JP2000123964A - 高周波加熱装置 - Google Patents
高周波加熱装置Info
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- JP2000123964A JP2000123964A JP29493898A JP29493898A JP2000123964A JP 2000123964 A JP2000123964 A JP 2000123964A JP 29493898 A JP29493898 A JP 29493898A JP 29493898 A JP29493898 A JP 29493898A JP 2000123964 A JP2000123964 A JP 2000123964A
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- switching element
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- General Induction Heating (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は２００Ｖ電源におけるマグネトロン
駆動用インバータ電源において、半導体スイッチング素
子に低耐圧のＩＧＢＴを用いたものに関して商用電源投
入時に生じる過渡応答による過大電圧から低耐圧の半導
体スイッチング素子を保護することである。 【解決手段】 整流フィルター部５の出力段にサージ電
圧吸収用のサージアブソーバー１６を備える。過渡現象
的には比較的速やかに定常電圧まで収束するため、サー
ジアブソーバー１６に電流が流れて破壊することはな
い。
駆動用インバータ電源において、半導体スイッチング素
子に低耐圧のＩＧＢＴを用いたものに関して商用電源投
入時に生じる過渡応答による過大電圧から低耐圧の半導
体スイッチング素子を保護することである。 【解決手段】 整流フィルター部５の出力段にサージ電
圧吸収用のサージアブソーバー１６を備える。過渡現象
的には比較的速やかに定常電圧まで収束するため、サー
ジアブソーバー１６に電流が流れて破壊することはな
い。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明の技術分野は電子レン
ジなどのようにマグネトロンを用いて誘電加熱を行なう
高周波加熱装置で、とりわけ、商用電源を高周波高圧電
源に変換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装
置に関するものである。
ジなどのようにマグネトロンを用いて誘電加熱を行なう
高周波加熱装置で、とりわけ、商用電源を高周波高圧電
源に変換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来この商用電源を高周波高圧電源に変
換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装置に関
しては商用電源を１００Ｖとする１００Ｖ機器に関して
適用されているのがもっぱらであった。特開平５−１２
１１５９号公報には一般的にこのフィールドで使用され
ている単端型の１石式電圧共振インバータが開示されて
いる。このインバータ方式を２００Ｖ機器に適用する場
合、リーケージトランスの１次巻線がその電気回路定数
の設定上からインダクタンスを大きくせざるえおえな
い。すなわちトランスボビンの１次側巻線の巻き数が非
常に多くなりリーケージトランス自体が大型化すること
と、より高価な高耐圧（１２００〜１４００Ｖ）の半導
体スイッチング素子を使わざるをえず２００Ｖ系にこの
タイプの電子レンジ駆動用のインバータ電源を採用する
場合システムの大型化、高コスト化は避けることができ
ないという課題があった。
換してマグネトロンを駆動するインバータ電源装置に関
しては商用電源を１００Ｖとする１００Ｖ機器に関して
適用されているのがもっぱらであった。特開平５−１２
１１５９号公報には一般的にこのフィールドで使用され
ている単端型の１石式電圧共振インバータが開示されて
いる。このインバータ方式を２００Ｖ機器に適用する場
合、リーケージトランスの１次巻線がその電気回路定数
の設定上からインダクタンスを大きくせざるえおえな
い。すなわちトランスボビンの１次側巻線の巻き数が非
常に多くなりリーケージトランス自体が大型化すること
と、より高価な高耐圧（１２００〜１４００Ｖ）の半導
体スイッチング素子を使わざるをえず２００Ｖ系にこの
タイプの電子レンジ駆動用のインバータ電源を採用する
場合システムの大型化、高コスト化は避けることができ
ないという課題があった。
【０００３】しかし、昨今のパワーエレクトロニクスの
進化をもとに、本発明者らは検討を重ね、これらの課題
を解消する回路方式を本発明に先立って考えた。図５は
そのインバータ電源の主要回路図である。
進化をもとに、本発明者らは検討を重ね、これらの課題
を解消する回路方式を本発明に先立って考えた。図５は
そのインバータ電源の主要回路図である。
【０００４】商用電源１はダイオードブリッジ２によっ
て単方向電源に変換される。チョークコイル３と平滑コ
ンデンサ４からなるフィルター回路は電流・電圧の平滑
化及び半導体スイッチング素子で発生するノイズを除去
しかつ外部からのノイズの進入を阻止する働きがある。
このフィルター回路とダイオードブリッジ２から構成さ
れるのが整流フィルター部５である。
て単方向電源に変換される。チョークコイル３と平滑コ
ンデンサ４からなるフィルター回路は電流・電圧の平滑
化及び半導体スイッチング素子で発生するノイズを除去
しかつ外部からのノイズの進入を阻止する働きがある。
このフィルター回路とダイオードブリッジ２から構成さ
れるのが整流フィルター部５である。
【０００５】この整流フィルター部５でほぼ直流化され
た電圧は後段のインバータ部６によって高周波電力へと
変換される。リーケージインダクタンスをもつリーケー
ジトランス７は１次巻線８、２次巻線９、３次巻線１０
から構成されている。１次巻線８と直列に接続された第
１のコンデンサ１１と、その直列回路と並列に接続され
た第２のコンデンサ１２と、第１の半導体スイッチング
素子１３とから並列共振回路が構成される。その並列共
振回路と直列に第２の半導体スイッチング素子１４が接
続されている。半導体スイッチング素子は昨今駆動が低
電力で損失も少ないＩＧＢＴが主流となっている。この
半導体スイッチング素子を駆動制御するのがインバータ
制御回路１５である。
た電圧は後段のインバータ部６によって高周波電力へと
変換される。リーケージインダクタンスをもつリーケー
ジトランス７は１次巻線８、２次巻線９、３次巻線１０
から構成されている。１次巻線８と直列に接続された第
１のコンデンサ１１と、その直列回路と並列に接続され
た第２のコンデンサ１２と、第１の半導体スイッチング
素子１３とから並列共振回路が構成される。その並列共
振回路と直列に第２の半導体スイッチング素子１４が接
続されている。半導体スイッチング素子は昨今駆動が低
電力で損失も少ないＩＧＢＴが主流となっている。この
半導体スイッチング素子を駆動制御するのがインバータ
制御回路１５である。
【０００６】次に２００Ｖ系で前述したインバータの課
題（トランスの大型化、半導体スイッチング素子の高耐
圧化）をいかにして克服しているかを説明する。まず、
第１の半導体スイッチング素子１３がオンすると１次巻
線８の経路で流れる電流でリーケージトランス７のリー
ケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーは流れる
電流Ｉ、リーケージインダクタンスＬｓとすると１／２
・Ｌｓ・Ｉ２となる。このエネルギーと第１のコンデン
サ１１に蓄えられたエネルギーは第１のコンデンサ１
１、第１の半導体スイッチング素子１３からなる並列共
振回路で励振する。まず第１のコンデンサ１１が整流フ
ィルター部５の出力電圧Ｖ１まで電荷蓄積されると第１
の半導体スイッチング素子１３のダイオードに電流が流
れＶ１とダイオードの順方向電圧ＶＦ、すなわちＶＦを
Ｖ１に比べて十分小さいと考えれば第２の半導体スイッ
チング素子１４のコレクタ電圧は最大で電源電圧そこそ
この電圧にクランプされることになる。
題（トランスの大型化、半導体スイッチング素子の高耐
圧化）をいかにして克服しているかを説明する。まず、
第１の半導体スイッチング素子１３がオンすると１次巻
線８の経路で流れる電流でリーケージトランス７のリー
ケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーは流れる
電流Ｉ、リーケージインダクタンスＬｓとすると１／２
・Ｌｓ・Ｉ２となる。このエネルギーと第１のコンデン
サ１１に蓄えられたエネルギーは第１のコンデンサ１
１、第１の半導体スイッチング素子１３からなる並列共
振回路で励振する。まず第１のコンデンサ１１が整流フ
ィルター部５の出力電圧Ｖ１まで電荷蓄積されると第１
の半導体スイッチング素子１３のダイオードに電流が流
れＶ１とダイオードの順方向電圧ＶＦ、すなわちＶＦを
Ｖ１に比べて十分小さいと考えれば第２の半導体スイッ
チング素子１４のコレクタ電圧は最大で電源電圧そこそ
この電圧にクランプされることになる。
【０００７】その第１の半導体スイッチング素子１３の
ダイオードに電流が流れている間にインバータ制御回路
１５からはゲート信号（ＩＧＢＴのオン指令信号）が出
てトランジスタは導通する。逆に共振現象によって電流
方向が逆転するとこのトランジスタを通じて電流がなが
れるので同じく第２の半導体スイッチング素子１４のコ
レクタ電圧は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプ
されることになる。したがって第２の半導体スイッチン
グ素子１４は６００Ｖクラスのスイッチング素子でまか
なえる。
ダイオードに電流が流れている間にインバータ制御回路
１５からはゲート信号（ＩＧＢＴのオン指令信号）が出
てトランジスタは導通する。逆に共振現象によって電流
方向が逆転するとこのトランジスタを通じて電流がなが
れるので同じく第２の半導体スイッチング素子１４のコ
レクタ電圧は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプ
されることになる。したがって第２の半導体スイッチン
グ素子１４は６００Ｖクラスのスイッチング素子でまか
なえる。
【０００８】一方、第１の半導体スイッチング素子１３
に関しても同様に第２の半導体スイッチング素子１４オ
ン時は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプされる
ことになり、やはり６００Ｖクラスのスイッチング素子
でまかなえる。単端型の１石式電圧共振インバータであ
れば少なくともスイッチング素子には１２００〜１３０
０Ｖの耐圧が必要と思われることからすると飛躍的に電
圧責務を軽減している。 また第１のコンデンサ１１に
はＤＣの電荷が蓄積され電圧Ｖｓがオフセットされてい
るためリーケージトランス７の１次巻線８に印加される
電圧は電圧Ｖｓの設定いかんによっては１００Ｖ系と同
等電圧を印加することができる。その結果１次巻線８の
インダクタンスは小さく設計できトランスは１００Ｖ系
と同等の小型化が実現できる。
に関しても同様に第２の半導体スイッチング素子１４オ
ン時は最大で電源電圧そこそこの電圧にクランプされる
ことになり、やはり６００Ｖクラスのスイッチング素子
でまかなえる。単端型の１石式電圧共振インバータであ
れば少なくともスイッチング素子には１２００〜１３０
０Ｖの耐圧が必要と思われることからすると飛躍的に電
圧責務を軽減している。 また第１のコンデンサ１１に
はＤＣの電荷が蓄積され電圧Ｖｓがオフセットされてい
るためリーケージトランス７の１次巻線８に印加される
電圧は電圧Ｖｓの設定いかんによっては１００Ｖ系と同
等電圧を印加することができる。その結果１次巻線８の
インダクタンスは小さく設計できトランスは１００Ｖ系
と同等の小型化が実現できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の２００Ｖ系のインバータ電源においてはチョー
クコイル３と平滑コンデンサ４からなるフィルター回路
の過渡現象の関係で電源投入時位相角（ピーク位相）に
よっては過大な電圧が平滑コンデンサ４すなわち整流フ
ィルター部５の出力に発生することになる。
た従来の２００Ｖ系のインバータ電源においてはチョー
クコイル３と平滑コンデンサ４からなるフィルター回路
の過渡現象の関係で電源投入時位相角（ピーク位相）に
よっては過大な電圧が平滑コンデンサ４すなわち整流フ
ィルター部５の出力に発生することになる。
【００１０】一般に、インダクタンス、キャパシタンス
にエネルギーが蓄積されていない状態で負荷回路が接続
されたフィルター回路に電圧Ｅが印加されると平滑コン
デンサ４の出力電圧Ｖ２は以下のようになる。
にエネルギーが蓄積されていない状態で負荷回路が接続
されたフィルター回路に電圧Ｅが印加されると平滑コン
デンサ４の出力電圧Ｖ２は以下のようになる。
【００１１】Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩ
Ｎ（ωｒｔ＋φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
レジスタンスできまる。 従って各周波数ωｒは一般的
に非常に高いので電源投入後ほぼ寸時（ＥＸＰ項で減衰
する前）にＳＩＮが−１、すなわちほぼ２Ｅの電圧が過
渡的に発生する。例えばヨーロッパのある国であれば電
源事情として２４０Ｖ配線である場合、そのピーク電圧
は２Ｅになると６７８Ｖの電圧となり、電源ピーク位相
でインバータ電源に電圧が投入されると６００Ｖの耐圧
を軽く軽く超える電圧が発生しスイッチング素子の耐圧
破壊を引き起こすという問題を有していた。
Ｎ（ωｒｔ＋φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
レジスタンスできまる。 従って各周波数ωｒは一般的
に非常に高いので電源投入後ほぼ寸時（ＥＸＰ項で減衰
する前）にＳＩＮが−１、すなわちほぼ２Ｅの電圧が過
渡的に発生する。例えばヨーロッパのある国であれば電
源事情として２４０Ｖ配線である場合、そのピーク電圧
は２Ｅになると６７８Ｖの電圧となり、電源ピーク位相
でインバータ電源に電圧が投入されると６００Ｖの耐圧
を軽く軽く超える電圧が発生しスイッチング素子の耐圧
破壊を引き起こすという問題を有していた。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために整流フィルター部の出力段にサージアブソー
バーを備えたものである。
するために整流フィルター部の出力段にサージアブソー
バーを備えたものである。
【００１４】上記発明によれば、インバータ電源への電
源投入位相角がピーク付近と合致して、過渡応答現象に
よって万一電源電圧の約２倍の電圧が発生してパワー半
導体素子から成るスイッチング素子の耐圧を超過しても
サージアブソーバーが過大電圧を吸収し耐圧破壊にいた
るような電圧の発生を抑制するため過圧電圧破壊からス
イッチング素子を保護し信頼性、品質を確保することが
できる。また過渡応答的にみても使用しているキャパシ
タンス、インダクタンスからすると比較的速やかに定常
電圧に収束するのでサージアブソーバーに過電流が流れ
て破壊することはない。
源投入位相角がピーク付近と合致して、過渡応答現象に
よって万一電源電圧の約２倍の電圧が発生してパワー半
導体素子から成るスイッチング素子の耐圧を超過しても
サージアブソーバーが過大電圧を吸収し耐圧破壊にいた
るような電圧の発生を抑制するため過圧電圧破壊からス
イッチング素子を保護し信頼性、品質を確保することが
できる。また過渡応答的にみても使用しているキャパシ
タンス、インダクタンスからすると比較的速やかに定常
電圧に収束するのでサージアブソーバーに過電流が流れ
て破壊することはない。
【００１５】
【発明の実施の形態】商用電源を単方向電源に変換する
単方向電源部と、単方向電源を整流・平滑する整流フィ
ルター部と、整流フィルター部の単方向電源を高周波交
流電圧に変換するインバータ部と、インバータ部に接続
される第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体ス
イッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、リーケ
ージトランスの２次巻き線に接続される高圧整流手段
と、高圧整流手段に接続されるマグネトロンとよりな
り、インバータ部はリーケージトランスに直列に接続さ
れた第１のコンデンサと、リーケージトランスと第１の
コンデンサとの直列回路に並列に配された第２のコンデ
ンサ及び第１の半導体スイッチング素子と、第１の半導
体スイッチング素子と第２のコンデンサ及びリーケージ
トランスと第１のコンデンサとの直列回路からなる並列
回路に直列に接続された第２の半導体スイッチング素子
からなり、整流フィルター部の出力段にはサージアブソ
ーバーを有するものである。
単方向電源部と、単方向電源を整流・平滑する整流フィ
ルター部と、整流フィルター部の単方向電源を高周波交
流電圧に変換するインバータ部と、インバータ部に接続
される第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体ス
イッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、リーケ
ージトランスの２次巻き線に接続される高圧整流手段
と、高圧整流手段に接続されるマグネトロンとよりな
り、インバータ部はリーケージトランスに直列に接続さ
れた第１のコンデンサと、リーケージトランスと第１の
コンデンサとの直列回路に並列に配された第２のコンデ
ンサ及び第１の半導体スイッチング素子と、第１の半導
体スイッチング素子と第２のコンデンサ及びリーケージ
トランスと第１のコンデンサとの直列回路からなる並列
回路に直列に接続された第２の半導体スイッチング素子
からなり、整流フィルター部の出力段にはサージアブソ
ーバーを有するものである。
【００１６】そして、サージアブソーバーが電源ピーク
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧を吸収して半
導体スイッチング素子の耐圧以下の電圧に抑制するた
め、半導体スイッチング素子を過電圧破壊から保護する
ことができる。
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧を吸収して半
導体スイッチング素子の耐圧以下の電圧に抑制するた
め、半導体スイッチング素子を過電圧破壊から保護する
ことができる。
【００１７】また、商用電源を単方向電源に変換する単
方向電源部と、単方向電源を整流・平滑する整流フィル
ター部と、整流フィルター部の単方向電源を高周波交流
電圧に変換するインバータ部と、インバータ部に接続さ
れる第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイ
ッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、リーケー
ジトランスの２次巻き線に接続される高圧整流手段と、
高圧整流手段に接続されるマグネトロンとよりなり、イ
ンバータ部はリーケージトランスに直列に接続された第
１のコンデンサと、リーケージトランスと第１のコンデ
ンサとの直列回路に並列に配された第２のコンデンサ及
び第１の半導体スイッチング素子と、第１の半導体スイ
ッチング素子と第２のコンデンサ及びリーケージトラン
スと第１のコンデンサとの直列回路からなる並列回路に
直列に接続された第２の半導体スイッチング素子からな
り、第２の半導体スイッチング素子の両端にサージアブ
ソーバーを有するものである。
方向電源部と、単方向電源を整流・平滑する整流フィル
ター部と、整流フィルター部の単方向電源を高周波交流
電圧に変換するインバータ部と、インバータ部に接続さ
れる第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイ
ッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、リーケー
ジトランスの２次巻き線に接続される高圧整流手段と、
高圧整流手段に接続されるマグネトロンとよりなり、イ
ンバータ部はリーケージトランスに直列に接続された第
１のコンデンサと、リーケージトランスと第１のコンデ
ンサとの直列回路に並列に配された第２のコンデンサ及
び第１の半導体スイッチング素子と、第１の半導体スイ
ッチング素子と第２のコンデンサ及びリーケージトラン
スと第１のコンデンサとの直列回路からなる並列回路に
直列に接続された第２の半導体スイッチング素子からな
り、第２の半導体スイッチング素子の両端にサージアブ
ソーバーを有するものである。
【００１８】そして、サージアブソーバーが電源ピーク
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧が第２の半導
体スイッチング素子に印加されるのを吸収して耐圧以下
の電圧に抑制するため、半導体スイッチング素子を過電
圧破壊から保護することができる。
付近で電源投入されたとしても、過渡応答現象によって
生じる電源ピーク電圧の約２倍の発生電圧が第２の半導
体スイッチング素子に印加されるのを吸収して耐圧以下
の電圧に抑制するため、半導体スイッチング素子を過電
圧破壊から保護することができる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。
【００２０】（実施例１）商用電源を単方向電源に変換
する単方向電源部と、前記単方向電源を整流・平滑する
整流フィルター部を備え、その後段に低耐圧の半導体ス
イッチング素子を備えたインバータ部を有する高周波加
熱装置の場合、整流フィルター部の過渡応答現象の関係
で電源投入時の電圧に対して約２倍の電圧がインバータ
部に印加される。特に２４０Ｖ配線の場合、最高で６５
０Ｖを超える電圧が発生し、６００Ｖクラスの耐圧の半
導体スイッチング素子を備えたインバータ部であれば半
導体スイッチング素子を耐圧破壊させてしまう。しか
し、整流フィルター部とインバータ部の間にサージアブ
ソーバーを備えることによって、過大電圧を吸収するこ
とができ半導体スイッチング素子の破壊を防止しするこ
とができる。
する単方向電源部と、前記単方向電源を整流・平滑する
整流フィルター部を備え、その後段に低耐圧の半導体ス
イッチング素子を備えたインバータ部を有する高周波加
熱装置の場合、整流フィルター部の過渡応答現象の関係
で電源投入時の電圧に対して約２倍の電圧がインバータ
部に印加される。特に２４０Ｖ配線の場合、最高で６５
０Ｖを超える電圧が発生し、６００Ｖクラスの耐圧の半
導体スイッチング素子を備えたインバータ部であれば半
導体スイッチング素子を耐圧破壊させてしまう。しか
し、整流フィルター部とインバータ部の間にサージアブ
ソーバーを備えることによって、過大電圧を吸収するこ
とができ半導体スイッチング素子の破壊を防止しするこ
とができる。
【００２１】（実施例２）図１は本発明の実施例２の高
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動するためのイ
ンバータ（電力変換装置）の構成を示す回路図である。
実施例２における高周波過熱装置は直流電圧を供給する
ダイオードブリッジ２、チョークコイル３、平滑コンデ
ンサ４からなる整流フィルター回路２とサージアブソー
バー１６とリーケージトランス７と第１のコンデンサ１
１、１次巻線８、第２のコンデンサ１２、第１の半導体
スイッチング素子１３からなるインバータ部６と高圧ダ
イオード１７，１８、高圧コンデンサ１９，２０からな
る高圧整流手段２１、インバータ制御回路１５、サージ
アブソーバー１６からなる。
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動するためのイ
ンバータ（電力変換装置）の構成を示す回路図である。
実施例２における高周波過熱装置は直流電圧を供給する
ダイオードブリッジ２、チョークコイル３、平滑コンデ
ンサ４からなる整流フィルター回路２とサージアブソー
バー１６とリーケージトランス７と第１のコンデンサ１
１、１次巻線８、第２のコンデンサ１２、第１の半導体
スイッチング素子１３からなるインバータ部６と高圧ダ
イオード１７，１８、高圧コンデンサ１９，２０からな
る高圧整流手段２１、インバータ制御回路１５、サージ
アブソーバー１６からなる。
【００２２】リーケージトランス７の３次巻線１０はサ
ージアブソーバー１６のカソードに電力を供給して加熱
し電子のエミッションを促進する。２次巻線９に発生し
た電圧は高圧整流手段２１によって全波倍電圧整流され
マグネトロン２２のアノード−カソード間に高圧を印加
しサージアブソーバー１６を発振させマイクロ波を食品
に照射し誘電加熱する。
ージアブソーバー１６のカソードに電力を供給して加熱
し電子のエミッションを促進する。２次巻線９に発生し
た電圧は高圧整流手段２１によって全波倍電圧整流され
マグネトロン２２のアノード−カソード間に高圧を印加
しサージアブソーバー１６を発振させマイクロ波を食品
に照射し誘電加熱する。
【００２３】第１の半導体スイッチング素子１３と第２
の半導体スイッチング素子１４はＩＧＢＴとそれに並列
に接続されるファーストリカバリーダイオードから構成
されている。
の半導体スイッチング素子１４はＩＧＢＴとそれに並列
に接続されるファーストリカバリーダイオードから構成
されている。
【００２４】インバータ制御回路１５はその内部に第１
の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体スイッチ
ング素子１４の駆動信号をつくるための発振部を有し、
この発振部で所定周波数と所定デューティー比の駆動信
号を第１の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体
スイッチング素子１４に与えて動作させている。第２の
半導体スイッチング素子１４には第１の半導体スイッチ
ング素子の信号を反転し各々の信号が重ならないように
適度の遅延時間を設けている。
の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体スイッチ
ング素子１４の駆動信号をつくるための発振部を有し、
この発振部で所定周波数と所定デューティー比の駆動信
号を第１の半導体スイッチング素子１３と第２の半導体
スイッチング素子１４に与えて動作させている。第２の
半導体スイッチング素子１４には第１の半導体スイッチ
ング素子の信号を反転し各々の信号が重ならないように
適度の遅延時間を設けている。
【００２５】図１の回路の動作は図２に示されるモード
に分けることができる。この回路動作を図２と半導体ス
イッチング素子の電圧電流波形図を示した図３を参照し
て説明する。
に分けることができる。この回路動作を図２と半導体ス
イッチング素子の電圧電流波形図を示した図３を参照し
て説明する。
【００２６】モード１は第２導体スイッチング素子１４
に駆動信号が与えられる。このとき電流は整流フィルタ
ー部５からリーケージトランス７の１次巻線８と第１の
コンデンサ１１を通って流れる。モード２では第２導体
スイッチング素子７がオフし、１次巻線８と第１のコン
デンサ１１を通って流れていた電流は第２のコンデンサ
１２に向かって流れ第２の半導体スイッチング素子１４
のコレクタ電圧は上昇していく。モード３では第１のコ
ンデンサ１１の電圧がＶＤＣから０Ｖに達して、第１の
半導体スイッチング素子１３のダイオードをターンオン
して電流が流れ出す。モード４では共振により１次巻線
８と第１のコンデンサ１１を通って流れていた電流が反
転し第１の半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴに電
流が流れる。従ってこの事象以前に第１の半導体スイッ
チング素子１３はオンしている必要がある。モード２、
３、４の期間は第１のコンデンサ１１の電圧は整流フィ
ルター部５の出力ＶＤＣと同等となる。モード５では第
１の半導体スイッチング素子１３がオフし、１次巻線８
と第１のコンデンサ１１に流れていた電流は第２のコン
デンサ１２に向かって流入しその電圧は速やかにＶＤＣ
まで上昇する。モード６では第１のコンデンサ１１はＶ
ＤＣに達して、第２の半導体スイッチング素子１４を構
成するダイオードがターンオンする。共振により１次巻
線８と第１のコンデンサ１１に流れていた電流の向きが
反転すると今度はＩＧＢＴに電流が流れだす。従ってこ
の事象以前に第２の半導体スイッチング素子１４はオン
している必要があり、これがモード１となる。
に駆動信号が与えられる。このとき電流は整流フィルタ
ー部５からリーケージトランス７の１次巻線８と第１の
コンデンサ１１を通って流れる。モード２では第２導体
スイッチング素子７がオフし、１次巻線８と第１のコン
デンサ１１を通って流れていた電流は第２のコンデンサ
１２に向かって流れ第２の半導体スイッチング素子１４
のコレクタ電圧は上昇していく。モード３では第１のコ
ンデンサ１１の電圧がＶＤＣから０Ｖに達して、第１の
半導体スイッチング素子１３のダイオードをターンオン
して電流が流れ出す。モード４では共振により１次巻線
８と第１のコンデンサ１１を通って流れていた電流が反
転し第１の半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴに電
流が流れる。従ってこの事象以前に第１の半導体スイッ
チング素子１３はオンしている必要がある。モード２、
３、４の期間は第１のコンデンサ１１の電圧は整流フィ
ルター部５の出力ＶＤＣと同等となる。モード５では第
１の半導体スイッチング素子１３がオフし、１次巻線８
と第１のコンデンサ１１に流れていた電流は第２のコン
デンサ１２に向かって流入しその電圧は速やかにＶＤＣ
まで上昇する。モード６では第１のコンデンサ１１はＶ
ＤＣに達して、第２の半導体スイッチング素子１４を構
成するダイオードがターンオンする。共振により１次巻
線８と第１のコンデンサ１１に流れていた電流の向きが
反転すると今度はＩＧＢＴに電流が流れだす。従ってこ
の事象以前に第２の半導体スイッチング素子１４はオン
している必要があり、これがモード１となる。
【００２７】このように本回路構成では半導体スイッチ
ング素子にかかる電圧はＶＤＣとすることができ、発生
電圧はほぼ電源電圧のピーク値に匹敵する。従ってＩＧ
ＢＴも単端型１石式電圧共振電圧の約半分の電圧で使用
できモータなどで広く採用されている６００Ｖ耐圧クラ
スの半導体スイッチング素子でまかなうことができ、経
済的効果は大きい。
ング素子にかかる電圧はＶＤＣとすることができ、発生
電圧はほぼ電源電圧のピーク値に匹敵する。従ってＩＧ
ＢＴも単端型１石式電圧共振電圧の約半分の電圧で使用
できモータなどで広く採用されている６００Ｖ耐圧クラ
スの半導体スイッチング素子でまかなうことができ、経
済的効果は大きい。
【００２８】モード２とモード５は１次巻線８からの電
流が第１のコンデンサ１１と第２コンデンサ１２に流れ
る共振期間である。第１のコンデンサ１１の容量値は第
２コンデンサ１２の容量値に対して約１／２０〜１／３
０の値に設定しているので合成容量はほぼ第１のコンデ
ンサ１１の容量値となりかなり小さい。ここでは１次巻
線８とこの合成容量で電圧の変化が生じるがある時定数
をもって、しかも速やかに変化するようになっており、
半導体スイッチング素子には極力スイッチングロスを生
じさせない構成となっている。また第１のコンデンサ１
１の電圧も比較的大きな容量値を選択することによって
リップルを低減した直流電圧に近い電圧を発生させるこ
とができ、２００Ｖ系にもかかわらず１００Ｖ系にきわ
めて近い入力電圧を１次巻線８に印加することが可能と
なり、１次巻線８のインダクタンス（巻線量）を落と
せ、ひいてはトランスの小型化、低コスト化に貢献す
る。
流が第１のコンデンサ１１と第２コンデンサ１２に流れ
る共振期間である。第１のコンデンサ１１の容量値は第
２コンデンサ１２の容量値に対して約１／２０〜１／３
０の値に設定しているので合成容量はほぼ第１のコンデ
ンサ１１の容量値となりかなり小さい。ここでは１次巻
線８とこの合成容量で電圧の変化が生じるがある時定数
をもって、しかも速やかに変化するようになっており、
半導体スイッチング素子には極力スイッチングロスを生
じさせない構成となっている。また第１のコンデンサ１
１の電圧も比較的大きな容量値を選択することによって
リップルを低減した直流電圧に近い電圧を発生させるこ
とができ、２００Ｖ系にもかかわらず１００Ｖ系にきわ
めて近い入力電圧を１次巻線８に印加することが可能と
なり、１次巻線８のインダクタンス（巻線量）を落と
せ、ひいてはトランスの小型化、低コスト化に貢献す
る。
【００２９】ここで、図１に戻るが直流電源をインバー
タ部６に供給する整流フィルター部５は商用電源１をダ
イオードブリッジ２で全波整流機能をもち、チョークコ
イル３と平滑コンデンサ４で電流・電圧の平滑という役
割を果たしている。負荷としてどのようなインピーダン
スとなるかで当然電源投入時の過渡応答現象は異なるが
Ｒ成分がそこそこあるのは自明のことである。そこから
推定すると振動的ふるまいとなり再度記述するが Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩＮ（ωｒｔ＋
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
抵抗で決定される。
タ部６に供給する整流フィルター部５は商用電源１をダ
イオードブリッジ２で全波整流機能をもち、チョークコ
イル３と平滑コンデンサ４で電流・電圧の平滑という役
割を果たしている。負荷としてどのようなインピーダン
スとなるかで当然電源投入時の過渡応答現象は異なるが
Ｒ成分がそこそこあるのは自明のことである。そこから
推定すると振動的ふるまいとなり再度記述するが Ｖ２＝Ｅ ｛１−ＥＸＰ（−ｔ／τ）ＳＩＮ（ωｒｔ＋
φ） τ、ωｒ、φはインダクタンス、キャパシタンス、負荷
抵抗で決定される。
【００３０】Ｅ；投入印加電圧、Ｖ２；過渡発生電圧で
ある。 このように最初のＳＩＮ＝−１の時点で極めて２×Ｅの
電圧が発生する。それは当然欧州などの２３０〜２４０
Ｖ地域では負荷側にも過渡的に過大な電圧を発生させる
ことは自明である。そこで本発明では平滑コンデンサ４
の両端にサージアブソーバー１６として４２０〜５１０
Ｖ程度のバリスタ電圧をもったバリスタを設けることに
よって、半導体スイッチング素子の耐圧６００Ｖ以下の
過渡電圧に抑制することが可能である。当然ギャップ素
子などのデバイスも有効であることは自明である。
ある。 このように最初のＳＩＮ＝−１の時点で極めて２×Ｅの
電圧が発生する。それは当然欧州などの２３０〜２４０
Ｖ地域では負荷側にも過渡的に過大な電圧を発生させる
ことは自明である。そこで本発明では平滑コンデンサ４
の両端にサージアブソーバー１６として４２０〜５１０
Ｖ程度のバリスタ電圧をもったバリスタを設けることに
よって、半導体スイッチング素子の耐圧６００Ｖ以下の
過渡電圧に抑制することが可能である。当然ギャップ素
子などのデバイスも有効であることは自明である。
【００３１】（実施例３）図４は本発明の実施例３の高
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動するためのイ
ンバータ（電力変換装置）の構成を示す回路図である。
図１と符号及び機能を一にする部分に関しては説明を割
愛する。
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動するためのイ
ンバータ（電力変換装置）の構成を示す回路図である。
図１と符号及び機能を一にする部分に関しては説明を割
愛する。
【００３２】図４に関してはサージアブソーバー１６を
第２の半導体スイッチング素子１４の両端に設けてい
る。まず各インダクタンス、キャパシタンス成分にエネ
ルギーが蓄えられていない状態を初期状態として電源を
投入したときを想定する。そのとき、電源投入位相角度
が電源ピーク付近では高電圧が発生することについては
既に述べた。まず第１のコンデンサ１１については当然
電荷が零のためその両端の電圧は０Ｖである。また第２
のコンデンサ１２に関しても同じことが言え両端の電圧
は０Ｖである。また電源投入直後第１の半導体スイッチ
ング素子１３はオフであるため、第２の半導体スイッチ
ング素子１４の両端に（２×Ｅ）の過大電圧が印加され
ることになる。その他の部品に関しては過大電圧は印加
されない。従ってサージアブソーバーの位置を第２の半
導体スイッチング素子１４の両端に設けても、実施例１
と同等の効果をえることができる。
第２の半導体スイッチング素子１４の両端に設けてい
る。まず各インダクタンス、キャパシタンス成分にエネ
ルギーが蓄えられていない状態を初期状態として電源を
投入したときを想定する。そのとき、電源投入位相角度
が電源ピーク付近では高電圧が発生することについては
既に述べた。まず第１のコンデンサ１１については当然
電荷が零のためその両端の電圧は０Ｖである。また第２
のコンデンサ１２に関しても同じことが言え両端の電圧
は０Ｖである。また電源投入直後第１の半導体スイッチ
ング素子１３はオフであるため、第２の半導体スイッチ
ング素子１４の両端に（２×Ｅ）の過大電圧が印加され
ることになる。その他の部品に関しては過大電圧は印加
されない。従ってサージアブソーバーの位置を第２の半
導体スイッチング素子１４の両端に設けても、実施例１
と同等の効果をえることができる。
【００３３】
【発明の効果】以上のように本発明によれば整流フィル
ター後に低耐圧の半導体スイッチング素子を設けてなる
２００Ｖ系のマグネトロン駆動用のインバータにおいて
整流フィルター部の出力段にサージアブソーバーを備え
たものである。そのため、電源投入の位相角が電源ピー
ク付近にきて過渡応答現象によって整流フィルター部の
出力が２倍の投入電圧が発生しても半導体スイッチング
素子を保護することができ信頼性の高い高周波加熱装置
を提供することができる。
ター後に低耐圧の半導体スイッチング素子を設けてなる
２００Ｖ系のマグネトロン駆動用のインバータにおいて
整流フィルター部の出力段にサージアブソーバーを備え
たものである。そのため、電源投入の位相角が電源ピー
ク付近にきて過渡応答現象によって整流フィルター部の
出力が２倍の投入電圧が発生しても半導体スイッチング
素子を保護することができ信頼性の高い高周波加熱装置
を提供することができる。
【００３４】また、第２の半導体スイッチング素子の両
端にサージアブソーバーを設けることによっても同等の
効果をえることができる。
端にサージアブソーバーを設けることによっても同等の
効果をえることができる。
【図１】本発明の一実施例におけるインバータ電源装置
の要部回路図
の要部回路図
【図２】図１の回路動作について説明するための図で、
動作モードによって分類した動作説明図
動作モードによって分類した動作説明図
【図３】図１の構成要素の電圧・電流を示した波形図
【図４】本発明の他の実施例におけるインバータ電源装
置の要部回路図
置の要部回路図
【図５】本発明に先立って提案したインバータ電源装置
の要部回路図
の要部回路図
１ 商用電源 ５ 整流フィルター部 ６ インバータ部 １３ 第１の半導体スイッチング素子 １４ 第２の半導体スイッチング素子 ７ リーケージトランス １１ 第１のコンデンサ １２ 第２のコンデンサ ２１ 高圧整流手段 １６ サージアブソーバ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 別荘 大介 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 3K059 AA03 AD25 AD26 AD30 AD34 CD14 3K086 AA05 BA08 CD15 DB03 DB15 EA08
Claims (3)
- 【請求項１】商用電源を単方向電源に変換する単方向電
源部と、前記単方向電源を整流・平滑する整流フィルタ
ー部と、前記整流フィルター部の単方向電源を少なくと
も一個の半導体スイッチング素子のオン／オフで高周波
交流電圧に変換するインバータ部を備え、前記整流フィ
ルター部の出力にサージアブソーバーを配し前記商用電
源投入時発生する過大電圧を吸収して前記半導体スイッ
チング素子の破壊を防止することを特徴とする高周波加
熱装置。 - 【請求項２】商用電源を単方向電源に変換する単方向電
源部と、前記単方向電源を整流・平滑する整流フィルタ
ー部と、前記整流フィルター部の単方向電源を高周波交
流電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部に
接続される第１の半導体スイッチング素子と第２の半導
体スイッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、前
記リーケージトランスの２次巻き線に接続される高圧整
流手段と、前記高圧整流手段に接続されるマグネトロン
とを備え、前記インバータ部は前記リーケージトランス
に直列に接続された第１のコンデンサと、前記リーケー
ジトランスと前記第１のコンデンサとの直列回路に並列
に配された第２のコンデンサ及び第１の半導体スイッチ
ング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記
第２のコンデンサ及び前記リーケージトランスと前記第
１のコンデンサとの直列回路からなる並列回路に直列に
接続された第２の半導体スイッチング素子からなり、前
記整流フィルター部の出力段にはサージアブソーバーを
具備する構成としたことを特徴とする高周波加熱装置。 - 【請求項３】商用電源を単方向電源に変換する単方向電
源部と、前記単方向電源を整流・平滑する整流フィルタ
ー部と、前記整流フィルター部の単方向電源を高周波交
流電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部に
接続される第１の半導体スイッチング素子と第２の半導
体スイッチング素子と、各々を駆動する駆動手段と、前
記リーケージトランスの２次巻き線に接続される高圧整
流手段と、前記高圧整流手段に接続されるマグネトロン
とよりなり、前記インバータ部は前記リーケージトラン
スに直列に接続された第１のコンデンサと、前記リーケ
ージトランスと前記第１のコンデンサとの直列回路に並
列に配された第２のコンデンサ及び第１の半導体スイッ
チング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と前
記第２のコンデンサ及び前記リーケージトランスと前記
第１のコンデンサとの直列回路からなる並列回路に直列
に接続された第２の半導体スイッチング素子からなり、
前記第２の半導体スイッチング素子の両端にサージアブ
ソーバーを具備したことを特徴とする高周波加熱装置。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29493898A JP3511912B2 (ja) | 1998-10-16 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
| CN99809379A CN1125578C (zh) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | 高频加热装置 |
| US09/762,334 US6362463B1 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| KR10-2001-7001469A KR100387943B1 (ko) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | 고주파 가열장치 |
| AU49336/99A AU753821B2 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| EP99933244A EP1103163B1 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| PCT/JP1999/004176 WO2000008898A2 (en) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | High frequency heating apparatus |
| DE69905375T DE69905375T2 (de) | 1998-08-06 | 1999-08-02 | Hochfrequenzheizapparat |
| MYPI99003358A MY122062A (en) | 1998-08-06 | 1999-08-06 | High frequency heating apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29493898A JP3511912B2 (ja) | 1998-10-16 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000123964A true JP2000123964A (ja) | 2000-04-28 |
| JP3511912B2 JP3511912B2 (ja) | 2004-03-29 |
Family
ID=17814229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29493898A Expired - Fee Related JP3511912B2 (ja) | 1998-08-06 | 1998-10-16 | 高周波加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3511912B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007018789A (ja) * | 2005-07-06 | 2007-01-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱装置 |
-
1998
- 1998-10-16 JP JP29493898A patent/JP3511912B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007018789A (ja) * | 2005-07-06 | 2007-01-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3511912B2 (ja) | 2004-03-29 |
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