JP3511912B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents
高周波加熱装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明の技術分野は電子レン
ジなどのようにマグネトロンを用いて誘電加熱を行なう
高周波加熱装置で、とりわけ、商用電源を高周波高圧電
源に変換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装
置に関するものである。
ジなどのようにマグネトロンを用いて誘電加熱を行なう
高周波加熱装置で、とりわけ、商用電源を高周波高圧電
源に変換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来この商用電源を高周波高圧電源に変
換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装置に関
しては商用電源を１００Ｖとする１００Ｖ機器に関して
適用されているのがもっぱらであった。特開平５−１２
１１５９号公報には一般的にこのフィールドで使用され
ている単端型の１石式電圧共振インバータが開示されて
いる。このインバータ方式を２００Ｖ機器に適用する場
合、リーケージトランスの１次巻線がその電気回路定数
の設定上からインダクタンスを大きくせざるを得ない。
すなわちトランスボビンの１次側巻線の巻き数が非常に
多くなりリーケージトランス自体が大型化することと、
より高価な高耐圧（１２００〜１４００Ｖ）の半導体ス
イッチング素子を使わざるをえず２００Ｖ系にこのタイ
プの電子レンジ駆動用のインバータ電源を採用する場合
システムの大型化、高コスト化は避けることができない
という課題があった。
換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装置に関
しては商用電源を１００Ｖとする１００Ｖ機器に関して
適用されているのがもっぱらであった。特開平５−１２
１１５９号公報には一般的にこのフィールドで使用され
ている単端型の１石式電圧共振インバータが開示されて
いる。このインバータ方式を２００Ｖ機器に適用する場
合、リーケージトランスの１次巻線がその電気回路定数
の設定上からインダクタンスを大きくせざるを得ない。
すなわちトランスボビンの１次側巻線の巻き数が非常に
多くなりリーケージトランス自体が大型化することと、
より高価な高耐圧（１２００〜１４００Ｖ）の半導体ス
イッチング素子を使わざるをえず２００Ｖ系にこのタイ
プの電子レンジ駆動用のインバータ電源を採用する場合
システムの大型化、高コスト化は避けることができない
という課題があった。
【０００３】しかし、昨今のパワーエレクトロニクスの
進化をもとに、本発明者らは検討を重ね、これらの課題
を解消する回路方式を本発明に先立って考えた。図５は
そのインバータ電源の主要回路図である。
進化をもとに、本発明者らは検討を重ね、これらの課題
を解消する回路方式を本発明に先立って考えた。図５は
そのインバータ電源の主要回路図である。
【０００４】商用電源１はダイオードブリッジ２によっ
て単方向電源に変換される。チョークコイル３と平滑コ
ンデンサ４からなるフィルター回路は電流・電圧の平滑
化及び半導体スイッチング素子で発生するノイズを除去
しかつ外部からのノイズの進入を阻止する働きがある。
このフィルター回路とダイオードブリッジ２から構成さ
れるのが整流フィルター部５である。
て単方向電源に変換される。チョークコイル３と平滑コ
ンデンサ４からなるフィルター回路は電流・電圧の平滑
化及び半導体スイッチング素子で発生するノイズを除去
しかつ外部からのノイズの進入を阻止する働きがある。
このフィルター回路とダイオードブリッジ２から構成さ
れるのが整流フィルター部５である。
【０００５】この整流フィルター部５でほぼ直流化され
た電圧は後段のインバータ部６によって高周波電力へと
変換される。リーケージインダクタンスをもつリーケー
ジトランス７は１次巻線８、２次巻線９、３次巻線１０
から構成されている。１次巻線８と直列に接続された第
１のコンデンサ１１と、その直列回路と並列に接続され
た第２のコンデンサ１２と、第１の半導体スイッチング
素子１３とから並列共振回路が構成される。その並列共
振回路と直列に第２の半導体スイッチング素子１４が接
続されている。半導体スイッチング素子は昨今駆動が低
電力で損失も少ないＩＧＢＴが主流となっている。この
半導体スイッチング素子を駆動制御するのがインバータ
制御回路１５である。
た電圧は後段のインバータ部６によって高周波電力へと
変換される。リーケージインダクタンスをもつリーケー
ジトランス７は１次巻線８、２次巻線９、３次巻線１０
から構成されている。１次巻線８と直列に接続された第
１のコンデンサ１１と、その直列回路と並列に接続され
た第２のコンデンサ１２と、第１の半導体スイッチング
素子１３とから並列共振回路が構成される。その並列共
振回路と直列に第２の半導体スイッチング素子１４が接
続されている。半導体スイッチング素子は昨今駆動が低
電力で損失も少ないＩＧＢＴが主流となっている。この
半導体スイッチング素子を駆動制御するのがインバータ
制御回路１５である。
【０００６】次に２００Ｖ系で前述したインバータの課
題（トランスの大型化、半導体スイッチング素子の高耐
圧化）をいかにして克服しているかを説明する。まず、
第１の半導体スイッチング素子１３がオンすると１次巻
線８の経路で流れる電流でリーケージトランス７のリー
ケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーは流れる
電流Ｉ、リーケージインダクタンスＬｓとすると１／２
・Ｌｓ・Ｉ２となる。このエネルギーと第１のコンデン
サ１１に蓄えられたエネルギーは第１のコンデンサ１
１、第１の半導体スイッチング素子１３からなる並列共
振回路で励振する。まず第１のコンデンサ１１が整流フ
ィルター部５の出力電圧Ｖ１まで電荷蓄積されると第１
の半導体スイッチング素子１３のダイオードに電流が流
れＶ１とダイオードの順方向電圧ＶＦ、すなわちＶＦを
Ｖ１に比べて十分小さいと考えれば第２の半導体スイッ
チング素子１４のコレクタ電圧は最大で電源電圧そこそ
この電圧にクランプされることになる。
題（トランスの大型化、半導体スイッチング素子の高耐
圧化）をいかにして克服しているかを説明する。まず、
第１の半導体スイッチング素子１３がオンすると１次巻
線８の経路で流れる電流でリーケージトランス７のリー
ケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーは流れる
電流Ｉ、リーケージインダクタンスＬｓとすると１／２
・Ｌｓ・Ｉ２となる。このエネルギーと第１のコンデン
サ１１に蓄えられたエネルギーは第１のコンデンサ１
１、第１の半導体スイッチング素子１３からなる並列共
振回路で励振する。まず第１のコンデンサ１１が整流フ
ィルター部５の出力電圧Ｖ１まで電荷蓄積されると第１
の半導体スイッチング素子１３のダイオードに電流が流
れＶ１とダイオードの順方向電圧ＶＦ、すなわちＶＦを
Ｖ１に比べて十分小さいと考えれば第２の半導体スイッ
チング素子１４のコレクタ電圧は最大で電源電圧そこそ
この電圧にクランプされることになる。
【０００７】その第１の半導体スイッチング素子１３の
ダイオードに電流が流れている間にインバータ制御回路
１５からはゲート信号（ＩＧＢＴのオン指令信号）が出
てトランジスタは導通する。逆に共振現象によって電流
方向が逆転するとこのトランジスタを通じて電流がなが
れるので同じく第２の半導体スイッチング素子１４のコ
レクタ電圧は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプ
されることになる。したがって第２の半導体スイッチン
グ素子１４は６００Ｖクラスのスイッチング素子でまか
なえる。
ダイオードに電流が流れている間にインバータ制御回路
１５からはゲート信号（ＩＧＢＴのオン指令信号）が出
てトランジスタは導通する。逆に共振現象によって電流
方向が逆転するとこのトランジスタを通じて電流がなが
れるので同じく第２の半導体スイッチング素子１４のコ
レクタ電圧は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプ
されることになる。したがって第２の半導体スイッチン
グ素子１４は６００Ｖクラスのスイッチング素子でまか
なえる。
【０００８】一方、第１の半導体スイッチング素子１３
に関しても同様に第２の半導体スイッチング素子１４オ
ン時は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプされる
ことになり、やはり６００Ｖクラスのスイッチング素子
でまかなえる。単端型の１石式電圧共振インバータであ
れば少なくともスイッチング素子には１２００〜１３０
０Ｖの耐圧が必要と思われることからすると飛躍的に電
圧責務を軽減している。
に関しても同様に第２の半導体スイッチング素子１４オ
ン時は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプされる
ことになり、やはり６００Ｖクラスのスイッチング素子
でまかなえる。単端型の１石式電圧共振インバータであ
れば少なくともスイッチング素子には１２００〜１３０
０Ｖの耐圧が必要と思われることからすると飛躍的に電
圧責務を軽減している。
【０００９】また第１のコンデンサ１１にはＤＣの電荷
が蓄積され電圧Ｖｓがオフセットされているためリーケ
ージトランス７の１次巻線８に印加される電圧は電圧Ｖ
ｓの設定いかんによっては１００Ｖ系と同等電圧を印加
することができる。その結果１次巻線８のインダクタン
スは小さく設計できトランスは１００Ｖ系と同等の小型
化が実現できる。
が蓄積され電圧Ｖｓがオフセットされているためリーケ
ージトランス７の１次巻線８に印加される電圧は電圧Ｖ
ｓの設定いかんによっては１００Ｖ系と同等電圧を印加
することができる。その結果１次巻線８のインダクタン
スは小さく設計できトランスは１００Ｖ系と同等の小型
化が実現できる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の２００Ｖ系のインバータ電源においてはチョー
クコイル３と平滑コンデンサ４からなるフィルター回路
の過渡現象の関係で電源投入時位相角（ピーク位相）に
よっては過大な電圧が平滑コンデンサ４すなわち整流フ
ィルター部５の出力に発生することになる。
た従来の２００Ｖ系のインバータ電源においてはチョー
クコイル３と平滑コンデンサ４からなるフィルター回路
の過渡現象の関係で電源投入時位相角（ピーク位相）に
よっては過大な電圧が平滑コンデンサ４すなわち整流フ
ィルター部５の出力に発生することになる。
【００１１】一般に、インダクタンス、キャパシタンス
にエネルギーが蓄積されていない状態で負荷回路が接続
されたフィルター回路に電圧Ｅが印加されると平滑コン
デンサ４の出力電圧Ｖ２は以下のようになる。
にエネルギーが蓄積されていない状態で負荷回路が接続
されたフィルター回路に電圧Ｅが印加されると平滑コン
デンサ４の出力電圧Ｖ２は以下のようになる。
【００１２】
Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩＮ（ωｒｔ＋
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
レジスタンスできまる。
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
レジスタンスできまる。
【００１３】従って各周波数ωｒは一般的に非常に高い
ので電源投入後ほぼ寸時（ＥＸＰ項で減衰する前）にＳ
ＩＮが−１、すなわちほぼ２Ｅの電圧が過渡的に発生す
る。例えばヨーロッパのある国であれば電源事情として
２４０Ｖ配線である場合、そのピーク電圧は２Ｅになる
と６７８Ｖの電圧となり、電源ピーク位相でインバータ
電源に電圧が投入されると６００Ｖの耐圧を軽く軽く超
える電圧が発生しスイッチング素子の耐圧破壊を引き起
こすという問題を有していた。
ので電源投入後ほぼ寸時（ＥＸＰ項で減衰する前）にＳ
ＩＮが−１、すなわちほぼ２Ｅの電圧が過渡的に発生す
る。例えばヨーロッパのある国であれば電源事情として
２４０Ｖ配線である場合、そのピーク電圧は２Ｅになる
と６７８Ｖの電圧となり、電源ピーク位相でインバータ
電源に電圧が投入されると６００Ｖの耐圧を軽く軽く超
える電圧が発生しスイッチング素子の耐圧破壊を引き起
こすという問題を有していた。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために商用電源をダイオードブリッジによって単方
向電源に変換する単方向電源部と、前記単方向電源を整
流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサからなる
整流フィルター部の出力段にサージアブソーバーを備え
たものである。
するために商用電源をダイオードブリッジによって単方
向電源に変換する単方向電源部と、前記単方向電源を整
流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサからなる
整流フィルター部の出力段にサージアブソーバーを備え
たものである。
【００１６】上記発明によれば、インバータ電源への電
源投入位相角がピーク付近と合致して、過渡応答現象に
よって万一電源電圧の約２倍の電圧が発生してパワー半
導体素子から成るスイッチング素子の耐圧を超過しても
サージアブソーバーが過大電圧を吸収し耐圧破壊にいた
るような電圧の発生を抑制するため過圧電圧破壊からス
イッチング素子を保護し信頼性、品質を確保することが
できる。また過渡応答的にみても使用しているキャパシ
タンス、インダクタンスからすると比較的速やかに定常
電圧に収束するのでサージアブソーバーに過電流が流れ
て破壊することはない。
源投入位相角がピーク付近と合致して、過渡応答現象に
よって万一電源電圧の約２倍の電圧が発生してパワー半
導体素子から成るスイッチング素子の耐圧を超過しても
サージアブソーバーが過大電圧を吸収し耐圧破壊にいた
るような電圧の発生を抑制するため過圧電圧破壊からス
イッチング素子を保護し信頼性、品質を確保することが
できる。また過渡応答的にみても使用しているキャパシ
タンス、インダクタンスからすると比較的速やかに定常
電圧に収束するのでサージアブソーバーに過電流が流れ
て破壊することはない。
【００１７】
【発明の実施の形態】商用電源をダイオードブリッジに
よって単方向電源に変換する単方向電源部と、単方向電
源を整流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサか
らなる整流フィルター部と、整流フィルター部の単方向
電源を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、イン
バータ部に接続される第１の半導体スイッチング素子と
第２の半導体スイッチング素子と、各々を駆動する駆動
手段と、リーケージトランスの２次巻き線に接続される
高圧整流手段と、高圧整流手段に接続されるマグネトロ
ンとよりなり、インバータ部はリーケージトランスに直
列に接続された第１のコンデンサと、リーケージトラン
スと第１のコンデンサとの直列回路に並列に配された第
２のコンデンサ及び第１の半導体スイッチング素子と、
第１の半導体スイッチング素子と第２のコンデンサ及び
リーケージトランスと第１のコンデンサとの直列回路か
らなる並列回路に直列に接続された第２の半導体スイッ
チング素子からなり、前記半導体スイッチング素子の過
渡応答電圧を抑制するべく整流フィルター部の出力段に
バリスタ電圧を持ったサージアブソーバーを有するもの
である。
よって単方向電源に変換する単方向電源部と、単方向電
源を整流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサか
らなる整流フィルター部と、整流フィルター部の単方向
電源を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、イン
バータ部に接続される第１の半導体スイッチング素子と
第２の半導体スイッチング素子と、各々を駆動する駆動
手段と、リーケージトランスの２次巻き線に接続される
高圧整流手段と、高圧整流手段に接続されるマグネトロ
ンとよりなり、インバータ部はリーケージトランスに直
列に接続された第１のコンデンサと、リーケージトラン
スと第１のコンデンサとの直列回路に並列に配された第
２のコンデンサ及び第１の半導体スイッチング素子と、
第１の半導体スイッチング素子と第２のコンデンサ及び
リーケージトランスと第１のコンデンサとの直列回路か
らなる並列回路に直列に接続された第２の半導体スイッ
チング素子からなり、前記半導体スイッチング素子の過
渡応答電圧を抑制するべく整流フィルター部の出力段に
バリスタ電圧を持ったサージアブソーバーを有するもの
である。
【００１８】そして、サージアブソーバーが電源ピーク
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧を吸収して半
導体スイッチング素子の耐圧以下の電圧に抑制するた
め、半導体スイッチング素子を過電圧破壊から保護する
ことができる。
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧を吸収して半
導体スイッチング素子の耐圧以下の電圧に抑制するた
め、半導体スイッチング素子を過電圧破壊から保護する
ことができる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。
【００２０】（実施例１）
商用電源を単方向電源に変換する単方向電源部と、前記
単方向電源を整流・平滑する整流フィルター部を備え、
その後段に低耐圧の半導体スイッチング素子を備えたイ
ンバータ部を有する高周波加熱装置の場合、整流フィル
ター部の過渡応答現象の関係で電源投入時の電圧に対し
て約２倍の電圧がインバータ部に印加される。特に２４
０Ｖ配線の場合、最高で６５０Ｖを超える電圧が発生
し、６００Ｖクラスの耐圧の半導体スイッチング素子を
備えたインバータ部であれば半導体スイッチング素子を
耐圧破壊させてしまう。しかし、整流フィルター部とイ
ンバータ部の間にサージアブソーバーを備えることによ
って、過大電圧を吸収することができ半導体スイッチン
グ素子の破壊を防止しすることができる。
単方向電源を整流・平滑する整流フィルター部を備え、
その後段に低耐圧の半導体スイッチング素子を備えたイ
ンバータ部を有する高周波加熱装置の場合、整流フィル
ター部の過渡応答現象の関係で電源投入時の電圧に対し
て約２倍の電圧がインバータ部に印加される。特に２４
０Ｖ配線の場合、最高で６５０Ｖを超える電圧が発生
し、６００Ｖクラスの耐圧の半導体スイッチング素子を
備えたインバータ部であれば半導体スイッチング素子を
耐圧破壊させてしまう。しかし、整流フィルター部とイ
ンバータ部の間にサージアブソーバーを備えることによ
って、過大電圧を吸収することができ半導体スイッチン
グ素子の破壊を防止しすることができる。
【００２１】（実施例２）
図１は本発明の実施例２の高周波加熱装置に用いるマグ
ネトロンを駆動するためのインバータ（電力変換装置）
の構成を示す回路図である。実施例２における高周波過
熱装置は直流電圧を供給するダイオードブリッジ２、チ
ョークコイル３、平滑コンデンサ４からなる整流フィル
ター回路２とサージアブソーバー１６とリーケージトラ
ンス７と第１のコンデンサ１１、１次巻線８、第２のコ
ンデンサ１２、第１の半導体スイッチング素子１３から
なるインバータ部６と高圧ダイオード１７，１８、高圧
コンデンサ１９，２０からなる高圧整流手段２１、イン
バータ制御回路１５、サージアブソーバー１６からな
る。
ネトロンを駆動するためのインバータ（電力変換装置）
の構成を示す回路図である。実施例２における高周波過
熱装置は直流電圧を供給するダイオードブリッジ２、チ
ョークコイル３、平滑コンデンサ４からなる整流フィル
ター回路２とサージアブソーバー１６とリーケージトラ
ンス７と第１のコンデンサ１１、１次巻線８、第２のコ
ンデンサ１２、第１の半導体スイッチング素子１３から
なるインバータ部６と高圧ダイオード１７，１８、高圧
コンデンサ１９，２０からなる高圧整流手段２１、イン
バータ制御回路１５、サージアブソーバー１６からな
る。
【００２２】リーケージトランス７の３次巻線１０はサ
ージアブソーバー１６のカソードに電力を供給して加熱
し電子のエミッションを促進する。２次巻線９に発生し
た電圧は高圧整流手段２１によって全波倍電圧整流され
マグネトロン２２のアノード−カソード間に高圧を印加
しサージアブソーバー１６を発振させマイクロ波を食品
に照射し誘電加熱する。
ージアブソーバー１６のカソードに電力を供給して加熱
し電子のエミッションを促進する。２次巻線９に発生し
た電圧は高圧整流手段２１によって全波倍電圧整流され
マグネトロン２２のアノード−カソード間に高圧を印加
しサージアブソーバー１６を発振させマイクロ波を食品
に照射し誘電加熱する。
【００２３】第１の半導体スイッチング素子１３と第２
の半導体スイッチング素子１４はＩＧＢＴとそれに並列
に接続されるファーストリカバリーダイオードから構成
されている。
の半導体スイッチング素子１４はＩＧＢＴとそれに並列
に接続されるファーストリカバリーダイオードから構成
されている。
【００２４】インバータ制御回路１５はその内部に第１
の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体スイッチ
ング素子１４の駆動信号をつくるための発振部を有し、
この発振部で所定周波数と所定デューティー比の駆動信
号を第１の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体
スイッチング素子１４に与えて動作させている。第２の
半導体スイッチング素子１４には第１の半導体スイッチ
ング素子の信号を反転し各々の信号が重ならないように
適度の遅延時間を設けている。
の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体スイッチ
ング素子１４の駆動信号をつくるための発振部を有し、
この発振部で所定周波数と所定デューティー比の駆動信
号を第１の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体
スイッチング素子１４に与えて動作させている。第２の
半導体スイッチング素子１４には第１の半導体スイッチ
ング素子の信号を反転し各々の信号が重ならないように
適度の遅延時間を設けている。
【００２５】図１の回路の動作は図２に示されるモード
に分けることができる。この回路動作を図２と半導体ス
イッチング素子の電圧電流波形図を示した図３を参照し
て説明する。
に分けることができる。この回路動作を図２と半導体ス
イッチング素子の電圧電流波形図を示した図３を参照し
て説明する。
【００２６】モード１は第２導体スイッチング素子１４
に駆動信号が与えられる。このとき電流は整流フィルタ
ー部５からリーケージトランス７の１次巻線８と第１の
コンデンサ１１を通って流れる。モード２では第２導体
スイッチング素子７がオフし、１次巻線８と第１のコン
デンサ１１を通って流れていた電流は第２のコンデンサ
１２に向かって流れ第２の半導体スイッチング素子１４
のコレクタ電圧は上昇していく。モード３では第１のコ
ンデンサ１１の電圧がＶＤＣから０Ｖに達して、第１の
半導体スイッチング素子１３のダイオードをターンオン
して電流が流れ出す。モード４では共振により１次巻線
８と第１のコンデンサ１１を通って流れていた電流が反
転し第１の半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴに電
流が流れる。従ってこの事象以前に第１の半導体スイッ
チング素子１３はオンしている必要がある。モード２、
３、４の期間は第１のコンデンサ１１の電圧は整流フィ
ルター部５の出力ＶＤＣと同等となる。モード５では第
１の半導体スイッチング素子１３がオフし、１次巻線８
と第１のコンデンサ１１に流れていた電流は第２のコン
デンサ１２に向かって流入しその電圧は速やかにＶＤＣ
まで上昇する。モード６では第１のコンデンサ１１はＶ
ＤＣに達して、第２の半導体スイッチング素子１４を構
成するダイオードがターンオンする。共振により１次巻
線８と第１のコンデンサ１１に流れていた電流の向きが
反転すると今度はＩＧＢＴに電流が流れだす。従ってこ
の事象以前に第２の半導体スイッチング素子１４はオン
している必要があり、これがモード１となる。
に駆動信号が与えられる。このとき電流は整流フィルタ
ー部５からリーケージトランス７の１次巻線８と第１の
コンデンサ１１を通って流れる。モード２では第２導体
スイッチング素子７がオフし、１次巻線８と第１のコン
デンサ１１を通って流れていた電流は第２のコンデンサ
１２に向かって流れ第２の半導体スイッチング素子１４
のコレクタ電圧は上昇していく。モード３では第１のコ
ンデンサ１１の電圧がＶＤＣから０Ｖに達して、第１の
半導体スイッチング素子１３のダイオードをターンオン
して電流が流れ出す。モード４では共振により１次巻線
８と第１のコンデンサ１１を通って流れていた電流が反
転し第１の半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴに電
流が流れる。従ってこの事象以前に第１の半導体スイッ
チング素子１３はオンしている必要がある。モード２、
３、４の期間は第１のコンデンサ１１の電圧は整流フィ
ルター部５の出力ＶＤＣと同等となる。モード５では第
１の半導体スイッチング素子１３がオフし、１次巻線８
と第１のコンデンサ１１に流れていた電流は第２のコン
デンサ１２に向かって流入しその電圧は速やかにＶＤＣ
まで上昇する。モード６では第１のコンデンサ１１はＶ
ＤＣに達して、第２の半導体スイッチング素子１４を構
成するダイオードがターンオンする。共振により１次巻
線８と第１のコンデンサ１１に流れていた電流の向きが
反転すると今度はＩＧＢＴに電流が流れだす。従ってこ
の事象以前に第２の半導体スイッチング素子１４はオン
している必要があり、これがモード１となる。
【００２７】このように本回路構成では半導体スイッチ
ング素子にかかる電圧はＶＤＣとすることができ、発生
電圧はほぼ電源電圧のピーク値に匹敵する。従ってＩＧ
ＢＴも単端型１石式電圧共振電圧の約半分の電圧で使用
できモータなどで広く採用されている６００Ｖ耐圧クラ
スの半導体スイッチング素子でまかなうことができ、経
済的効果は大きい。
ング素子にかかる電圧はＶＤＣとすることができ、発生
電圧はほぼ電源電圧のピーク値に匹敵する。従ってＩＧ
ＢＴも単端型１石式電圧共振電圧の約半分の電圧で使用
できモータなどで広く採用されている６００Ｖ耐圧クラ
スの半導体スイッチング素子でまかなうことができ、経
済的効果は大きい。
【００２８】モード２とモード５は１次巻線８からの電
流が第１のコンデンサ１１と第２コンデンサ１２に流れ
る共振期間である。第１のコンデンサ１１の容量値は第
２コンデンサ１２の容量値に対して約１／２０〜１／３
０の値に設定しているので合成容量はほぼ第１のコンデ
ンサ１１の容量値となりかなり小さい。ここでは１次巻
線８とこの合成容量で電圧の変化が生じるがある時定数
をもって、しかも速やかに変化するようになっており、
半導体スイッチング素子には極力スイッチングロスを生
じさせない構成となっている。また第１のコンデンサ１
１の電圧も比較的大きな容量値を選択することによって
リップルを低減した直流電圧に近い電圧を発生させるこ
とができ、２００Ｖ系にもかかわらず１００Ｖ系にきわ
めて近い入力電圧を１次巻線８に印加することが可能と
なり、１次巻線８のインダクタンス（巻線量）を落と
せ、ひいてはトランスの小型化、低コスト化に貢献す
る。
流が第１のコンデンサ１１と第２コンデンサ１２に流れ
る共振期間である。第１のコンデンサ１１の容量値は第
２コンデンサ１２の容量値に対して約１／２０〜１／３
０の値に設定しているので合成容量はほぼ第１のコンデ
ンサ１１の容量値となりかなり小さい。ここでは１次巻
線８とこの合成容量で電圧の変化が生じるがある時定数
をもって、しかも速やかに変化するようになっており、
半導体スイッチング素子には極力スイッチングロスを生
じさせない構成となっている。また第１のコンデンサ１
１の電圧も比較的大きな容量値を選択することによって
リップルを低減した直流電圧に近い電圧を発生させるこ
とができ、２００Ｖ系にもかかわらず１００Ｖ系にきわ
めて近い入力電圧を１次巻線８に印加することが可能と
なり、１次巻線８のインダクタンス（巻線量）を落と
せ、ひいてはトランスの小型化、低コスト化に貢献す
る。
【００２９】ここで、図１に戻るが直流電源をインバー
タ部６に供給する整流フィルター部５は商用電源１をダ
イオードブリッジ２で全波整流機能をもち、チョークコ
イル３と平滑コンデンサ４で電流・電圧の平滑という役
割を果たしている。負荷としてどのようなインピーダン
スとなるかで当然電源投入時の過渡応答現象は異なるが
Ｒ成分がそこそこあるのは自明のことである。そこから
推定すると振動的ふるまいとなり再度記述するが Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩＮ（ωｒｔ＋
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
抵抗で決定される。
タ部６に供給する整流フィルター部５は商用電源１をダ
イオードブリッジ２で全波整流機能をもち、チョークコ
イル３と平滑コンデンサ４で電流・電圧の平滑という役
割を果たしている。負荷としてどのようなインピーダン
スとなるかで当然電源投入時の過渡応答現象は異なるが
Ｒ成分がそこそこあるのは自明のことである。そこから
推定すると振動的ふるまいとなり再度記述するが Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩＮ（ωｒｔ＋
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
抵抗で決定される。
【００３０】Ｅ；投入印加電圧、Ｖ２；過渡発生電圧で
ある。
ある。
【００３１】このように最初のＳＩＮ＝−１の時点で極
めて２×Ｅの電圧が発生する。それは当然欧州などの２
３０〜２４０Ｖ地域では負荷側にも過渡的に過大な電圧
を発生させることは自明である。そこで本発明では平滑
コンデンサ４の両端にサージアブソーバー１６として４
２０〜５１０Ｖ程度のバリスタ電圧をもったバリスタを
設けることによって、半導体スイッチング素子の耐圧６
００Ｖ以下の過渡電圧に抑制することが可能である。当
然ギャップ素子などのデバイスも有効であることは自明
である。
めて２×Ｅの電圧が発生する。それは当然欧州などの２
３０〜２４０Ｖ地域では負荷側にも過渡的に過大な電圧
を発生させることは自明である。そこで本発明では平滑
コンデンサ４の両端にサージアブソーバー１６として４
２０〜５１０Ｖ程度のバリスタ電圧をもったバリスタを
設けることによって、半導体スイッチング素子の耐圧６
００Ｖ以下の過渡電圧に抑制することが可能である。当
然ギャップ素子などのデバイスも有効であることは自明
である。
【００３２】（参考例１）
図４は本発明の参考例１の高周波加熱装置に用いるマグ
ネトロンを駆動するためのインバータ（電力変換装置）
の構成を示す回路図である。図１と符号及び機能を一に
する部分に関しては説明を割愛する。
ネトロンを駆動するためのインバータ（電力変換装置）
の構成を示す回路図である。図１と符号及び機能を一に
する部分に関しては説明を割愛する。
【００３３】図４に関してはサージアブソーバー１６を
第２の半導体スイッチング素子１４の両端に設けてい
る。まず各インダクタンス、キャパシタンス成分にエネ
ルギーが蓄えられていない状態を初期状態として電源を
投入したときを想定する。そのとき、電源投入位相角度
が電源ピーク付近では高電圧が発生することについては
既に述べた。まず第１のコンデンサ１１については当然
電荷が零のためその両端の電圧は０Ｖである。また第２
のコンデンサ１２に関しても同じことが言え両端の電圧
は０Ｖである。また電源投入直後第１の半導体スイッチ
ング素子１３はオフであるため、第２の半導体スイッチ
ング素子１４の両端に（２×Ｅ）の過大電圧が印加され
ることになる。その他の部品に関しては過大電圧は印加
されない。従ってサージアブソーバーの位置を第２の半
導体スイッチング素子１４の両端に設けても、実施例１
と同等の効果をえることができる。
第２の半導体スイッチング素子１４の両端に設けてい
る。まず各インダクタンス、キャパシタンス成分にエネ
ルギーが蓄えられていない状態を初期状態として電源を
投入したときを想定する。そのとき、電源投入位相角度
が電源ピーク付近では高電圧が発生することについては
既に述べた。まず第１のコンデンサ１１については当然
電荷が零のためその両端の電圧は０Ｖである。また第２
のコンデンサ１２に関しても同じことが言え両端の電圧
は０Ｖである。また電源投入直後第１の半導体スイッチ
ング素子１３はオフであるため、第２の半導体スイッチ
ング素子１４の両端に（２×Ｅ）の過大電圧が印加され
ることになる。その他の部品に関しては過大電圧は印加
されない。従ってサージアブソーバーの位置を第２の半
導体スイッチング素子１４の両端に設けても、実施例１
と同等の効果をえることができる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば商用電源を
ダイオードブリッジによって単方向電源に変換する単方
向電源部と、前記単方向電源を整流・平滑するチョーク
コイルと平滑コンデンサからなる整流フィルター後に低
耐圧の半導体スイッチング素子を設けてなる２００Ｖ系
のマグネトロン駆動用のインバータにおいて整流フィル
ター部の出力段にバリスタ電圧を持ったサージアブソー
バーを備えたものである。そのため、電源投入の位相角
が電源ピーク付近にきて過渡応答現象によって整流フィ
ルター部の出力が２倍の投入電圧が発生しても半導体ス
イッチング素子を保護することができ信頼性の高い高周
波加熱装置を提供することができる。
ダイオードブリッジによって単方向電源に変換する単方
向電源部と、前記単方向電源を整流・平滑するチョーク
コイルと平滑コンデンサからなる整流フィルター後に低
耐圧の半導体スイッチング素子を設けてなる２００Ｖ系
のマグネトロン駆動用のインバータにおいて整流フィル
ター部の出力段にバリスタ電圧を持ったサージアブソー
バーを備えたものである。そのため、電源投入の位相角
が電源ピーク付近にきて過渡応答現象によって整流フィ
ルター部の出力が２倍の投入電圧が発生しても半導体ス
イッチング素子を保護することができ信頼性の高い高周
波加熱装置を提供することができる。
【００３５】また、第２の半導体スイッチング素子の両
端にサージアブソーバーを設けることによっても同等の
効果をえることができる。
端にサージアブソーバーを設けることによっても同等の
効果をえることができる。
【図１】本発明の一実施例におけるインバータ電源装置
の要部回路図
の要部回路図
【図２】図１の回路動作について説明するための図で、
動作モードによって分類した動作説明図
動作モードによって分類した動作説明図
【図３】図１の構成要素の電圧・電流を示した波形図
【図４】本発明の参考例１におけるインバータ電源装置
の要部回路図
の要部回路図
【図５】本発明に先立って提案したインバータ電源装置
の要部回路図
の要部回路図
１ 商用電源
５ 整流フィルター部
６ インバータ部
１３ 第１の半導体スイッチング素子
１４ 第２の半導体スイッチング素子
７ リーケージトランス
１１ 第１のコンデンサ
１２ 第２のコンデンサ
２１ 高圧整流手段
１６ サージアブソーバ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 安井 健治
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電
器産業株式会社内
(56)参考文献 特開 平３−59989（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−45361（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−225089（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H05B 6/66
H05B 6/04
Claims (2)
- 【請求項１】 商用電源をダイオードブリッジによって
単方向電源に変換する単方向電源部と、前記単方向電源
を整流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサから
なる整流フィルター部と、前記整流フィルター部の単方
向電源を少なくとも一個の半導体スイッチング素子のオ
ン／オフで高周波交流電圧に変換するインバータ部を備
え、前記半導体スイッチング素子の過渡応答電圧を抑制
するべく前記整流フィルター部の出力にバリスタ電圧を
持ったサージアブソーバーを配し前記商用電源投入時発
生する過大電圧を吸収して前記半導体スイッチング素子
の破壊を防止することを特徴とする高周波加熱装置。 - 【請求項２】 商用電源をダイオードブリッジによって
単方向電源に変換する単方向電源部と、前記単方向電源
を整流・平滑するチョークコイルと平滑コンデンサから
なる整流フィルター部と、前記整流フィルター部の単方
向電源を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、前
記インバータ部に接続される第１の半導体スイッチング
素子と第２の半導体スイッチング素子と、各々を駆動す
る駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻き線に
接続される高圧整流手段と、前記高圧整流手段に接続さ
れるマグネトロンとを備え、前記インバータ部は前記リ
ーケージトランスに直列に接続された第１のコンデンサ
と、前記リーケージトランスと前記第１のコンデンサと
の直列回路に並列に配された第２のコンデンサ及び第１
の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッ
チング素子と前記第２のコンデンサ及び前記リーケージ
トランスと前記第１のコンデンサとの直列回路からなる
並列回路に直列に接続された第２の半導体スイッチング
素子からなり、前記半導体スイッチング素子の過渡応答
電圧を抑制するべく前記整流フィルター部の出力段には
バリスタ電圧を持ったサージアブソーバーを具備する構
成としたことを特徴とする高周波加熱装置。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29493898A JP3511912B2 (ja) | 1998-10-16 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
| CN99809379A CN1125578C (zh) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | 高频加热装置 |
| PCT/JP1999/004176 WO2000008898A2 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| US09/762,334 US6362463B1 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| KR10-2001-7001469A KR100387943B1 (ko) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | 고주파 가열장치 |
| AU49336/99A AU753821B2 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| EP99933244A EP1103163B1 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| DE69905375T DE69905375T2 (de) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | Hochfrequenzheizapparat |
| MYPI99003358A MY122062A (en) | 1998-08-06 | 1999-08-06 | High frequency heating apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29493898A JP3511912B2 (ja) | 1998-10-16 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000123964A JP2000123964A (ja) | 2000-04-28 |
| JP3511912B2 true JP3511912B2 (ja) | 2004-03-29 |
Family
ID=17814229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29493898A Expired - Fee Related JP3511912B2 (ja) | 1998-08-06 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3511912B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4765441B2 (ja) * | 2005-07-06 | 2011-09-07 | パナソニック株式会社 | 誘導加熱装置 |
-
1998
- 1998-10-16 JP JP29493898A patent/JP3511912B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000123964A (ja) | 2000-04-28 |
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