JP2000060139A - 可飽和鉄芯装置を有する切り換え回路システムの方法および装置 - Google Patents
可飽和鉄芯装置を有する切り換え回路システムの方法および装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力用トランジスタのスイッチがオフになる
と、ターンオフ時間は通常高速になっており、それが最
小になっても、切り換え回路の迷走誘導によって装置の
通常定格を超過した容認できない電圧スパイクが生じ
て、回路内の構成部品を損傷して、切り換え損失につな
がるおそれがある。 【解決手段】 １対の電源端子に与えられる直流電流を
負荷端子の交流電流に変換させるエネルギ効率の高い電
力インバータが開示される。電力インバータは、抵抗
と、キャパシタンスと、抵抗をスナッバー回路から選択
的に取り除くための可飽和鉄芯装置とを有する切り換え
装置とスナッバー回路を備える。飽和時、鉄芯装置が回
路から抵抗を効果的に省き、飽和状態でなくなると、切
り換え動作中に電力損失をさらに減少させるために装置
は抵抗を再挿入する。
と、ターンオフ時間は通常高速になっており、それが最
小になっても、切り換え回路の迷走誘導によって装置の
通常定格を超過した容認できない電圧スパイクが生じ
て、回路内の構成部品を損傷して、切り換え損失につな
がるおそれがある。 【解決手段】 １対の電源端子に与えられる直流電流を
負荷端子の交流電流に変換させるエネルギ効率の高い電
力インバータが開示される。電力インバータは、抵抗
と、キャパシタンスと、抵抗をスナッバー回路から選択
的に取り除くための可飽和鉄芯装置とを有する切り換え
装置とスナッバー回路を備える。飽和時、鉄芯装置が回
路から抵抗を効果的に省き、飽和状態でなくなると、切
り換え動作中に電力損失をさらに減少させるために装置
は抵抗を再挿入する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はインバータまたは切
り換え回路技術に関し、具体的には電力用トランジスタ
を用いた高電流切り換え回路に特に有用である。本発明
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と
ゼロ電圧切り換え（ＺＶＳ）コンデンサを用いる切り換
え回路に特に有用であり、それを特に参照して説明する
ものである。しかし、本発明は、開回路電圧スパイクか
ら保護するための安全回路や、切り換え損失を解消し、
電気装置、回路または構成部品を電圧スパイクから保護
するための高電流装置用スナッバーネットワークなど、
より広範に適用できることが理解されるであろう。よっ
て、本発明はその他の環境や用途で利用できるという利
点がある。
り換え回路技術に関し、具体的には電力用トランジスタ
を用いた高電流切り換え回路に特に有用である。本発明
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と
ゼロ電圧切り換え（ＺＶＳ）コンデンサを用いる切り換
え回路に特に有用であり、それを特に参照して説明する
ものである。しかし、本発明は、開回路電圧スパイクか
ら保護するための安全回路や、切り換え損失を解消し、
電気装置、回路または構成部品を電圧スパイクから保護
するための高電流装置用スナッバーネットワークなど、
より広範に適用できることが理解されるであろう。よっ
て、本発明はその他の環境や用途で利用できるという利
点がある。
【０００２】
【従来の技術】工業用エレクトロニクスやその他の用途
において、インバータや切り換え回路はしばしば直流電
流（ＤＣ）を交流電流（ＡＣ）に変換するのに用いられ
る。切り換え回路は誘導加熱などの用途で特定のＡＣ周
波数の高電圧で高電流を供給できる。
において、インバータや切り換え回路はしばしば直流電
流（ＤＣ）を交流電流（ＡＣ）に変換するのに用いられ
る。切り換え回路は誘導加熱などの用途で特定のＡＣ周
波数の高電圧で高電流を供給できる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ある種の固体切り換え
回路には単体より大きな電流利得を利用する電力用トラ
ンジスタが収められている。このような電力用トランジ
スタの例としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）や金属酸化物半導体電界効果トランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ）などが挙げられる。電力用トランジス
タのスイッチがオフになると、ターンオフ時間は通常高
速になっており、それが最小になっても、切り換え回路
の迷走誘導によって装置の通常定格を超過した容認でき
ない電圧スパイクが生じて、回路内の構成部品を損傷し
て、切り換え損失につながるおそれがある。切り換え回
路は高電力工業環境下でますます高い周波数で処理され
なくてはならないので、この問題は深刻さを増してい
る。
回路には単体より大きな電流利得を利用する電力用トラ
ンジスタが収められている。このような電力用トランジ
スタの例としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）や金属酸化物半導体電界効果トランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ）などが挙げられる。電力用トランジス
タのスイッチがオフになると、ターンオフ時間は通常高
速になっており、それが最小になっても、切り換え回路
の迷走誘導によって装置の通常定格を超過した容認でき
ない電圧スパイクが生じて、回路内の構成部品を損傷し
て、切り換え損失につながるおそれがある。切り換え回
路は高電力工業環境下でますます高い周波数で処理され
なくてはならないので、この問題は深刻さを増してい
る。
【０００４】電圧スパイクを制御して、切り換え損失を
減少させるために、ＺＶＳコンデンサが電力用トランジ
スタとともに用いられる。一例として、ＺＶＳコンデン
サがＩＧＢＴと並列に配線されるものがある。また、典
型的にはクランプダイオードがＺＶＳコンデンサとＩＧ
ＢＴに並列に配線される。しかし、このようなＺＶＳコ
ンデンサ構成の大きな問題点は、コンデンサがバスイン
ダクタンスで共振回路を形成するということである。し
たがって、ＩＧＢＴが切り換えられて電圧スパイクが生
じると、激しい振動（リンギング）が回路内に生まれ
て、ＩＧＢＴを損傷したりＩＧＢＴの誤作動を引き起こ
しかねない。コンデンサのＲＭＳ電流要求は２倍以上と
なる。
減少させるために、ＺＶＳコンデンサが電力用トランジ
スタとともに用いられる。一例として、ＺＶＳコンデン
サがＩＧＢＴと並列に配線されるものがある。また、典
型的にはクランプダイオードがＺＶＳコンデンサとＩＧ
ＢＴに並列に配線される。しかし、このようなＺＶＳコ
ンデンサ構成の大きな問題点は、コンデンサがバスイン
ダクタンスで共振回路を形成するということである。し
たがって、ＩＧＢＴが切り換えられて電圧スパイクが生
じると、激しい振動（リンギング）が回路内に生まれ
て、ＩＧＢＴを損傷したりＩＧＢＴの誤作動を引き起こ
しかねない。コンデンサのＲＭＳ電流要求は２倍以上と
なる。
【０００５】回路リンギングを減衰するスナッバー回路
は、抵抗器をＺＶＳコンデンサと直列に配列するだけで
ある。図９にはこのような回路が示されている。これに
関して、抵抗器はコンデンサと直列に配置すればよい
が、典型的な切り換え電流と速度では、抵抗器は非常に
大きな電力を散逸しなくてはならない。本発明は上述の
問題点やその他の問題点を簡単にしかも経済的に解消す
る新規で改善された方法と装置を意図しており、切り換
え処理効率を大きく改善するものである。
は、抵抗器をＺＶＳコンデンサと直列に配列するだけで
ある。図９にはこのような回路が示されている。これに
関して、抵抗器はコンデンサと直列に配置すればよい
が、典型的な切り換え電流と速度では、抵抗器は非常に
大きな電力を散逸しなくてはならない。本発明は上述の
問題点やその他の問題点を簡単にしかも経済的に解消す
る新規で改善された方法と装置を意図しており、切り換
え処理効率を大きく改善するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、電圧ス
パイクを制限して振動を減衰しながら電力散逸を大きく
減少させるための高周波数インバータ回路の切り換え方
法が提供される。インバータ回路のスイッチは、可飽和
鉄芯トランス装置と、抵抗器と、コンデンサとからなる
ネットワークに並列に配置される。スイッチが電流を流
していると、スイッチが開くことにより、電流の遮断を
防ぐ回路インダクタンスの結果電圧スパイクが発生しや
すくなる。並列ネットワークは、遮断電流の経路を与え
て、望ましくない電圧スパイクを減少させる。可飽和鉄
芯トランス装置は、回路が開くとすぐに飽和して、抵抗
器を平行経路から効果的に切り離し、それにより抵抗器
内に通常発生する電力散逸を制限するような寸法になっ
ている。コンデンサが充電されると、可飽和鉄芯トラン
ス装置に流れる電流が減少し、それによって、抵抗器が
ネットワーク内に電力散逸負荷として効果的に再挿入さ
れるように可飽和鉄芯を不飽和にする。よって、抵抗器
は回路内に通常発生するリンギングを減衰させる機能を
果たす。よってシステムの方法は、可飽和鉄芯トランス
装置が不飽和の状態の各切り換え周期の時間中にのみ抵
抗器を効果的に接続することにより、抵抗器内の電力散
逸を減少させる。
パイクを制限して振動を減衰しながら電力散逸を大きく
減少させるための高周波数インバータ回路の切り換え方
法が提供される。インバータ回路のスイッチは、可飽和
鉄芯トランス装置と、抵抗器と、コンデンサとからなる
ネットワークに並列に配置される。スイッチが電流を流
していると、スイッチが開くことにより、電流の遮断を
防ぐ回路インダクタンスの結果電圧スパイクが発生しや
すくなる。並列ネットワークは、遮断電流の経路を与え
て、望ましくない電圧スパイクを減少させる。可飽和鉄
芯トランス装置は、回路が開くとすぐに飽和して、抵抗
器を平行経路から効果的に切り離し、それにより抵抗器
内に通常発生する電力散逸を制限するような寸法になっ
ている。コンデンサが充電されると、可飽和鉄芯トラン
ス装置に流れる電流が減少し、それによって、抵抗器が
ネットワーク内に電力散逸負荷として効果的に再挿入さ
れるように可飽和鉄芯を不飽和にする。よって、抵抗器
は回路内に通常発生するリンギングを減衰させる機能を
果たす。よってシステムの方法は、可飽和鉄芯トランス
装置が不飽和の状態の各切り換え周期の時間中にのみ抵
抗器を効果的に接続することにより、抵抗器内の電力散
逸を減少させる。
【０００７】本発明の別の態様によれば、可飽和鉄芯装
置は、予め選択された１次コイルと２次コイルの巻き数
比を有するトランスを備える。コンデンサは１次コイル
上に設けられ、抵抗器は２次コイル上に設けられる。２
次回路から１次回路へ反映されるインダクタンスは、そ
の巻数比に応じて減少される。本発明の別の態様によれ
ば、飽和工程は、トランスを抵抗器を有しない比較的低
いインダクタンスに変換する工程を有する。本発明の更
に別の態様によれば、コンデンサは、切り換え回路の迷
走インダクタンスによる予期されるエネルギスパイク
と、切り換え電流の即座の遮断を受け入れるような寸法
になっている。抵抗器は、回路のリンギングを減衰させ
るような寸法になっている。
置は、予め選択された１次コイルと２次コイルの巻き数
比を有するトランスを備える。コンデンサは１次コイル
上に設けられ、抵抗器は２次コイル上に設けられる。２
次回路から１次回路へ反映されるインダクタンスは、そ
の巻数比に応じて減少される。本発明の別の態様によれ
ば、飽和工程は、トランスを抵抗器を有しない比較的低
いインダクタンスに変換する工程を有する。本発明の更
に別の態様によれば、コンデンサは、切り換え回路の迷
走インダクタンスによる予期されるエネルギスパイク
と、切り換え電流の即座の遮断を受け入れるような寸法
になっている。抵抗器は、回路のリンギングを減衰させ
るような寸法になっている。
【０００８】本発明の装置のある実施態様によれば、電
力インバータは、１対の電源端子に与えられる直流電流
を負荷端子の交流電流に変換する。第１のトランジスタ
は、ベースと、コレクタと、エミッタを有する。コレク
タとエミッタは、一方の電源端子から一方の出力端子へ
電流を流す。第１のトランスは、磁芯と、１次巻き線
と、２次巻き線とを有する。１次巻き線の第１端は、コ
レクタかエミッタのいずれかに接続される。キャパシタ
ンスの第１のソースは、１次巻き線の第２端と、コレク
タとエミッタの他方との間に接続される。第１の抵抗器
は、第１のトランジスタが切り換えられるとき回路内で
発生する振動を減衰する。抵抗器は、第１のトランスの
２次巻き線の第１と第２端との間に接続される。
力インバータは、１対の電源端子に与えられる直流電流
を負荷端子の交流電流に変換する。第１のトランジスタ
は、ベースと、コレクタと、エミッタを有する。コレク
タとエミッタは、一方の電源端子から一方の出力端子へ
電流を流す。第１のトランスは、磁芯と、１次巻き線
と、２次巻き線とを有する。１次巻き線の第１端は、コ
レクタかエミッタのいずれかに接続される。キャパシタ
ンスの第１のソースは、１次巻き線の第２端と、コレク
タとエミッタの他方との間に接続される。第１の抵抗器
は、第１のトランジスタが切り換えられるとき回路内で
発生する振動を減衰する。抵抗器は、第１のトランスの
２次巻き線の第１と第２端との間に接続される。
【０００９】本発明のより限定した態様によれば、第２
のトランジスタは、ベースと、コレクタと、エミッタと
を有している。コレクタとエミッタは、他方の電源端子
から一方の出力端子へ電流を流す。第２のトランスは、
磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有する。１次巻
き線の第１端は、第２のトランジスタのコレクタとエミ
ッタの一方に接続される。キャパシタンスの第２のソー
スは、第２のトランスの１次巻線の第２端と、第２のト
ランジスタのコレクタとエミッタの他方との間に接続さ
れる。第２の抵抗器は、第１と第２のトランジスタの１
つまたはそれ以上が切り換えられるとき、回路内に発生
する振動を減衰する。抵抗器は、第２のトランスの２次
巻き線の第１と第２端との間に接続される。本発明の別
のより限定した態様によれば、２次巻き線の巻き数は１
次巻き線の巻き数より大きい。
のトランジスタは、ベースと、コレクタと、エミッタと
を有している。コレクタとエミッタは、他方の電源端子
から一方の出力端子へ電流を流す。第２のトランスは、
磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有する。１次巻
き線の第１端は、第２のトランジスタのコレクタとエミ
ッタの一方に接続される。キャパシタンスの第２のソー
スは、第２のトランスの１次巻線の第２端と、第２のト
ランジスタのコレクタとエミッタの他方との間に接続さ
れる。第２の抵抗器は、第１と第２のトランジスタの１
つまたはそれ以上が切り換えられるとき、回路内に発生
する振動を減衰する。抵抗器は、第２のトランスの２次
巻き線の第１と第２端との間に接続される。本発明の別
のより限定した態様によれば、２次巻き線の巻き数は１
次巻き線の巻き数より大きい。
【００１０】本発明の１つの利点は、コンデンサの電流
が最大のとき減衰抵抗器を効果的に切り離すスナッバー
回路として作用し、それにより抵抗器内に散逸する電力
を制限するということである。本発明の別の利点は、回
路に最小限のインダクタンスを伝達するスナッバー回路
であるということである。１次コイルに再び反映される
抵抗値が、抵抗器がコンデンサに直接、直列に配置され
る場合に起こる値の分数となるように、トランスの２次
コイルが減衰抵抗器に接続される。２次コイル上のイン
ピーダンスは、巻き数比の２乗で割った値として、１次
コイルに反映される。よって、１次コイル内に反映され
る所望の値について抵抗値が調整可能な状態で、２次コ
イルのインダクタンスは巻き数比の２乗で割られ、はる
かに小さな値として１次コイルに反映される。本発明の
さらに別の利点は、以下の好ましい実施形態の詳細な説
明を読み、理解すれば当業者には明らかとなろう。
が最大のとき減衰抵抗器を効果的に切り離すスナッバー
回路として作用し、それにより抵抗器内に散逸する電力
を制限するということである。本発明の別の利点は、回
路に最小限のインダクタンスを伝達するスナッバー回路
であるということである。１次コイルに再び反映される
抵抗値が、抵抗器がコンデンサに直接、直列に配置され
る場合に起こる値の分数となるように、トランスの２次
コイルが減衰抵抗器に接続される。２次コイル上のイン
ピーダンスは、巻き数比の２乗で割った値として、１次
コイルに反映される。よって、１次コイル内に反映され
る所望の値について抵抗値が調整可能な状態で、２次コ
イルのインダクタンスは巻き数比の２乗で割られ、はる
かに小さな値として１次コイルに反映される。本発明の
さらに別の利点は、以下の好ましい実施形態の詳細な説
明を読み、理解すれば当業者には明らかとなろう。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１を参照すると、切り換え回路
に減衰抵抗器を挿入する改善された方法およびシステム
が示されている。本発明の好ましい実施形態は高電圧の
直流電流をＡＣ電力に変換するためのものであることを
念頭に置きつつ、図１の簡略図は、所望の交流電流を生
成するために切り換え装置１０２によって選択的にスイ
ッチが入り切りされるシステム電圧１００を備える。切
り換え装置はＩＧＢＴであるのが好ましいが、迷走かそ
の他のシステムインダクタンス１０４が、電流の流れを
このように即座に遮断する結果、望ましくない電圧スパ
イクを生成しやすい、高電流を遮断できる任意の装置も
含めて発明の範囲内であればよい。発明は開回路が切り
換え装置１０２の場所で起こるような状況でこのような
電圧スパイクを阻止するために挿入する安全回路にも適
用可能である。
に減衰抵抗器を挿入する改善された方法およびシステム
が示されている。本発明の好ましい実施形態は高電圧の
直流電流をＡＣ電力に変換するためのものであることを
念頭に置きつつ、図１の簡略図は、所望の交流電流を生
成するために切り換え装置１０２によって選択的にスイ
ッチが入り切りされるシステム電圧１００を備える。切
り換え装置はＩＧＢＴであるのが好ましいが、迷走かそ
の他のシステムインダクタンス１０４が、電流の流れを
このように即座に遮断する結果、望ましくない電圧スパ
イクを生成しやすい、高電流を遮断できる任意の装置も
含めて発明の範囲内であればよい。発明は開回路が切り
換え装置１０２の場所で起こるような状況でこのような
電圧スパイクを阻止するために挿入する安全回路にも適
用可能である。
【００１２】さらに図１を参照して、コンデンサ１０８
と、トランス１１４と抵抗器１１０からなるネットワー
ク１０６が切り換え装置１０２に並列している。切り換
え装置に関連する従来のスナッバネットワーク（図９）
では、コンデンサはスイッチ１０２を開くことによって
生成される電圧スパイクを制限して、これに直列に接続
した抵抗器１１０がコンデンサ電圧のリンギングを減衰
する。抵抗器１１０が、コンデンサに直列接続する１次
コイルと、抵抗器１１０に接続した２次コイルとを有す
るトランス１１４を介して、ネットワーク１０６内に挿
入されていることが本発明独自の特徴である。発明のさ
らに重要な特徴としては、トランス１１４がシステムの
作動中に飽和して、ネットワークから抵抗器１１０を効
果的に切り離して取り外すような可飽和鉄芯装置を備え
ているということがある。
と、トランス１１４と抵抗器１１０からなるネットワー
ク１０６が切り換え装置１０２に並列している。切り換
え装置に関連する従来のスナッバネットワーク（図９）
では、コンデンサはスイッチ１０２を開くことによって
生成される電圧スパイクを制限して、これに直列に接続
した抵抗器１１０がコンデンサ電圧のリンギングを減衰
する。抵抗器１１０が、コンデンサに直列接続する１次
コイルと、抵抗器１１０に接続した２次コイルとを有す
るトランス１１４を介して、ネットワーク１０６内に挿
入されていることが本発明独自の特徴である。発明のさ
らに重要な特徴としては、トランス１１４がシステムの
作動中に飽和して、ネットワークから抵抗器１１０を効
果的に切り離して取り外すような可飽和鉄芯装置を備え
ているということがある。
【００１３】特に、飽和時、トランスの鉄芯、これは磁
性材料からなるが、この鉄芯が１次コイルに流れる電流
によって飽和し、トランスとしての機能はもはやなくな
る。つまり、しかもすべての実際的な用途で、トランス
１１４の鉄芯が飽和することで、抵抗器１１０で短絡す
る低インダクタンスとして作用するので、その中に電力
はまったく散逸しない。トランス１１４は、１次コイル
は、図示のとおり、回路の現存部をなし、回路と直列接
続している、可飽和磁性鉄芯を備えるのが好ましい。よ
って、２次コイルは、抵抗器１１０に接続される。好ま
しい実施形態において、トランスは取付ブラケット（図
２および図３参照）上の，巻き数７の高電圧ワイヤが巻
かれたトロイダルフェライト鉄芯である（もちろん、巻
き数は必要に応じて変更可能である）。巻き数７のワイ
ヤはトランス１１４の２次コイルを有して減衰抵抗器１
１０の回りに接続されている。１次コイルは鉄芯１２２
の中心を通過する単一のコンダクタ５０である。こうし
た構造により、非常に低いインダクタンスの巻き数１の
１次コイルとなる。コンデンサ１０８は切り換え装置に
直接取り付けられて回路１０６へ非常に低いインダクタ
ンスを呈する。
性材料からなるが、この鉄芯が１次コイルに流れる電流
によって飽和し、トランスとしての機能はもはやなくな
る。つまり、しかもすべての実際的な用途で、トランス
１１４の鉄芯が飽和することで、抵抗器１１０で短絡す
る低インダクタンスとして作用するので、その中に電力
はまったく散逸しない。トランス１１４は、１次コイル
は、図示のとおり、回路の現存部をなし、回路と直列接
続している、可飽和磁性鉄芯を備えるのが好ましい。よ
って、２次コイルは、抵抗器１１０に接続される。好ま
しい実施形態において、トランスは取付ブラケット（図
２および図３参照）上の，巻き数７の高電圧ワイヤが巻
かれたトロイダルフェライト鉄芯である（もちろん、巻
き数は必要に応じて変更可能である）。巻き数７のワイ
ヤはトランス１１４の２次コイルを有して減衰抵抗器１
１０の回りに接続されている。１次コイルは鉄芯１２２
の中心を通過する単一のコンダクタ５０である。こうし
た構造により、非常に低いインダクタンスの巻き数１の
１次コイルとなる。コンデンサ１０８は切り換え装置に
直接取り付けられて回路１０６へ非常に低いインダクタ
ンスを呈する。
【００１４】図３を参照すると、取付ブラケット１２６
は、そこに固定した支持体から効果的に鉄芯１２２を離
して隆起させるための段状ブラケットであり、通常はあ
る種の（図示しない）冷却バスであり、作動中に達する
温度を考慮して鉄芯を好適に冷却できるようにしてい
る。トランス１１４のもう一つの利点は、回路の効果的
な一次抵抗がトランス１１４の巻き数比の二乗で割った
抵抗器１１０の値となるということである。巻き数７の
ワイヤが用いられると、この場合は４９で割った２次抵
抗値となる。その結果、この構造には、二次インダクタ
ンスも同一の因数で割るという効果がある。抵抗器の値
は、トランスが約４９の因数を挿入インダクタンスから
減じながら、所望の一次抵抗が得られるように選択でき
る。
は、そこに固定した支持体から効果的に鉄芯１２２を離
して隆起させるための段状ブラケットであり、通常はあ
る種の（図示しない）冷却バスであり、作動中に達する
温度を考慮して鉄芯を好適に冷却できるようにしてい
る。トランス１１４のもう一つの利点は、回路の効果的
な一次抵抗がトランス１１４の巻き数比の二乗で割った
抵抗器１１０の値となるということである。巻き数７の
ワイヤが用いられると、この場合は４９で割った２次抵
抗値となる。その結果、この構造には、二次インダクタ
ンスも同一の因数で割るという効果がある。抵抗器の値
は、トランスが約４９の因数を挿入インダクタンスから
減じながら、所望の一次抵抗が得られるように選択でき
る。
【００１５】切り換え装置の電流が最初にオフになる
と、コンデンサ１０８が電流を取り、トランスの鉄芯が
飽和する程度まで２次コイルを介して抵抗器内に流れる
電流だけがあるということが、このシステムの重要な利
点である。よって、発明の方法によれば、鉄芯は切り換
え電流レベルで急速に飽和するような設計になってい
る。飽和が起こると、抵抗器はこのように回路から離
れ、トランスの１次コイルは側路電流までの非常に低イ
ンダクタンスの短絡のように見える。コンデンサが充電
され十分に電圧が印可されると、コンデンサ１０８内の
電流と、したがってトランスの１次コイルの電流は減少
し、２次抵抗器１１０が回路に効果的に戻る。言い換え
れば、飽和した鉄芯装置は、抵抗器がコンデンサとイン
ダクタンス１０４の間のリンギングと振動を効果的に減
衰することができるように、飽和状態から脱する。よっ
て、システムには、トランス鉄芯の飽和が、抵抗器の振
動減衰特性、あるいはコンデンサの電圧スパイク制限特
性になんら影響を及ぼさないが、トランスが飽和状態の
間に回路から抵抗器を効果的に取り出すことにより抵抗
器内に散逸する電力をかなり減らすという主要な利点が
ある。たとえば、共通１０ＫＨＺシステムにおいて、抵
抗器の散逸ワット量は約１７３ワットであり、抵抗器が
単にコンデンサと直列接続して１８００ワットが抵抗器
によって散逸する場合と比較して、ほぼ９０パーセント
も改善される。
と、コンデンサ１０８が電流を取り、トランスの鉄芯が
飽和する程度まで２次コイルを介して抵抗器内に流れる
電流だけがあるということが、このシステムの重要な利
点である。よって、発明の方法によれば、鉄芯は切り換
え電流レベルで急速に飽和するような設計になってい
る。飽和が起こると、抵抗器はこのように回路から離
れ、トランスの１次コイルは側路電流までの非常に低イ
ンダクタンスの短絡のように見える。コンデンサが充電
され十分に電圧が印可されると、コンデンサ１０８内の
電流と、したがってトランスの１次コイルの電流は減少
し、２次抵抗器１１０が回路に効果的に戻る。言い換え
れば、飽和した鉄芯装置は、抵抗器がコンデンサとイン
ダクタンス１０４の間のリンギングと振動を効果的に減
衰することができるように、飽和状態から脱する。よっ
て、システムには、トランス鉄芯の飽和が、抵抗器の振
動減衰特性、あるいはコンデンサの電圧スパイク制限特
性になんら影響を及ぼさないが、トランスが飽和状態の
間に回路から抵抗器を効果的に取り出すことにより抵抗
器内に散逸する電力をかなり減らすという主要な利点が
ある。たとえば、共通１０ＫＨＺシステムにおいて、抵
抗器の散逸ワット量は約１７３ワットであり、抵抗器が
単にコンデンサと直列接続して１８００ワットが抵抗器
によって散逸する場合と比較して、ほぼ９０パーセント
も改善される。
【００１６】図８は発明を実現する場合の重要な工程を
示すフローチャートである。切り換え装置１０２が工程
１４０で開くと、システム電流が切り換え装置を迂回し
てネットワーク１０６内に入り、コンデンサ１０８を充
電する。よって、システムは装置１０２をゼロ電圧に切
り換え、したがって望ましくない電圧スパイクを回避す
る。初めは、トランス装置が飽和していないので、抵抗
器１１０もコンデンサ１０８も工程１４２に示すように
効果的に回路内に置かれている。しかし、後でわかる通
り、トランス装置１１４は急速に飽和して抵抗器１１０
が回路内にいる時間は非常に短時間となる。飽和時、工
程１４４で、切り換え装置を迂回する電流が抵抗器内に
電力を散逸せずにコンデンサ１０８だけを充電するよう
に、抵抗器１１０は効果的に回路から外れる。工程１４
６で、コンデンサがフル充電されると、トランスへの電
流は、フェライト鉄芯が不飽和になるように減少し、工
程１４８で抵抗器はシステム内に再度挿入される。
示すフローチャートである。切り換え装置１０２が工程
１４０で開くと、システム電流が切り換え装置を迂回し
てネットワーク１０６内に入り、コンデンサ１０８を充
電する。よって、システムは装置１０２をゼロ電圧に切
り換え、したがって望ましくない電圧スパイクを回避す
る。初めは、トランス装置が飽和していないので、抵抗
器１１０もコンデンサ１０８も工程１４２に示すように
効果的に回路内に置かれている。しかし、後でわかる通
り、トランス装置１１４は急速に飽和して抵抗器１１０
が回路内にいる時間は非常に短時間となる。飽和時、工
程１４４で、切り換え装置を迂回する電流が抵抗器内に
電力を散逸せずにコンデンサ１０８だけを充電するよう
に、抵抗器１１０は効果的に回路から外れる。工程１４
６で、コンデンサがフル充電されると、トランスへの電
流は、フェライト鉄芯が不飽和になるように減少し、工
程１４８で抵抗器はシステム内に再度挿入される。
【００１７】作動中の利点の劇的な改善は、図４、５お
よび６を参照するともっともよく理解できる。図４で
は、ネットワーク１０６のないシステムを示しており、
チャンネル１は、１５０で示されるターンオフ時間から
装置のシステム電圧に効果的に達する、１５２の時点ま
でのＩＧＢＴコレクタ電流を示している。チャンネル２
は、スイッチのコレクタ−エミッタ電圧であり、電圧が
迷走回路インダクタンスによって約１０００ボルトまで
上昇しているのがわかる。また、装置の切り換え作用に
よってＩＧＢＴ内にかなりの電力が散逸されるように電
圧と電流がともに比較的高い時間の間隔が延びているの
がわかる。図５は、本発明によって形成されるシステム
の比較可能な波形を示している。チャンネル１はゼロに
近づくコレクタ電流であり、チャンネル２はターンオフ
時に上昇するコレクタ−エミッタ電圧である。図４と比
べて注目すべき重要な違いは、コンデンサ電圧の上昇が
よりゆるやかでピーク値が低いということである。実
際、ピーク値はスイッチのターンオフによる電圧スパイ
クが図４に示されるシステムよりはるかに安全であるよ
うに、システム電圧よりもわずかに２０パーセント高い
だけであると思われる。
よび６を参照するともっともよく理解できる。図４で
は、ネットワーク１０６のないシステムを示しており、
チャンネル１は、１５０で示されるターンオフ時間から
装置のシステム電圧に効果的に達する、１５２の時点ま
でのＩＧＢＴコレクタ電流を示している。チャンネル２
は、スイッチのコレクタ−エミッタ電圧であり、電圧が
迷走回路インダクタンスによって約１０００ボルトまで
上昇しているのがわかる。また、装置の切り換え作用に
よってＩＧＢＴ内にかなりの電力が散逸されるように電
圧と電流がともに比較的高い時間の間隔が延びているの
がわかる。図５は、本発明によって形成されるシステム
の比較可能な波形を示している。チャンネル１はゼロに
近づくコレクタ電流であり、チャンネル２はターンオフ
時に上昇するコレクタ−エミッタ電圧である。図４と比
べて注目すべき重要な違いは、コンデンサ電圧の上昇が
よりゆるやかでピーク値が低いということである。実
際、ピーク値はスイッチのターンオフによる電圧スパイ
クが図４に示されるシステムよりはるかに安全であるよ
うに、システム電圧よりもわずかに２０パーセント高い
だけであると思われる。
【００１８】また、切り換え時間でのＩＧＢＴによって
散逸する電力は、図４のシステムに比べかなり低い。こ
れらの利点がもっと明確に示されているのが図６であ
り、図６には、対象の発明の可飽和鉄芯トランスを含む
システム内でのＩＧＢＴでの電圧上昇だけが示されてい
る。発明の方法での重要なイベントを指摘しつつ、コレ
クタ−エミッタ電圧が示されている。時間Ａは、トラン
スの鉄芯が飽和していない時間間隔を示しているが、こ
れは全体の電圧上昇に対して非常に短時間であることが
理解できる。時間Ｂでは、トランスの鉄芯が飽和し、ト
ランスの２次コイルによって全く電力が抵抗器に伝達さ
れない。これは、対象の発明によって電力損失の大幅な
減少が達成されることを示している。時間Ｃでは、トラ
ンスの鉄芯は不飽和となり、２次抵抗負荷が回路内にあ
ってシステムの振動とリンギングを減衰する。図７を参
照すると、インバータ回路のより具体的な実施形態が示
されている。高電圧で、高電流のＤＣ切り換え回路は、
ＤＣ電力をＡＣ電力に変換する。切り換え回路すなわち
インバータ１０には、直列に接続された第１と第２のＩ
ＧＢＴ１２、１４が含まれている。ＩＧＢＴはそれぞ
れ、エミッタ１８と、コレクタ２０と、ベース２２とを
有している。第１のＩＧＢＴ１２のエミッタ１８は、第
２のＩＧＢＴ１４のコレクタに接続している。第１のＩ
ＧＢＴのコレクタと、第２のＩＧＢＴのエミッタはそれ
ぞれ、ＤＣ入力の正と負の電源端子２６、２８に接続し
ている。
散逸する電力は、図４のシステムに比べかなり低い。こ
れらの利点がもっと明確に示されているのが図６であ
り、図６には、対象の発明の可飽和鉄芯トランスを含む
システム内でのＩＧＢＴでの電圧上昇だけが示されてい
る。発明の方法での重要なイベントを指摘しつつ、コレ
クタ−エミッタ電圧が示されている。時間Ａは、トラン
スの鉄芯が飽和していない時間間隔を示しているが、こ
れは全体の電圧上昇に対して非常に短時間であることが
理解できる。時間Ｂでは、トランスの鉄芯が飽和し、ト
ランスの２次コイルによって全く電力が抵抗器に伝達さ
れない。これは、対象の発明によって電力損失の大幅な
減少が達成されることを示している。時間Ｃでは、トラ
ンスの鉄芯は不飽和となり、２次抵抗負荷が回路内にあ
ってシステムの振動とリンギングを減衰する。図７を参
照すると、インバータ回路のより具体的な実施形態が示
されている。高電圧で、高電流のＤＣ切り換え回路は、
ＤＣ電力をＡＣ電力に変換する。切り換え回路すなわち
インバータ１０には、直列に接続された第１と第２のＩ
ＧＢＴ１２、１４が含まれている。ＩＧＢＴはそれぞ
れ、エミッタ１８と、コレクタ２０と、ベース２２とを
有している。第１のＩＧＢＴ１２のエミッタ１８は、第
２のＩＧＢＴ１４のコレクタに接続している。第１のＩ
ＧＢＴのコレクタと、第２のＩＧＢＴのエミッタはそれ
ぞれ、ＤＣ入力の正と負の電源端子２６、２８に接続し
ている。
【００１９】第１のダイオード３２は第１のＩＧＢＴの
コレクタ２０とエミッタ１８に並列に接続している。同
様に、第２のダイオード３４は第２のＩＧＢＴ１４に並
列に接続している。これらのダイオードはＩＧＢＴとは
平行でない方向で接続している。つまり、ダイオード
は、ダイオードの電流がＩＧＢＴ電流の流れとは反対の
方向に流れるようにＩＧＢＴに接続される。これらのダ
イオードはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧があるレベルまで上昇する
と、ダイオードは電流を伝導して、電圧を下げ、ＩＧＢ
Ｔが損傷しないよう保護する。第１のダイオード３２と
第１のＩＧＢＴ１２に並列に接続しているのは、第１の
ＺＶＳコンデンサ４０と第１のフェライトトロイダルト
ランス４２であり、コンデンサ４０とトランジスタ４２
は直列に接続している。同様に、第２のダイオード３４
と第２のＩＧＢＴ１４に並列に接続しているのは、第２
のＺＶＳコンデンサ４６と第２のフェライトトロイダル
トランス４８で、コンデンサ４６とトランス４８は直列
に接続している。ＺＶＳコンデンサは回路の切り換え間
隔中に負荷電流を供給する。
コレクタ２０とエミッタ１８に並列に接続している。同
様に、第２のダイオード３４は第２のＩＧＢＴ１４に並
列に接続している。これらのダイオードはＩＧＢＴとは
平行でない方向で接続している。つまり、ダイオード
は、ダイオードの電流がＩＧＢＴ電流の流れとは反対の
方向に流れるようにＩＧＢＴに接続される。これらのダ
イオードはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧があるレベルまで上昇する
と、ダイオードは電流を伝導して、電圧を下げ、ＩＧＢ
Ｔが損傷しないよう保護する。第１のダイオード３２と
第１のＩＧＢＴ１２に並列に接続しているのは、第１の
ＺＶＳコンデンサ４０と第１のフェライトトロイダルト
ランス４２であり、コンデンサ４０とトランジスタ４２
は直列に接続している。同様に、第２のダイオード３４
と第２のＩＧＢＴ１４に並列に接続しているのは、第２
のＺＶＳコンデンサ４６と第２のフェライトトロイダル
トランス４８で、コンデンサ４６とトランス４８は直列
に接続している。ＺＶＳコンデンサは回路の切り換え間
隔中に負荷電流を供給する。
【００２０】構成をより詳しく説明すると、ＺＶＳコン
デンサ４０、４６はそれぞれトランス４２、４８の１次
巻き線５０と直列に接続している。第１と第２のトラン
スは第１と第２の減衰回路５４、５６の一部をなしてい
る。減衰回路５４、５６は多量の電気エネルギを消費せ
ずに切り換え回路１０内の振動を最小限に抑えている。
背景知識として、トランスは、磁性結合によって一方の
ＡＣ回路から他方のＡＣ回路に電気エネルギを伝達する
のに用いられる電気的な構成部品である。通常、トラン
スは一方の磁界を他方の磁界に結合させるように近接配
置された２つの多重巻き数のコイル線からなる。一方の
コイルは１次巻き線、他方が２次巻き線として作用す
る。１次巻き線が交流電流に接続されると、鉄芯内に交
流束が生成される。交流束はそこに供給される電圧とほ
ぼ等しくしかも逆の１次起電力を発生させる。また、２
次巻き線内にも電圧を発生させる。２次巻き線内で生じ
たこの電圧は、２次巻き線の端子に接続される装置に電
流を供給する。１次巻き線内の電流は、２次巻き線に接
続された負荷の電力需要を満たすように調節される。よ
って、通常の動作では、電流が１次コイルから２次コイ
ルへと電磁気として伝達される。より重要なことである
が、入力電流の電気特性を、出力電流に所望の電気特性
を与えるように変化させることができる。たとえば、ト
ランスを用いて、以下を変える：電圧の大きさ、電流の
大きさ、位相角度、インピーダンスレベルと電圧絶縁レ
ベル。通常、トランスはインバータ内で用いられて、イ
ンバータとインバータに駆動される装置との間の電圧と
電流を変化させる。しかし、本発明では、トランス４
２、４８は別の目的を満たしている。
デンサ４０、４６はそれぞれトランス４２、４８の１次
巻き線５０と直列に接続している。第１と第２のトラン
スは第１と第２の減衰回路５４、５６の一部をなしてい
る。減衰回路５４、５６は多量の電気エネルギを消費せ
ずに切り換え回路１０内の振動を最小限に抑えている。
背景知識として、トランスは、磁性結合によって一方の
ＡＣ回路から他方のＡＣ回路に電気エネルギを伝達する
のに用いられる電気的な構成部品である。通常、トラン
スは一方の磁界を他方の磁界に結合させるように近接配
置された２つの多重巻き数のコイル線からなる。一方の
コイルは１次巻き線、他方が２次巻き線として作用す
る。１次巻き線が交流電流に接続されると、鉄芯内に交
流束が生成される。交流束はそこに供給される電圧とほ
ぼ等しくしかも逆の１次起電力を発生させる。また、２
次巻き線内にも電圧を発生させる。２次巻き線内で生じ
たこの電圧は、２次巻き線の端子に接続される装置に電
流を供給する。１次巻き線内の電流は、２次巻き線に接
続された負荷の電力需要を満たすように調節される。よ
って、通常の動作では、電流が１次コイルから２次コイ
ルへと電磁気として伝達される。より重要なことである
が、入力電流の電気特性を、出力電流に所望の電気特性
を与えるように変化させることができる。たとえば、ト
ランスを用いて、以下を変える：電圧の大きさ、電流の
大きさ、位相角度、インピーダンスレベルと電圧絶縁レ
ベル。通常、トランスはインバータ内で用いられて、イ
ンバータとインバータに駆動される装置との間の電圧と
電流を変化させる。しかし、本発明では、トランス４
２、４８は別の目的を満たしている。
【００２１】図２を参照すると、トランスの１次巻き線
５０は、直径約２．５センチの銅管である。銅管は回路
にインダクタンスをほとんど伝えない。第１と第２のト
ランス４２、４８の２次巻き線５８はそれぞれ減衰抵抗
器６０、６２に接続している。２次巻き線は銅線であ
る。減衰抵抗器は、ＺＶＳコンデンサがバスインダクタ
ンスで共振するときに発生する振動を減衰する。１次巻
き線５０に反映する減衰抵抗器６０、６２の抵抗値は、
トランスの巻き数比の２乗で割った抵抗器の値である。
減衰抵抗器６０、６２の値は、所望の１次抵抗を得られ
るよう選択される。好ましい実施形態において、トラン
スの巻き数比は７対１である。つまり、１次巻き線は、
巻き数１の銅管からなり、２次巻き線は巻き数７からな
る。ＩＧＢＴの間には、交流電流を（図示しない）負荷
に供給する出力端子６６がある。接地端子６８は負荷ま
での回路を完成させる。
５０は、直径約２．５センチの銅管である。銅管は回路
にインダクタンスをほとんど伝えない。第１と第２のト
ランス４２、４８の２次巻き線５８はそれぞれ減衰抵抗
器６０、６２に接続している。２次巻き線は銅線であ
る。減衰抵抗器は、ＺＶＳコンデンサがバスインダクタ
ンスで共振するときに発生する振動を減衰する。１次巻
き線５０に反映する減衰抵抗器６０、６２の抵抗値は、
トランスの巻き数比の２乗で割った抵抗器の値である。
減衰抵抗器６０、６２の値は、所望の１次抵抗を得られ
るよう選択される。好ましい実施形態において、トラン
スの巻き数比は７対１である。つまり、１次巻き線は、
巻き数１の銅管からなり、２次巻き線は巻き数７からな
る。ＩＧＢＴの間には、交流電流を（図示しない）負荷
に供給する出力端子６６がある。接地端子６８は負荷ま
での回路を完成させる。
【００２２】上述の通り、この構成の利点は、いかなる
２次インダクタンスも巻き数比の２乗で割るということ
にある。よって、抵抗が所望の値に維持された状態で、
１次コイルのインダクタンスが最小となる。さらに、減
衰抵抗器のワット量は、１次巻き線ではなく抵抗器が直
列に接続される場合よりもはるかに低い。コンデンサと
直接、直列に接続される抵抗器は、回路内の振動の減衰
時だけでなくコンデンサの充電、放電時にも多くの電力
を散逸する。このようなエネルギのむだ使いは不要であ
る。動作中、切り換え回路は、入力端子２６、２８でＤ
Ｃ電力を供給される。ＩＧＢＴのベース２２は±１５Ｖ
で交互にバイアスしている。より具体的には、第１のＩ
ＧＢＴ１２のベースは＋１５Ｖにバイアスして第１のＩ
ＧＢＴに電流を流す。同様に、第２のＩＧＢＴ１４のベ
ースは−１５Ｖにバイアスして第２のＩＧＢＴへの電流
の流れを防止する。よって、出力端子６６、６８は正の
電圧値を示す。それから、ベース２２へのバイアス電圧
はある時間が経つと停止するかゼロに設定される。その
後、ベースの極性は反転し、第１のＩＧＢＴは−１５Ｖ
にバイアスし、第２のＩＧＢＴは＋１５Ｖにバイアスす
る。ここで、出力端子は負の電圧値を示している。再
び、ベースへのバイアス電圧はある時間が経つと停止す
る。それから、この処理が繰り返される。
２次インダクタンスも巻き数比の２乗で割るということ
にある。よって、抵抗が所望の値に維持された状態で、
１次コイルのインダクタンスが最小となる。さらに、減
衰抵抗器のワット量は、１次巻き線ではなく抵抗器が直
列に接続される場合よりもはるかに低い。コンデンサと
直接、直列に接続される抵抗器は、回路内の振動の減衰
時だけでなくコンデンサの充電、放電時にも多くの電力
を散逸する。このようなエネルギのむだ使いは不要であ
る。動作中、切り換え回路は、入力端子２６、２８でＤ
Ｃ電力を供給される。ＩＧＢＴのベース２２は±１５Ｖ
で交互にバイアスしている。より具体的には、第１のＩ
ＧＢＴ１２のベースは＋１５Ｖにバイアスして第１のＩ
ＧＢＴに電流を流す。同様に、第２のＩＧＢＴ１４のベ
ースは−１５Ｖにバイアスして第２のＩＧＢＴへの電流
の流れを防止する。よって、出力端子６６、６８は正の
電圧値を示す。それから、ベース２２へのバイアス電圧
はある時間が経つと停止するかゼロに設定される。その
後、ベースの極性は反転し、第１のＩＧＢＴは−１５Ｖ
にバイアスし、第２のＩＧＢＴは＋１５Ｖにバイアスす
る。ここで、出力端子は負の電圧値を示している。再
び、ベースへのバイアス電圧はある時間が経つと停止す
る。それから、この処理が繰り返される。
【００２３】切り換えの期間中、すなわち、ベースへの
バイアス電圧がゼロのとき、負荷電流は一定であるとみ
なされる。この負荷電流は、ＩＧＢＴからＺＶＳコンデ
ンサへと切り換えられた電流の値に等しい。それぞれの
コンデンサは、この期間中に半分の負荷電流を供給す
る。本実施形態において、回路が通電すると、トランス
は飽和する。この飽和が、電流を充電、放電するコンデ
ンサから抵抗器に結合する電力を制限する。コンデンサ
が充電されると、トランスは非飽和、すなわち飽和状態
から脱する。その後、トランスと抵抗器の組み合わせす
なわち減衰回路５４、５６は、振動を減衰するよう作用
する。振動が最小限になるので、回路のエネルギ効率が
よくなる。
バイアス電圧がゼロのとき、負荷電流は一定であるとみ
なされる。この負荷電流は、ＩＧＢＴからＺＶＳコンデ
ンサへと切り換えられた電流の値に等しい。それぞれの
コンデンサは、この期間中に半分の負荷電流を供給す
る。本実施形態において、回路が通電すると、トランス
は飽和する。この飽和が、電流を充電、放電するコンデ
ンサから抵抗器に結合する電力を制限する。コンデンサ
が充電されると、トランスは非飽和、すなわち飽和状態
から脱する。その後、トランスと抵抗器の組み合わせす
なわち減衰回路５４、５６は、振動を減衰するよう作用
する。振動が最小限になるので、回路のエネルギ効率が
よくなる。
【００２４】好ましい実施形態において、１次抵抗の所
望の値は約４００ミリオームである。上で述べたよう
に、１次コイル５０で見られる減衰抵抗器６２の抵抗は
抵抗器の実際の抵抗からトランスの巻き数比の２乗を引
いた値である。したがって、減衰抵抗器６２は約７2×
４００×１０-3＝１９．６オームか２０オームになるよ
う選択される。２０オーム抵抗器と関連の導線の実際の
インダクタンスは約１マイクロヘンリーである。しか
し、減衰抵抗器を減衰回路５４、５６内に配置すると、
切り換え回路の感知インダクタンスは約２０ナノヘンリ
ーに減少する。図１と図７を参照すると、本発明の回路
１０は、コンデンサ４０、４６が回路のインダクタンス
で共振するときに生じる振動を首尾よく減衰する。図６
を参照すると、ＩＧＢＴ１２、１４のうちの１つのコレ
クタ−エミッタ電圧Ｖｃｅと時間の関係を示すグラフ
は、ＩＧＢＴにスイッチを入れた直後に電圧の変動が減
衰されることを示している。グラフは、減衰トランスの
鉄芯の断面積が０．５７５ｃｍ2の場合の実施形態の減
衰振動を示している。次の表は、図６のグラフの結果に
対応する回路の測定値を示したものである。
望の値は約４００ミリオームである。上で述べたよう
に、１次コイル５０で見られる減衰抵抗器６２の抵抗は
抵抗器の実際の抵抗からトランスの巻き数比の２乗を引
いた値である。したがって、減衰抵抗器６２は約７2×
４００×１０-3＝１９．６オームか２０オームになるよ
う選択される。２０オーム抵抗器と関連の導線の実際の
インダクタンスは約１マイクロヘンリーである。しか
し、減衰抵抗器を減衰回路５４、５６内に配置すると、
切り換え回路の感知インダクタンスは約２０ナノヘンリ
ーに減少する。図１と図７を参照すると、本発明の回路
１０は、コンデンサ４０、４６が回路のインダクタンス
で共振するときに生じる振動を首尾よく減衰する。図６
を参照すると、ＩＧＢＴ１２、１４のうちの１つのコレ
クタ−エミッタ電圧Ｖｃｅと時間の関係を示すグラフ
は、ＩＧＢＴにスイッチを入れた直後に電圧の変動が減
衰されることを示している。グラフは、減衰トランスの
鉄芯の断面積が０．５７５ｃｍ2の場合の実施形態の減
衰振動を示している。次の表は、図６のグラフの結果に
対応する回路の測定値を示したものである。
【００２５】
【表１】 回路は２つの同一のＩＧＢＴ、ダイオード、トランスと
減衰抵抗器を用いて動作可能であるが、構成部品の値を
変えたり別の種類を用いてもよいことは当業者には理解
されるであろう。いうまでもなく、構成部品の値や特性
は、回路と出力電流の所望の総特性を達成するよう選択
するべきである。
減衰抵抗器を用いて動作可能であるが、構成部品の値を
変えたり別の種類を用いてもよいことは当業者には理解
されるであろう。いうまでもなく、構成部品の値や特性
は、回路と出力電流の所望の総特性を達成するよう選択
するべきである。
【００２６】さらに、ＩＧＢＴを、本発明の範囲を逸脱
しない限りに、ＭＯＳＦＥＴ、シリコン制御整流器（Ｓ
ＣＲ）など、その他の種類の切り換え装置と置き替えて
もよいことは理解されよう。また、本発明のトランス−
抵抗器すなわち減衰回路を別の種類の回路を減衰するの
に用いてもよいことも理解されよう。インバータ回路の
実際の構成の概略図が図１０−１２に示されている。図
１０は、第１と第２の可飽和鉄芯装置７２と７４を有す
る直列負荷回路のハーフブリッジインバータを示してい
る。図１１は、可飽和鉄芯装置８２、８４、８６、８８
を有する直列負荷回路のフルブリッジインバータであ
る。図１２は、可飽和鉄芯装置９２、９４、９６、９８
を有する直並列負荷回路のフルブリッジインバータであ
る。本発明を好ましい実施形態に関して説明してきた。
上記の詳細な説明を読み、理解した上での、変更や変形
は当然生じるであろう。発明は、特許請求の範囲または
その等価物の範囲内にある限り、このような変更や変形
はすべて包含するものと解釈されるようになっている。
しない限りに、ＭＯＳＦＥＴ、シリコン制御整流器（Ｓ
ＣＲ）など、その他の種類の切り換え装置と置き替えて
もよいことは理解されよう。また、本発明のトランス−
抵抗器すなわち減衰回路を別の種類の回路を減衰するの
に用いてもよいことも理解されよう。インバータ回路の
実際の構成の概略図が図１０−１２に示されている。図
１０は、第１と第２の可飽和鉄芯装置７２と７４を有す
る直列負荷回路のハーフブリッジインバータを示してい
る。図１１は、可飽和鉄芯装置８２、８４、８６、８８
を有する直列負荷回路のフルブリッジインバータであ
る。図１２は、可飽和鉄芯装置９２、９４、９６、９８
を有する直並列負荷回路のフルブリッジインバータであ
る。本発明を好ましい実施形態に関して説明してきた。
上記の詳細な説明を読み、理解した上での、変更や変形
は当然生じるであろう。発明は、特許請求の範囲または
その等価物の範囲内にある限り、このような変更や変形
はすべて包含するものと解釈されるようになっている。
【発明の効果】本発明によれば、電圧スパイクを制限し
て振動を減衰しながら電力散逸を大きく減少させるため
の高周波数インバータ回路の切り換え方法が提供され
る。
て振動を減衰しながら電力散逸を大きく減少させるため
の高周波数インバータ回路の切り換え方法が提供され
る。
【図１】本発明によって形成されるＺＶＳ回路の全体的
な概要図。
な概要図。
【図２】本発明で実行可能なトランスとその取付ブラケ
ットの構成図。
ットの構成図。
【図３】図２と同様、本発明で実行可能なトランスとそ
の取付ブラケットの構成図。
の取付ブラケットの構成図。
【図４】切り換えと時間の関係を示した、先行技術シス
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
【図５】切り換えと時間の関係を示した、先行技術シス
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
【図６】切り換えと時間の関係を示した、先行技術シス
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
テムと本発明の切り換え回路において形成されるＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ電圧を示すグラフ。
【図７】本発明によって形成される回路の詳細な概要
図。
図。
【図８】発明の方法のフローチャート図。
【図９】従来のスナッバー回路図。
【図１０】本発明を含むその他のインバータ回路の概略
実施形態図。
実施形態図。
【図１１】本発明を含むその他のインバータ回路の概略
実施形態図。
実施形態図。
【図１２】本発明を含むその他のインバータ回路の概略
実施形態図。
実施形態図。
１０…切り換え回路（インバータ）、１２、１４…ＩＧ
ＢＴ、１８…エミッタ、２０…コレクタ、２２…ベー
ス、２６、２８…電源端子、３２、３４…ダイオード、
４０…第１のＺＶＳコンデンサ、４２…第１のフェライ
トトロイダルトランス、４６…第２のＺＶＳコンデン
サ、４８…第２のフェライトトロイダルトランス、５０
…１次巻き線、５４…第１減衰回路、５６…第２減衰回
路、５８…２次巻き線、６０、６２…減衰抵抗器、６６
…出力端子、６８…接地端子、７２…第１可飽和鉄芯装
置、７４…第２可飽和鉄芯装置、８２、８４、８６、８
８…可飽和鉄芯装置、９２、９４、９６、９８…可飽和
鉄芯装置、 １００…システム電圧、１０２…切り換え
装置、１０４…システムインダクタンス、１０６…ネッ
トワーク、１０８…コンデンサ、１１０…抵抗器、１１
４…トランス、１２２…鉄芯、１２６…取付けブラケッ
ト。
ＢＴ、１８…エミッタ、２０…コレクタ、２２…ベー
ス、２６、２８…電源端子、３２、３４…ダイオード、
４０…第１のＺＶＳコンデンサ、４２…第１のフェライ
トトロイダルトランス、４６…第２のＺＶＳコンデン
サ、４８…第２のフェライトトロイダルトランス、５０
…１次巻き線、５４…第１減衰回路、５６…第２減衰回
路、５８…２次巻き線、６０、６２…減衰抵抗器、６６
…出力端子、６８…接地端子、７２…第１可飽和鉄芯装
置、７４…第２可飽和鉄芯装置、８２、８４、８６、８
８…可飽和鉄芯装置、９２、９４、９６、９８…可飽和
鉄芯装置、 １００…システム電圧、１０２…切り換え
装置、１０４…システムインダクタンス、１０６…ネッ
トワーク、１０８…コンデンサ、１１０…抵抗器、１１
４…トランス、１２２…鉄芯、１２６…取付けブラケッ
ト。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ロバート ダブリュー．バスケット アメリカ合衆国、44022 オハイオ州、チ ャグリン フォールズ、サウス フランク リン ストリート 179 (72)発明者 グレゴリイ エー．バス アメリカ合衆国、44511 オハイオ州、オ ースチンタウン、エス．メリディアン ロ ード
Claims (38)
- 【請求項１】 電圧スパイクを制限して振動を減衰しな
がら電力散逸を大きく減少させるための高周波数インバ
ータ回路のゼロ電圧切り換え方法であって、 インバータのスイッチと、コンデンサと、電力散逸抵抗
器に関連して可飽和鉄芯トランス装置を設ける工程と、 スイッチが電流を流してコンデンサをスイッチに効果的
に接続させてスイッチへの電圧を制御する電流の経路を
与えながらスイッチを開く工程と、 電流が電力散逸抵抗器を迂回するように可飽和鉄芯トラ
ンス装置を飽和させ、 コンデンサをフル充電することにより可飽和鉄芯トラン
ス装置に流れる電流を減らし、これにより可飽和鉄芯ト
ランス装置を不飽和にして、前記コンデンサと直列に電
力散逸抵抗器を効果的に再挿入して、振動を減衰してス
イッチでの電圧スパイクを制限するようにして、それに
よって可飽和鉄芯トランス装置が不飽和状態の各切り換
え周期中にだけ前記抵抗器を効果的に接続することで電
力散逸抵抗器内の電力散逸を減少させるようにする工程
とを備える方法。 - 【請求項２】 飽和工程には、可飽和鉄芯トランス装置
を抵抗器を省いた効果的に低いインダクタンスに変換す
る工程を備えることを特徴とする、請求項１に記載の方
法。 - 【請求項３】 トランス装置は１次コイルと２次コイル
とを有し、１次コイルはコンデンサと直列に接続し、２
次コイルは抵抗器に接続し、方法は、１次コイルと２次
コイルとの間の予め選択された巻き数比に応じて１次コ
イルへの反映されるインダクタンスを減少させる工程を
さらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の方
法。 - 【請求項４】 ２次コイルと１次コイルの巻き数比は７
対１であることを特徴とする、請求項３に記載の方法。 - 【請求項５】 飽和工程はコンデンサの充電のための最
初の最小期間中に起こることを特徴とする、請求項１に
記載の方法。 - 【請求項６】 コンデンサの充電により到達するピーク
電圧はシステム電圧のわずか１２０パーセントであるこ
とを特徴とする、請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】 第１の切り換え装置は電力用トランジス
タであることを特徴とする、請求項１に記載の減衰回
路。 - 【請求項８】 第１の切り換え装置はＩＧＢＴ、ＭＯＳ
ＦＥＴと、ＳＣＲとのうち１つまたはそれ以上であるこ
とを特徴とする、請求項１に記載の減衰回路。 - 【請求項９】 電圧スパイクを制限して振動を減衰しな
がら電力散逸を大きく減少させるための高周波数インバ
ータ回路のゼロ電圧切り換え方法であって、 インバータのスイッチと、コンデンサと、電力散逸抵抗
器とに関連して可飽和鉄芯トランス装置を設ける工程
と、 回路インダクタンス内の電流を遮断することによって電
圧スパイクが生成されやすくなるように電流を流すスイ
ッチを開く工程と、 コンデンサをスイッチに効果的に接続させるように可飽
和鉄芯トランス装置を飽和させ、前記電流のための経路
を与えるように電力散逸抵抗器を迂回させて、それによ
りスイッチの電圧を制御する工程と、 コンデンサをフル充電することにより可飽和鉄芯トラン
ス装置に流れる電流を減らし、これにより可飽和鉄芯ト
ランス装置を不飽和にして、前記コンデンサと直列に電
力散逸抵抗器を効果的に再挿入して振動を減衰させる工
程と、 可飽和鉄芯トランス装置が不飽和状態の各切り換え周期
中にだけ前記抵抗器を効果的に接続することで、電力散
逸抵抗器の電力散逸を減少させる工程とを備える方法。 - 【請求項１０】 スイッチを開く時の切り換え回路を安
全に切り換え、スイッチへの並列ネットワークがキャパ
シタンスと抵抗とを有して開放時にスイッチで誘導され
やすい望ましくないエネルギスパイクを取り除く方法で
あって、 キャパシタンスに直列に接続する１次コイルと、抵抗器
に接続する２次コイルとを有する可飽和鉄芯装置を並列
ネットワーク内に配置する工程と、 スイッチの開放時に、切り換え電流を１次コイルを介し
てキャパシタンスに伝達して、２次コイルから１次コイ
ルへ反映される抵抗によって前記電流の振動を減衰する
工程と、 コンデンサを充電する前に、切り換え電流の経路から抵
抗を効果的に取り除くために可飽和鉄芯装置を飽和させ
る工程と、 可飽和鉄芯装置が不飽和状態になって切り換え電流を減
少させた上で、前記電流を引き続き減衰させるために抵
抗を経路に効果的に再挿入する工程とを備える方法。 - 【請求項１１】 開回路への、回路のインダクタンスに
流れる電流を即座に遮断することによって誘導されやす
い、望ましくない電圧スパイクを安全に取り除く方法
で、 ネットワークのキャパシタンスが遮断電流を取り出すだ
けのときにより好適な時間に抵抗器の電力散逸を最小限
にするようにネットワークの抵抗が選択的に切り離され
るように開回路へ並列ネットワークを設ける工程と、 遮断電流をネットワークに伝達する工程と、 コンデンサをフル充電する前に、可飽和鉄芯装置を有す
るネットワークから抵抗器を効果的に切り離して装置を
飽和させ、抵抗によるさらなる電力散逸を排除する工程
とを備える方法。 - 【請求項１２】 固体スイッチ用スナッバー回路として
並列ネットワークを設ける工程をさらに備える、請求項
１１に記載の方法。 - 【請求項１３】 可飽和鉄芯装置はトランスを備え、飽
和工程はトランスの所定の磁束密度を超過させる工程を
備えることを特徴とする、請求項１１に記載の方法。 - 【請求項１４】 トランスには、予め選択された１次コ
イルと２次コイルの巻き数比があり、キャパシタンスは
１次コイル上に設けられ、抵抗は２次コイル上に設けら
れ、１次回路に反映される２次回路インダクタンスが大
きく減少することを特徴とする、請求項１３に記載の方
法。 - 【請求項１５】 散逸工程はネットワークのリンギング
や振動を減衰する工程を含むことを特徴とする、請求項
１１に記載の方法。 - 【請求項１６】 １対の電源端子に与えられる直流電流
を１対の負荷端子に与えられる交流電流に変換するため
の電力インバータであって、 ベースと、コレクタと、エミッタとを有し、コレクタと
エミッタが一方の電源端子から一方の出力端子へと電流
を伝達する第１のトランジスタと、 磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有し、１次巻き
線の第１端がコレクタとエミッタの一方に接続している
第１のトランスと、 １次巻き線の第２端と、コレクタとエミッタの他方との
間に接続されるキャパシタンスの第１のソースと、 第１のトランジスタが切り換えられるとき回路内で起こ
る振動を減衰して、第１のトランスの２次巻き線の第１
と第２端との間に接続される第１の抵抗器とを備える電
力インバータ。 - 【請求項１７】 ベースと、コレクタと、エミッタとを
有し、コレクタとエミッタは他方の電源端子から一方の
出力端子に電流を伝達する、第２のトランジスタと、 磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有し、１次巻き
線の第１端は第２のトランジスタのコレクタとエミッタ
の一方に接続される、第２のトランスと、 第２のトランスの１次巻き線の第２端と第２のトランジ
スタのコレクタとエミッタの他方との間に接続されるキ
ャパシタンスの第２のソースと、 第１と第２のトランジスタの１つかそれ以上が切り換え
られるとき、回路内に起こる振動を減衰させ、第２のト
ランスの２次巻線の第１と第２端との間に接続される第
２の抵抗器とをさらに備える、請求項１６に記載のイン
バータ。 - 【請求項１８】 キャパシタンスのソースはコンデンサ
であることを特徴とする、請求項１６に記載のインバー
タ。 - 【請求項１９】 コンデンサはゼロ電圧切り換えコンデ
ンサであることを特徴とする、請求項１８に記載のイン
バータ。 - 【請求項２０】 第１のトランジスタのコレクタとエミ
ッタと逆平行に接続されるクランプダイオードをさらに
有する、請求項１６に記載のインバータ。 - 【請求項２１】 ２次巻き線の巻き数は、１次巻き線の
巻き数より大きいことを特徴とする、請求項１６に記載
のインバータ。 - 【請求項２２】 １次巻き線の巻き数は１であることを
特徴とする、請求項２１に記載のインバータ。 - 【請求項２３】 第１の切り換え装置は電力用トランジ
スタであることを特徴とする、請求項１６に記載の減衰
回路。 - 【請求項２４】 第１の切り換え装置は、ＩＧＢＴと、
ＭＯＳＦＥＴと、ＳＣＲの１つまたはそれ以上であるこ
とを特徴とする、請求項１６に記載の減衰回路。 - 【請求項２５】 １対の電源端子に与えられる入力電流
を１対の負荷端子に与えられる出力電流に変換するため
の切り換え回路で、切り換え回路の切り換え装置によっ
て回路の第１のノードと第２のノードに望ましくない電
圧スパイクが生じる切り換え回路であって、 ベースと、コレクタと、エミッタとを有し、コレクタと
エミッタが一方の電源端子から一方の出力端子に電流を
伝達し、切り換えられると回路内に電圧スパイクを起こ
す第１の切り換え装置と、 磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有し、１次巻き
線の第１端がいコレクタとエミッタの一方に接続される
第１のトランスと、 １次巻き線の第２端と、コレクタとエミッタの他方との
間に接続されるキャパシタンスの第１のソースと、 第１のトランスの２次巻き線の第１と第２端との間に接
続されることにより、望ましくない電圧スパイクを減衰
する第１の抵抗器とを備える切り換え回路。 - 【請求項２６】 ベースと、コレクタと、エミッタとを
有し、コレクタとエミッタが他方の電源端子から一方の
出力端子に電流を伝達する第２の切り換え装置と、 磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有し、１次巻き
線の第１端が第２の切り換え装置のコレクタとエミッタ
の一方に接続される第２のトランスと、 第２のトランスの１次巻き線の第２端と、第２切り換え
装置のコレクタとエミッタの他方との間に接続されるキ
ャパシタンスの第２のソースと、 第２のトランスの２次巻き線の第１と第２端との間に接
続されることにより、第１と第２の切り換え装置の１つ
またはそれ以上が減衰されるとき回路に振動が起こる第
２の抵抗器とをさらに備える、請求項２５に記載の回
路。 - 【請求項２７】 キャパシタンスのソースはコンデンサ
であることを特徴とする、請求項２５に記載の回路。 - 【請求項２８】 コンデンサはゼロ電圧切り換えコンデ
ンサであることを特徴とする、請求項２７に記載の回
路。 - 【請求項２９】 第１のトランジスタのコレクタとエミ
ッタとに逆平行に接続されるクランプダイオードをさら
に有する、請求項２５に記載の回路。 - 【請求項３０】 ２次巻き線の巻き数は１次巻き線の巻
き数より大きいことを特徴とする、請求項２５に記載の
減衰回路。 - 【請求項３１】 １次巻き線の巻き数は１であることを
特徴とする、請求項３０に記載の減衰回路。 - 【請求項３２】 第１の切り換え装置は電源用トランジ
スタであることを特徴とする、請求項２５に記載の減衰
回路。 - 【請求項３３】 第１の切り換え装置は、ＩＧＢＴと、
ＭＯＳＦＥＴと、ＳＣＲの１つまたはそれ以上であるこ
とを特徴とする、請求項２５に記載の減衰回路。 - 【請求項３４】 電圧変動が生じる第１のノードと、第
２のノードとを有する電気装置を電圧変動から保護する
ための減衰回路であって、 磁芯と、１次巻き線と、２次巻き線とを有し、１次巻き
線の第１端が第１のノードに接続され、１次巻線の第２
端が第２のノードに接続される、減衰トランスと、 電圧変動を減衰し、２次巻き線の第１端と第２端に接続
される、減衰抵抗器とからなる減衰回路。 - 【請求項３５】 ２次巻き線の巻き数は１次巻き線の巻
き数より大きいことを特徴とする、請求項３４に記載の
減衰回路。 - 【請求項３６】 １次巻き線の巻き数は１であることを
特徴とする、請求項３４に記載の減衰回路。 - 【請求項３７】 電圧スパイクを制限して振動を減衰し
ながら電力散逸を大きく減少させる高周波数インバータ
回路のゼロ電圧切り換え方法であって、 インバータのスイッチと、コンデンサと、電力散逸イン
ピーダンスとに関連して、１次コイルと、２次コイルと
を有し、コイル間に相対的な巻き数比がある可飽和鉄芯
トランス装置を設ける工程と、 スイッチが電流を流して、スイッチにコンデンサを効果
的に接続させて、スイッチの電圧を制御するための電流
の経路を与えながらスイッチを開く工程と、 電流が電力散逸インピーダンスを迂回する可飽和鉄芯ト
ランス装置を飽和させる工程と、 コンデンサをフル充電することにより可飽和鉄芯トラン
ス装置に流れる電流を減らし、それにより可飽和鉄芯ト
ランス装置を不飽和にして前記コンデンサと直列に電力
散逸抵抗器を効果的に再挿入して振動を減衰し、スイッ
チの電圧スパイクを制限して、これにより減少したイン
ダクタンスについての１次コイルとの巻き数比の２乗で
割ったインダクタンス値の電力散逸インピーダンスのイ
ンダクタンスが、トランス装置の１次コイルから２次コ
イルへと反映されるようにする工程とを備える方法。 - 【請求項３８】 ２次コイルと１次コイルの巻き数比は
７対１であることを特徴とする、請求項３７の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/121879 | 1998-07-24 | ||
| US09/121,879 US6021053A (en) | 1998-07-24 | 1998-07-24 | Method and apparatus for switching circuit system including a saturable core device with multiple advantages |
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|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11203579A Pending JP2000060139A (ja) | 1998-07-24 | 1999-07-16 | 可飽和鉄芯装置を有する切り換え回路システムの方法および装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6021053A (ja) |
| EP (1) | EP0975084B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000060139A (ja) |
| CA (1) | CA2267522C (ja) |
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