されている。インバータ12は、直流電圧を擬似交流電圧に変換して車載主機に印加するための電力変換回路である。
上記コンバータCVは、高電圧バッテリ10の電圧(例えば「200V」)を昇圧して所定の高電圧(例えば「500V」)の電圧をインバータ12に印加する。また、コンバータCVは、インバータIVに接続された回転電機が回生運転される場合には、インバータIVから入力される電圧を降圧して高電圧バッテリ10に印加する。なお、コンバータCVの一対の入力端子には、コンデンサ14が並列接続されており、また、コンバータCVの一対の出力端子には、コンデンサ16が並列接続されている。
コンバータCVは、一対の出力端子間に接続される主スイッチング素子Q1,Q2の直列接続体を備えている。これら主スイッチング素子Q1,Q2は、NチャネルのパワーMOS型電界効果トランジスタである。詳しくは、これらは、スーパージャンクションMOSFETである。これら主スイッチング素子Q1,Q2には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードFD1,FD2が接続されている。これらフリーホイールダイオードFD1,FD2は、主スイッチング素子Q1,Q2のボディーダイオードである。
主スイッチング素子Q1,Q2の接続点と、高電圧バッテリ10との間には、変換用コイルLが接続されている。また、主スイッチング素子Q1には、ソフトスイッチング用コイルL1およびダイオードD1の直列接続体が並列接続されている。また、主スイッチング素子Q2には、ソフトスイッチング用コイルL2およびダイオードD2の直列接続体が並列接続されている。ここで、ソフトスイッチング用コイルL1は、1次側コイルL3と磁気結合されて巻数比「1」のトランスを構成している。そして、1次側コイルL3には、駆動回路Dr1が接続されている。
駆動回路Dr1は、1次側コイルL3に並列接続された電源B3,コンデンサC3およびダイオード28を備えて構成されている。ここで、ダイオード28は、電源B3に逆並列に接続されるものである。また、駆動回路Dr1は、電源B3および1次側コイルL3を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q3を備えている。ここで、スイッチング素子Q3は、パワーMOS型電界効果トランジスタであり、ボディーダイオード(ダイオードD3)を備えている。このダイオードD3は、電源B3の負極側をアノード側とするものである。そして、スイッチング素子Q3の入力端子および出力端子には、これらの間の電圧(検出値ds1)を検出するための検出回路20が接続されている。
また、ソフトスイッチング用コイルL2は、1次側コイルL4と磁気結合されて巻数比「1」のトランスを構成している。そして、1次側コイルL4には、駆動回路Dr2が接続されている。
駆動回路Dr2は、1次側コイルL4に並列接続された電源B4,コンデンサC4およびダイオード28を備えて構成されている。ここで、ダイオード28は、電源B4に逆並列に接続されるものである。また、駆動回路Dr2は、電源B4および1次側コイルL4を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q4を備えている。ここで、スイッチング素子Q4は、パワーMOS型電界効果トランジスタであり、ボディーダイオード(ダイオードD4)を備えている。このダイオードD4は、電源B4の負極側をアノード側とするものである。そして、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子には、これらの間の電圧(検出値ds2)を検出するための検出回路20が接続されている。
制御装置30は、検出回路20によって検出される電圧等に基づき、主スイッチング素子Q1,Q2を操作する操作信号MQ1,MQ2や、スイッチング素子Q3,Q4を操作する操作信号Md1、Md2を生成して出力する。
以下では、制御装置30によって行われるコンバータCVの昇圧処理について説明する。図2に、コンバータCVのうちの昇圧処理の各モードにおいて電流が流れる部分を明記した回路を示す。以下では、図2に示した各モード毎に説明を行う。
(モード1)
これは、主スイッチング素子Q1がオフ、主スイッチング素子Q2がオン、駆動回路Dr1,Dr2がともにオフとなるモードである。この場合、高電圧バッテリ10から変換用コイルLを介して主スイッチング素子Q2に電流が流れる。
これは、主スイッチング素子Q1がオフ、主スイッチング素子Q2がオン、駆動回路Dr1,Dr2がともにオフとなるモードである。この場合、高電圧バッテリ10から変換用コイルLを介して主スイッチング素子Q2に電流が流れる。
(モード2)
これは、主スイッチング素子Q2をオフし、スイッチング素子Q4をオンすることで駆動回路Dr2をオンするモードである。主スイッチング素子Q2をオフすると、主スイッチング素子Q2には電流が流れなくなり、フリーホイールダイオードFD2に順方向電流が流れる。駆動回路Dr2をオンすると、1次側コイルL4およびソフトスイッチング用コイルL2に電源B4の電圧が印加される。これにより、ソフトスイッチング用コイルL2には、電流が流れ始め、その電流は漸増する。これに伴い、フリーホイールダイオードFD2の順方向電流は漸減する。このときの電流の増加速度は、電源B4の電圧を、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスで除算した値となる。このため、スイッチング素子Q4に流れる電流の増加速度も、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスによって制限されるため、スイッチング素子Q4のオン状態への切替をゼロ電流スイッチング(ZCS)とすることができる。なお、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧は、これに流れる電流の増加に伴って上昇する。ちなみに、上記漏れインダクタンスは、変換用コイルLのインダクタンスと比較して小さいことが望ましい。
これは、主スイッチング素子Q2をオフし、スイッチング素子Q4をオンすることで駆動回路Dr2をオンするモードである。主スイッチング素子Q2をオフすると、主スイッチング素子Q2には電流が流れなくなり、フリーホイールダイオードFD2に順方向電流が流れる。駆動回路Dr2をオンすると、1次側コイルL4およびソフトスイッチング用コイルL2に電源B4の電圧が印加される。これにより、ソフトスイッチング用コイルL2には、電流が流れ始め、その電流は漸増する。これに伴い、フリーホイールダイオードFD2の順方向電流は漸減する。このときの電流の増加速度は、電源B4の電圧を、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスで除算した値となる。このため、スイッチング素子Q4に流れる電流の増加速度も、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスによって制限されるため、スイッチング素子Q4のオン状態への切替をゼロ電流スイッチング(ZCS)とすることができる。なお、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧は、これに流れる電流の増加に伴って上昇する。ちなみに、上記漏れインダクタンスは、変換用コイルLのインダクタンスと比較して小さいことが望ましい。
(モード3)
これは、フリーホイールダイオードFD2に流れる順方向電流が漸減し、これがゼロとなることで、フリーホイールダイオードFD2にリカバリ電流が流れるモードである。このリカバリ電流は、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる。なお、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧は、これに流れる電流の増加に伴って上昇する。
これは、フリーホイールダイオードFD2に流れる順方向電流が漸減し、これがゼロとなることで、フリーホイールダイオードFD2にリカバリ電流が流れるモードである。このリカバリ電流は、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる。なお、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧は、これに流れる電流の増加に伴って上昇する。
(モード4)
これは、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流が減少するモードである。この際の減少速度は、フリーホイールダイオードFD2のデバイスによって定まる。特に本実施形態のように、主スイッチング素子Q2としてスーパージャンクションMOSFETを用いる場合、リカバリ電流の減少速度が大きくなる。一方、ソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の変化は、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスによって制限される。このため、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流の減少速度の絶対値が、上記漏れ磁束によって規定されるソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の減少速度の絶対値よりも大きい場合、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流を補償すべく、フリーホイールダイオードFD1がオン状態となり、順方向電流が流れる。なお、この際、ダイオードD2およびソフトスイッチング用コイルL2にコンデンサ16の高電圧が印加され、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流は漸減する。
これは、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流が減少するモードである。この際の減少速度は、フリーホイールダイオードFD2のデバイスによって定まる。特に本実施形態のように、主スイッチング素子Q2としてスーパージャンクションMOSFETを用いる場合、リカバリ電流の減少速度が大きくなる。一方、ソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の変化は、1次側コイルL4とソフトスイッチング用コイルL2との漏れインダクタンスによって制限される。このため、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流の減少速度の絶対値が、上記漏れ磁束によって規定されるソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の減少速度の絶対値よりも大きい場合、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流を補償すべく、フリーホイールダイオードFD1がオン状態となり、順方向電流が流れる。なお、この際、ダイオードD2およびソフトスイッチング用コイルL2にコンデンサ16の高電圧が印加され、ソフトスイッチング用コイルL2に流れる電流は漸減する。
このモードでは、スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧も減少し、ダイオードD4の順方向の電圧降下量によってクランプされる。
(モード5)
これは、上記スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧の減少の検出を通じて、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流の減少を検出することで、主スイッチング素子Q1をオン操作するモードである。これにより、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れている期間に、主スイッチング素子Q1をオン状態へと切り替えることができる。この場合、主スイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間の電圧は略ゼロ(正確には、フリーホイールダイオードFD1の電圧降下量)となるため、ゼロボルトスイッチング(ZVS)を実現できる。しかも、この際、主スイッチング素子Q1に流れる電流の増加速度は、ソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の減少速度となることから、ソフトスイッチング用コイルL2および1次側コイルL4の漏れインダクタンスによって制限される。このため、主スイッチング素子Q1のオン操作は、ゼロ電流スイッチング(ZCS)でもある。
これは、上記スイッチング素子Q4の入力端子および出力端子間の電圧の減少の検出を通じて、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流の減少を検出することで、主スイッチング素子Q1をオン操作するモードである。これにより、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れている期間に、主スイッチング素子Q1をオン状態へと切り替えることができる。この場合、主スイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間の電圧は略ゼロ(正確には、フリーホイールダイオードFD1の電圧降下量)となるため、ゼロボルトスイッチング(ZVS)を実現できる。しかも、この際、主スイッチング素子Q1に流れる電流の増加速度は、ソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流の減少速度となることから、ソフトスイッチング用コイルL2および1次側コイルL4の漏れインダクタンスによって制限される。このため、主スイッチング素子Q1のオン操作は、ゼロ電流スイッチング(ZCS)でもある。
(モード6)
これは、スイッチング素子Q4を流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子Q4をオフ状態に切り替えるモードである。これにより、スイッチング素子Q4のオフ操作をゼロ電流スイッチング(ZCS)とすることができる。
これは、スイッチング素子Q4を流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子Q4をオフ状態に切り替えるモードである。これにより、スイッチング素子Q4のオフ操作をゼロ電流スイッチング(ZCS)とすることができる。
図3に、上記昇圧処理を示す。詳しくは、主スイッチング素子Q1、Q2,スイッチング素子Q3,Q4の操作状態や、主スイッチング素子Q1の入出力端子間の電圧VQ1、主スイッチング素子Q1を流れる電流IQ1、フリーホイールダイオードFD2の電圧VD2、フリーホイールダイオードFD2を流れる電流ID2、フリーホイールダイオードFD1を流れる電流ID1,スイッチング素子Q4の入出力端子間の電圧VQ4,スイッチング素子Q4を流れる電流IQ4,および変換用コイルLを流れる電流ILの推移を示す。
図4(a)に、本実施形態の効果を示す。この図は、主スイッチング素子Q2の入出力端子間の電圧VQ2、主スイッチング素子Q2を流れる電流IQ2、主スイッチング素子Q1の入出力端子間の電圧VQ1,主スイッチング素子Q1およびフリーホイールダイオードFD1に流れる電流、スイッチング素子Q4を流れる電流の推移を示す。
図示されるように、本実施形態によれば、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れる際に主スイッチング素子Q1をオン操作することで、主スイッチング素子Q1をゼロ電流スイッチング且つゼロボルトスイッチングとすることができる。
これに対し、図4(b)に、従来例の場合を示す。この場合、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流が減少することでフリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れ、主スイッチング素子Q1の入出力端子間の電圧が低下する一方、主スイッチング素子Q2の入出力端子間の電圧が上昇する。そして、フリーホイールダイオードFD1を流れる電流がゼロとなる際、ソフトスイッチング用コイルL2を流れる電流が変換用コイルLを流れる電流よりも小さくなる場合、フリーホイールダイオードFD2が再度オンする。これにより、主スイッチング素子Q1の入出力端子間の電圧が上昇し、主スイッチング素子Q2の入出力端子間の電圧が低下する。図には、これら主スイッチング素子Q1,Q2の入出力端子間の電圧の上昇および低下を、期間Tdの現象として示したが、実際には、主スイッチング素子Q1がオン操作されるまで同様の現象が繰り返されることとなる。この現象により、ノイズが生じる。
また、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れていない時に主スイッチング素子Q1をオン操作する場合、主スイッチング素子Q1の入出力端子間の電圧がコンデンサ16の電圧程度となっているため、ゼロボルトスイッチングができず、ターンオン損失が生じる。
図5に、フリーホイールダイオードFD2として、そのリカバリ電流の減少速度の絶対値がソフトスイッチング用コイルL2と1次側コイルL4との漏れインダクタンスによって定まる電流の変化速度の絶対値よりも大きくなるもの(first recovery diode)を用いた場合を示す。詳しくは、図5(a)は、ソフトスイッチング用コイルL2を設けずハードスイッチングを行った場合を示し、図5(b)は、ソフトスイッチング用コイルL2を設けてゼロ電流スイッチングを行った場合を示す。図示されるように、図5(b)の場合には、先の図4(b)に示した電圧変動が抑制され(図中、期間T1)、主スイッチング素子Q1をオン操作するに際しての主スイッチング素子Q1を流れる電流の増加速度をソフトスイッチング用コイルL2および1次側コイルL4の漏れインダクタンスによって制限できるものの、ゼロボルトスイッチングでないため、ターンオン損失が無視できない(図中、期間T2)。
これに対し、本実施形態では、フリーホイールダイオードFD2のリカバリ電流の減少速度の絶対値がソフトスイッチング用コイルL2と1次側コイルL4との漏れインダクタンスによって定まる電流の変化速度の絶対値よりも大きくなるものを用い、フリーホイールダイオードFD1に順方向電流が流れる期間を利用することで、完全なソフトスイッチングを行うことができる。
なお、降圧処理については、上記の説明において、主スイッチング素子Q1,Q2、フリーホイールダイオードFD1,FD2、ソフトスイッチング用コイルL1,L2のいずれか一方についての記載を他方についての記載と読み替えることで、同様に主スイッチング素子Q2のオン操作をゼロボルトスイッチング且つゼロ電流スイッチングとすることができる。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
(1)フリーホイールダイオードFD2(FD1)に流れるリカバリ電流が減衰を開始することに基づき、主スイッチング素子Q1(Q2)のスイッチング状態をオン状態に切り替えた。これにより、このオン操作をゼロ電圧スイッチングとすることができる。
(2)スイッチング素子Q3(Q4)の両端の電圧に基づき、フリーホイールダイオードFD1(FD2)のリカバリ電流の減衰開始を判断した。これにより、リカバリ電流の減少を適切に判断することができる。
(3)ソフトスイッチングを行うべくフリーホイールダイオードFD1,FD2に並列接続するコイルを、トランスのソフトスイッチング用コイルL1,L2とした。これにより、スイッチング素子Q3、Q4を低電圧システムに搭載することや、これらの入出力端子間の電圧の検出手段を低電圧システムにて構成することなどができる。
(4)主スイッチング素子Q1,Q2として、スーパージャンクションMOS電界効果トランジスタを用いた。これにより、フリーホイールダイオードFD2(FD1)のリカバリ電流の減少に伴ってフリーホイールダイオードFD1(FD2)をオンすることができるため、上記実施形態の制御を好適に実現することができる。
(第2の実施形態)
以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
図6に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図6において、先の図1に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
図示されるように、本実施形態では、フリーホイールダイオードFD1,FD2に並列接続されるソフトスイッチング用コイルL1,L2をトランスの2次側コイルとはせず、他のコイルとの磁気結合を有しない単一のコイルとする。そして、ソフトスイッチング用コイルL1,L2に駆動回路Dr1,Dr2の電源B3,B4を直列接続する。この場合、スイッチング素子Q3,Q4の操作信号を制御装置30から出力したり、スイッチング素子Q3,Q4の入出力端子間の電圧の検出値ds1、ds2を制御装置30に伝達させるためには、フォトカプラ等の絶縁手段を介すこととなる。
なお、本実施形態にかかるフリーホイールダイオードFD1,FD2のリカバリ電流の減少速度の絶対値は、ソフトスイッチング用コイルL1,L2を流れる電流の変化速度の絶対値よりも大きいとする。ちなみに、ソフトスイッチング用コイルL1,L2のインダクタンスは、変換用コイルLのインダクタンスよりも小さいことが望ましい。
以上説明した本実施形態によっても、先の第1の実施形態の上記(1)、(2)、(4)の各効果を奏することができる。
(その他の実施形態)
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・フリーホイールダイオードFD1,FD2に流れるリカバリ電流の減少を検出する手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、主スイッチング素子Q1およびフリーホイールダイオードFD1や、主スイッチング素子Q2およびフリーホイールダイオードFD2に、シャント抵抗を直列接続し、その電圧降下量に基づき電流を検出する手段であってもよい。
・フリーホイールダイオードFD1,FD2に流れるリカバリ電流の減少を検出する手段を備えるものに限らず、例えば推定するものであってもよい。これは、例えば、予め実験等を行うことで、ソフトスイッチング用コイルL1,L2の通電開始から規定時間経過することに基づきリカバリ電流の減少と判断することで行うことができる。この手法を利用するなら、主スイッチング素子Q1,Q2のオン操作への切替は、デッドタイムを時間制御することで定まることとなる。
・主スイッチング素子Q1,Q2を構成するパワーMOS電界効果トランジスタとしては、スーパージャンクションMOSFETに限らず、任意のパワー電界効果トランジスタであってよい。この場合であっても、フリーホイールダイオードFD1,FD2のリカバリ電流の減少速度の絶対値が大きいなら、上記各実施形態の要領で、主スイッチング素子Q1,Q2のオン操作を行うことができる。
・主スイッチング素子Q1,Q2としては、パワー電界効果トランジスタにて構成されるものに限らない。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタにて構成されるものであってもよい。この場合であっても、これに並列接続するフリーホイールダイオードとして、リカバリ電流の減少速度の絶対値が大きいものを選択するなら、上記各実施形態の要領で、主スイッチング素子Q1,Q2のオン操作を行うことができる。
・上記第1の実施形態では、ソフトスイッチング用コイルL2と1次側コイルL4との巻数比を「1」としたが、これに限らない。
・上記第1の実施形態では、ソフトスイッチング用コイルL1と1次側コイルL3との巻数比を「1」としたが、これに限らない。
・上記各実施形態では、主スイッチング素子Q1,Q2を、双方がオフとなるデッドタイムを除き、交互にオン・オフする相補駆動を想定したが、これに限らない。例えば昇圧処理においては、主スイッチング素子Q1のみをオンするものとし、降圧処理においては、主スイッチング素子Q2のみをオンするものとしてもよい。
・ソフトスイッチング用コイルL1,L2に直列接続される整流手段としては、ダイオードD1,D2に限らない。例えばMOS型電界効果トランジスタ等のトランジスタやサイリスタ等であってもよい。この場合であっても、スイッチング制御によって、主スイッチング素子Q1(Q2)およびフリーホイールダイオードFD2(FD1)の直列接続体に印加される電圧がソフトスイッチング用コイルL1,L2に直接印加されることを回避する手段を構成することはできる。
・上記発明では、ハイブリッド車の電力変換装置に本発明を適用したがこれに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更に、車載主機への直接の電力供給のための蓄電手段(高電圧バッテリ10)の電圧を変換するものにも限らない。
10…高電圧バッテリ、12…インバータ、20,22…駆動回路、30…制御装置、Q1,Q2…主スイッチング素子、CV…コンバータ。
Claims (5)
- パワースイッチング素子と、該パワースイッチング素子の入出力端子に並列接続される第1のフリーホイールダイオードと、前記パワースイッチング素子に直列接続される第2のフリーホイールダイオードと、前記第2のフリーホイールダイオードに並列接続されるソフトスイッチング用コイルとを備え、前記パワースイッチング素子および前記第2のフリーホイールダイオードの接続点に電力変換用コイルが接続される電力変換回路について、前記第2のフリーホイールダイオードに流れていた電流を、前記ソフトスイッチング用コイルに流すことで減少させる制御を行って且つ、該制御の開始後に前記パワースイッチング素子をオン操作する電力変換回路の制御装置において、
前記第2のフリーホイールダイオードに流れるリカバリ電流が減衰を開始することに基づき、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態をオン状態に切り替える切替手段を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。 - 前記切替手段は、前記第2のフリーホイールダイオードに流れるリカバリ電流の減衰に伴って前記第1のフリーホイールダイオードに順方向電流が流れている期間に、前記パワースイッチング素子のスイッチング状態をオン状態に切り替えることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記ソフトスイッチング用コイルに電圧を印加するための電圧出力手段と、前記電圧出力手段を備えるループ回路を開閉する開閉手段とを更に備え、
前記切替手段は、前記開閉手段の両端の電圧に基づき、前記リカバリ電流の減衰開始を判断することを特徴とする請求項1または2記載の電力変換回路の制御装置。 - 前記ソフトスイッチング用コイルは、トランスの2次側コイルを構成するものであり、前記トランスの1次側コイルに前記開閉手段および前記電圧出力手段が接続されていることを特徴とする請求項3記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2のフリーホイールダイオードは、スーパージャンクションMOS電界効果トランジスタのボディーダイオードであることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電力変換回路の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009162881A JP5362466B2 (ja) | 2009-07-09 | 2009-07-09 | 電力変換回路の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009162881A JP5362466B2 (ja) | 2009-07-09 | 2009-07-09 | 電力変換回路の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011019358A true JP2011019358A (ja) | 2011-01-27 |
JP5362466B2 JP5362466B2 (ja) | 2013-12-11 |
Family
ID=43596713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009162881A Expired - Fee Related JP5362466B2 (ja) | 2009-07-09 | 2009-07-09 | 電力変換回路の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5362466B2 (ja) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011036075A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2011036079A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2011055679A (ja) * | 2009-09-04 | 2011-03-17 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2011062039A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2012065375A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置および冷凍空気調和装置 |
JP2013118754A (ja) * | 2011-12-02 | 2013-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置及びそれを備えた空気調和機 |
JP2015061322A (ja) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
JP2017055465A (ja) * | 2015-09-07 | 2017-03-16 | ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー(ホンコン)リミテッド | 直流電源装置及びこれを搭載した空気調和機 |
WO2020017260A1 (ja) * | 2018-07-19 | 2020-01-23 | シャープ株式会社 | 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10327585A (ja) * | 1997-05-23 | 1998-12-08 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP2000060139A (ja) * | 1998-07-24 | 2000-02-25 | Ajax Magnethermic Corp | 可飽和鉄芯装置を有する切り換え回路システムの方法および装置 |
JP2002199699A (ja) * | 2000-12-22 | 2002-07-12 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置とその駆動方法 |
JP2006024690A (ja) * | 2004-07-07 | 2006-01-26 | Toshiba Corp | 電力用半導体装置 |
JP2006141168A (ja) * | 2004-11-15 | 2006-06-01 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP2006230053A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Toyota Industries Corp | 電流双方向レギュレータ |
WO2008149523A1 (ja) * | 2007-05-29 | 2008-12-11 | Panasonic Corporation | 電力変換器 |
JP2010283974A (ja) * | 2009-06-04 | 2010-12-16 | Nippon Soken Inc | 電力変換装置 |
-
2009
- 2009-07-09 JP JP2009162881A patent/JP5362466B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10327585A (ja) * | 1997-05-23 | 1998-12-08 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP2000060139A (ja) * | 1998-07-24 | 2000-02-25 | Ajax Magnethermic Corp | 可飽和鉄芯装置を有する切り換え回路システムの方法および装置 |
JP2002199699A (ja) * | 2000-12-22 | 2002-07-12 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置とその駆動方法 |
JP2006024690A (ja) * | 2004-07-07 | 2006-01-26 | Toshiba Corp | 電力用半導体装置 |
JP2006141168A (ja) * | 2004-11-15 | 2006-06-01 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP2006230053A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Toyota Industries Corp | 電流双方向レギュレータ |
WO2008149523A1 (ja) * | 2007-05-29 | 2008-12-11 | Panasonic Corporation | 電力変換器 |
JP2010283974A (ja) * | 2009-06-04 | 2010-12-16 | Nippon Soken Inc | 電力変換装置 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JPN6013038129; 齋藤真,外1名: '「パルストランスを用いたゼロ電流ターンオンインバータ」' 平成20年電気学会全国大会講演論文集 , 20080319, p.128-129 * |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011036075A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2011036079A (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-17 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2011055679A (ja) * | 2009-09-04 | 2011-03-17 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
JP2011062039A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 |
JP2012065375A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ駆動装置および冷凍空気調和装置 |
JP2013118754A (ja) * | 2011-12-02 | 2013-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置及びそれを備えた空気調和機 |
JP2015061322A (ja) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
JP2017055465A (ja) * | 2015-09-07 | 2017-03-16 | ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー(ホンコン)リミテッド | 直流電源装置及びこれを搭載した空気調和機 |
WO2020017260A1 (ja) * | 2018-07-19 | 2020-01-23 | シャープ株式会社 | 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 |
US11575323B2 (en) | 2018-07-19 | 2023-02-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Rectifier circuit, power source device, and method for driving rectifier circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5362466B2 (ja) | 2013-12-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5362466B2 (ja) | 電力変換回路の制御装置 | |
US9431917B2 (en) | Switching power supply including a rectifier circuit having switching elements, and electric power converter | |
US9876435B2 (en) | Gate drive apparatus for resonant converters | |
US9350260B2 (en) | Startup method and system for resonant converters | |
US20080074905A1 (en) | Method for Controlling Bidirectional DC-DC Converter | |
US9487098B2 (en) | Power conversion apparatus | |
US20130063985A1 (en) | Adaptive Dead Time Control Apparatus and Method for Switching Power Converters | |
WO2012176403A1 (ja) | 昇降圧型ac/dcコンバータ | |
US20130314950A1 (en) | Push-pull converter and modulation method for controlling a push-pull converter | |
US20080037290A1 (en) | Ac-dc converter and method for driving for ac-dc converter | |
CN103069705A (zh) | 隔离开关模式电源 | |
JP4542844B2 (ja) | 2トランス型dc−dcコンバータ | |
JP6241334B2 (ja) | 電流共振型dcdcコンバータ | |
JP5849599B2 (ja) | フォワード形直流−直流変換装置 | |
JP5185327B2 (ja) | Dcdcコンバータ | |
JP2015208109A (ja) | 直流電源装置およびそれを用いた空気調和機 | |
JP5892172B2 (ja) | インバータ装置 | |
JP5688629B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP2010178501A (ja) | 電力変換装置 | |
JP2018046643A (ja) | スイッチ駆動回路及びこれを用いたスイッチング電源装置 | |
JP4110477B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP5472052B2 (ja) | 電力変換回路の駆動制御装置 | |
KR102471224B1 (ko) | 위상천이형 풀브릿지 컨버터의 입력 신호 제어 장치 및 그 동작 방법 | |
JP2003018821A (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP2017103872A (ja) | プッシュプル型dc/dcコンバータ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120306 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130726 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130806 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130904 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |