JP2001095243A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無負荷時における直流入力電圧の上昇を抑
え、一次側の平滑コンデンサの耐圧向上を不要とする。 【解決手段】 複合共振形コンバータの力率改善回路１
０として磁気結合トランスＭＣＴを備える。そして、こ
の磁気結合トランスＭＣＴにより一次側スイッチング出
力を整流電流経路に電力帰還することで、高速リカバリ
型ダイオードＤ2により整流電流を断続させて力率改善
を図るようにするが、磁気結合トランスＭＣＴにおいて
は、二次巻線Ｎｓに対して第２並列共振コンデンサＣｒ
1を並列に接続して、高速リカバリ型ダイオードＤ2が導
通しない期間にも並列共振電流が平滑コンデンサに充電
されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図６は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除
去するノイズフィルタとしてコモンモードチョークコイ
ルＣＭＣとアクロスコンデンサＣL が設けられている。
交流電源ＡＣは、４本のダイオードからなるブリッジ整
流回路Ｄｉ により全波整流され、その整流出力は力率
改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され
る。なお、力率改善回路２０の構成及びその動作につい
ては後述する。

【０００５】この図において、電圧共振形のスイッチン
グコンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジス
タとしてのスイッチング素子Ｑ1 を１石備えた構成とさ
れる。つまり、いわゆるシングルエンド方式とされる。
このスイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を
介して平滑コンデンサＣｉの正極側に接続されて、起動
時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにし
ている。また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、スイ
ッチング駆動回路部２に対しても接続される。スイッチ
ング駆動回路部２は、スイッチング素子Ｑ1を自励発振
式により駆動するための自励発振駆動回路系と、この自
励発振駆動回路系における発振周波数（つまりスイッチ
ング周波数）を可変して定電圧化を図るためのするため
のスイッチング周波数制御系とを備えて構成される。こ
のようなスイッチング駆動回路部２の具体的構成として
は、先に本出願人が出願した各種電源回路にみられるよ
うに、例えば、上記自励発振駆動回路系は、駆動巻線と
共振用コンデンサからなる共振回路と、上記駆動巻線に
交番電圧を伝達する検出巻線により形成される。検出巻
線は、例えばここでは図示していないが実際には一次巻
線Ｎ1に対して直列に接続される。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1は、この自励発振駆動回路の共振回路の共振
出力によってスイッチング駆動されるものであり、この
共振周波数がスイッチング周波数となる。そして、スイ
ッチング周波数制御系としては、この共振周波数を可変
するための構成が採られる。このためには、例えば上記
駆動巻線のインダクタンスを可変する制御トランスＰＲ
Ｔが備えられる。この制御トランスＰＲＴは、例えば上
記駆動巻線と検出巻線をトランス結合した上で、この駆
動巻線と検出巻線とその巻回方向が同一とならないよう
にして巻装された制御巻線が巻装された構造とされる。
制御巻線に対しては、制御回路１から出力される直流の
制御電流が供給される。

【０００６】制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ
に応じたレベルの制御電流を上記制御巻線に対して出力
するようにされる。制御トランスＰＲＴでは、制御巻線
に流れる制御電流レベルに応じて、駆動巻線のインダク
タンスを可変するようにされる。駆動巻線のインダクタ
ンスが変化すれば、自励発振駆動回路系の共振周波数、
つまり、スイッチング周波数が可変制御されることにな
る。なお、このようなスイッチング周波数制御による定
電圧作用については後述する。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1のコレクタは絶縁コ
ンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 を介して平滑コ
ンデンサＥｉの正極端子と接続され、エミッタは接地さ
れる。また、この場合にはスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−エミッタ間にはクランプダイオードＤDが接続さ
れ、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるダンパー電
流の経路を形成する。

【０００８】また、第１共振コンデンサＣｒは、後述す
る力率改善回路２０内の第２共振コンデンサＣｒ１と共
に、主としては絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1の漏洩インダクタンスとによって並列共振回路を
形成している。そして、この並列共振回路の作用によっ
て、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電
圧共振形の動作が得られるようにされている。これに対
応して、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間
の両端電圧ＶCPとしては、スイッチング素子がオフとな
る期間において正弦波状のパルス波形が得られる。

【０００９】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成
することで形成することが出来る。また、結合係数ｋと
しては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得る
ようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよう
にしている。

【００１０】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平
滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００１１】また、絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二
次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二
次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによ
って並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも整流回路系において電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。

【００１３】上記のようにして形成される二次側の並列
共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO及び平滑コンデ
ンサＣoからなる半波整流回路が設けられる。この半波
整流回路は、上記した二次側並列共振回路から供給され
る共振電圧を入力して直流出力電圧ＥOとして出力す
る。

【００１４】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO の接続との関係によって、一
次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のイン
ダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例えば、図１
３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは＋Ｍ（フォワード方式）となり、図１３（ｂ）に示
す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ（フ
ライバック方式）となる。これを、図６に示す電源回路
の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ
2に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオード
ＤOに整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォ
ワード方式）とみることができる。つまり、図６に示す
電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が正／負と
なるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ（フォワード方
式）のモードで動作することになる。

【００１５】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これにより、それだけ負荷側に供給される電力も増加し
て、最大負荷電力の増加率も向上する。このような負荷
条件への対応は、先に図１２にて説明したように、絶縁
コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成し
て所要の結合係数による疎結合としたことによって、更
に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるも
のである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対
してギャップＧが設けられない場合には、フライバック
動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状
態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した整
流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００１６】図６に示す回路においては、定電圧制御の
ためにスイッチング周波数を可変するのであるが、この
スイッチング周波数可変動作としては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御する動作が得られる。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００１７】また、力率改善は力率改善回路２０により
行われる。この図に示す力率改善回路２０は、図のよう
に、ブリッジ整流回路Ｄｉ の正極出力と平滑コンデン
サＣｉの正極端子間に対して、チョークコイルＬｓと高
速リカバリ型ダイオードＤ2の直列接続回路が挿入され
る。高速リカバリ型ダイオードＤ2は、そのアノードが
チョークコイルＬｓに接続され、カソードが平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子側に接続される。また、チョークコ
イルＬｓは、後述するようにして帰還されるスイッチン
グ出力の負荷として機能する。そして、このチョークコ
イルＬｓと−高速リカバリ型ダイオードＤ2の直列接続
に対しては、フィルタコンデンサＣN が並列に接続され
る。ここでチョークコイルＬｓ とフィルタコンデンサ
ＣN とによりノーマルモードのＬＣローパスフィルタが
形成され、スイッチング周波数の高周波ノイズがＡＣラ
インに流入するのを阻止するようにされる。また、先に
述べた第１並列共振コンデンサＣｒ −第２並列共振コ
ンデンサＣｒ1の直列接続の接続点（分圧点）は、チョ
ークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続
点に対して接続される。

【００１８】ここで、第１並列共振コンデンサＣｒ＝８
２００ｐＦ、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．０２
７μＦ、チョークコイルＬｓ＝７５μＨ、フィルタコン
デンサＣN＝１μＦが選定されているものとする。

【００１９】このような接続形態の力率改善回路２０で
は、スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作をおこな
っているときに、そのオフ時に得られる共振パルス電圧
Ｖｃｐが第１並列共振コンデンサＣｒ −第２並列共振
コンデンサＣｒ1の直列接続により分圧され、その分圧
された電圧がチョークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイ
オードＤ2の接続点に対して帰還されるようにして印加
される。例えば共振パルス電圧Ｖｃｐとしては６００Ｖ
ｐが得られるとすると、チョークコイルＬｓと高速リカ
バリ型ダイオードＤ2の接続点には、３：１程度に分圧
された約１５０Ｖｐの電圧が帰還されることになる。

【００２０】ここで交流入力電圧ＶACが正負のピーク近
辺となるタイミングでは、高速リカバリ型ダイオードＤ
2が導通する。このときには、ブリッジ整流回路Ｄｉの
出力端子から、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ2を介して、急峻に立ち上がったパルス波形
の電流が平滑コンデンサＣｉに流れて充電を行う。これ
に対して、交流入力電圧ＶACが正負のピーク近辺となる
以外の期間では、上述のようにして電圧Ｖ2として帰還
される共振パルス電圧によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2はスイッチング動作を繰り返す。また、このス
イッチング動作時において高速リカバリ型ダイオードＤ
2がオフとなるタイミングでは、第２並列共振コンデン
サＣｒ1，チョークコイルＬｓ，フィルタコンデンサＣN
からなる回路に並列共振電流が流れ、オンとなるタイミ
ングでは交流入力電圧ＶACからチョークコイルＬｓを介
して高周波の充電電流が平滑コンデンサＣｉに流れる。
このようにして、整流電流経路に帰還された一次側の電
圧共振パルスを利用し、整流電流経路に流すべき電流を
高周波化するようにして交番化する動作を得ることによ
り交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が
図られる。

【００２１】上記図６に示す構成による電源回路の特性
として、負荷変動に対する力率と直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）の変化特性を図７に示す。また、この図に
おいては、図６に示した力率改善回路２０を備えた回路
の特性（実線）と共に、図６に示した回路として力率改
善回路２０を備えない回路の特性と比較して示してい
る。この図によれば、負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗの
範囲において、力率ＰＦとしては、図６に示した力率改
善回路２０を備えた構成のほうが、力率改善回路を有さ
ない回路よりも力率が向上していることがわかる。特
に、図６に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ付近で
力率がピークとなる特性が得られている。また、整流平
滑電圧Ｅｉは、負荷電力Ｐｏが小さくなるに従ってレベ
ルが高くなっていく傾向が得られていることが分かる。

【００２２】図８は、交流入力電圧ＶACの変動に対する
力率と直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を
示している。この図においても、図６に示した力率改善
回路２０を備えた回路の特性（実線）と共に、図６に示
した回路として力率改善回路２０を備えない回路の特性
を比較として示している。この図に示すように、交流入
力電圧ＶACが８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲で上昇するのに応
じて力率改善が行われない回路構成では力率が低下する
のに対して、図６に示す回路では力率ＰＦの向上が図ら
れた上で、交流入力電圧ＶACの上昇に伴って力率ＰＦが
上昇するという特性が得られる。また、整流平滑電圧Ｅ
ｉは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて、上昇していく
特性が得られている。

【００２３】次に、図９の回路図に、先に本出願人によ
り出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電
源回路としての他の例を示す。この電源回路もまた、自
励式による電圧共振形のスイッチングコンバータに対し
て力率改善のための力率改善回路が設けられた構成とさ
れている。なお、この図において図６と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。

【００２４】この図に示す電源回路においては、力率改
善回路２１が備えられる。この力率改善回路２１は、先
に図６に示した力率改善回路２０に対して、高速リカバ
リ型ダイオードＤ2とチョークコイルＬｓの接続が逆に
なっている点が異なる。つまり、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2のアノードがブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力
端子に接続され、カソードがチョークコイルＬｓの一端
に接続される。チョークコイルＬｓの他端は平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子に対して接続される。そして、この
高速リカバリ型ダイオードＤ2とチョークコイルＬｓの
接続点に対して、第１並列共振コンデンサＣｒ −第２
並列共振コンデンサＣｒ1により分圧された電圧共振パ
ルスＶｃｐが印加される接続形態となっている。

【００２５】このような構成の場合にも、ここで交流入
力電圧ＶACが正負のピーク近辺となるタイミングでは、
高速リカバリ型ダイオードＤ2が導通し、ブリッジ整流
回路Ｄｉの出力端子から、高速リカバリ型ダイオードＤ
2−チョークコイルＬｓを介して、急峻に立ち上がった
パルス波形の電流が平滑コンデンサＣｉに充電される。

【００２６】この場合には、交流入力電圧ＶACの絶対値
レベルが或るレベルにまで低下すると高速リカバリ型ダ
イオードＤ2は一時オフとなり、このとき、第２並列共
振コンデンサＣｒ1／／チョークコイルＬｓからなる並
列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧共振に
よって、高速リカバリ型ダイオードＤ2のカソード電位
Ｖ2（分圧された共振パルス電圧）には正弦波状のパル
ス電圧が重畳される。そして、このカソード電位Ｖ2と
高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノード側の電位Ｖ1と
の電位差によって高速リカバリ型ダイオードＤ2は、ス
イッチング動作を繰り返す。そしてこのスイッチング動
作において高速リカバリ型ダイオードＤ2がオンとなる
期間に、フィルタコンデンサＣNから平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この動作によっ
て、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善
が図られる。

【００２７】ここで図１０に、上記図９に示す構成によ
る電源回路の特性として、負荷変動に対する力率と直流
入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を示す。ま
た、図１１に交流入力電圧変動に対する力率と直流入力
電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を示す。なお、こ
れらの図においては、後の説明との兼ね合いから、第２
並列共振コンデンサＣｒ1の定数について０．０３３μ
Ｆを選定した場合と、０．０４３μＦを選定した場合と
についての特性が示される。

【００２８】先ず、図１０から分かるように、力率ＰＦ
としては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗのほぼ実用
的範囲であれば、ＰＦ＞０．７０を保つことができてい
る。また、整流平滑電圧Ｅｉについては、やはり、負荷
電力Ｐｏが小さくなるのに従って上昇するという傾向が
得られている。また、図１１に示す特性によると、交流
入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対して力率Ｐ
Ｆは０．７以上が保たれ、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入
力電圧ＶACの上昇に応じて、上昇していくことが分か
る。

【００２９】上記図６及び図９に示したようにして力率
改善回路２０，２１を備えることで力率ＰＦを向上させ
ることは可能となるのであるが、これら力率改善回路２
０，２１は、整流電流経路に対してスイッチング出力を
帰還する構成を採るために、直流入力電圧（整流平滑電
圧Ｅｉ）に重畳するリップル成分が増加することが分か
っている。例えば図６に示す回路の場合であれば、力率
改善回路２０を備えない構成の場合の整流平滑電圧Ｅｉ
に重畳するリップル成分ΔＥｉは、ΔＥｉ＝９．２Ｖで
あるのに対して、力率改善回路２０を備えた場合にはΔ
Ｅｉ＝３５．３Ｖにまで増加する。特に、無負荷時にあ
っては、ΔＥｉは約２６Ｖ程度にまで上昇する。これ
は、図９に示した構成の電源回路にあっても同様のこと
が言える。

【００３０】例えば図９に示す構成を例に挙げると、第
１並列共振コンデンサＣｒ＝８２００ｐＦ、第２並列共
振コンデンサＣｒ1＝０．０２７μＦ、チョークコイル
Ｌｓ＝７５μＨを選定したとすれば、負荷電力Ｐｏ＝２
５Ｗ〜２００Ｗの範囲で力率ＰＦとして０．７３以上を
保つことはできるのであるが、ΔＥｉ＝３１．８Ｖにま
で増加する。そこで、図９に示す回路において、第２並
列共振コンデンサＣｒ1＝０．０３３μＦ、又はＣｒ1＝
０．０４３μＦとして、第１並列共振コンデンサＣｒ−
第２並列共振コンデンサＣｒ1による分圧比を変更して
電圧共振パルスの帰還量を調整（少なく）すれば、Ｃｒ
1＝０．０３３μＦの場合には、ΔＥｉ＝２５．３Ｖに
まで減少し、Ｃｒ1＝０．０４３μＦの場合には更にΔ
Ｅｉ＝９．１Ｖにまで減少する。

【００３１】上記のようにして電圧共振パルスの帰還量
を低下させればΔＥｉを抑制することが可能とされる。
但し、電圧共振パルスの帰還量を低下させると、力率Ｐ
Ｆは低下する。例えば、この特性は、図１０及び図１１
にも示されており、Ｃｒ1＝０．０３３μＦの場合より
もＣｒ1＝０．０４３μＦの場合のほうが、良好な力率
特性が得られている。従って、例えば図９に示す回路と
しては、Ｃｒ1＝０．０４３μＦ程度を限度として、リ
ップル電圧ΔＥｉの抑制と実用に足るだけの力率ＰＦを
得るように調整を行うようにされる。これは図６に示し
た回路についても同様のことが言える。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】図６及び図９に示した
回路にあっては、図７及び図１０にそれぞれ示したよう
に、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに応じて、直流入力電
圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のレベルが上昇し、特に無負荷
時の条件に近づくに従って、上記したリップルΔＥｉが
増加することもあって、その上昇率が高くなる。これ
は、負荷変動に対する電圧変動率が増加することを意味
している。このため、直流入力電圧を生成する平滑コン
デンサＣｉの耐圧について、ＡＣ１００Ｖ系に対応する
場合には、力率改善を行わない場合には２００Ｖである
の対して、力率改善を行う構成を採る場合には２５０Ｖ
としなければならない。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応す
る場合には、力率改善を行わない場合には４００Ｖであ
るの対して、力率改善を行う構成を採る場合には５００
Ｖとしなければならない。このために、１つには平滑コ
ンデンサＣｉのサイズが大型化して、その分、回路の小
型化及び低コスト化の妨げになるという問題を有してい
る。

【００３３】また、平滑コンデンサＣｉは例えば電解コ
ンデンサが用いられるが、この電解コンデンサのキャパ
シタンスを同等とした上で耐圧を上げたものを選定した
場合、等価内部抵抗が増加するために自己発熱量も増加
する。これによって電解コンデンサの経年変化による劣
化の度合いも大きくなり、その分信頼性が低くなってし
まう。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、直流入力電圧をス
イッチング素子により断続して得られるスイッチング出
力を上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力する
ようにされたスイッチング手段と、少なくとも絶縁コン
バータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成
分と第１並列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形とす
る一次側並列共振回路とを備える。また、力率改善手段
としては、一次巻線と接続される第１巻線と、整流電流
経路に挿入される第２巻線とを磁気結合する磁気結合ト
ランスと、整流電流経路に挿入されるスイッチング用素
子と、第２巻線に対して並列に接続される第２並列共振
コンデンサとを少なくとも備える。そして、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、
二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次
側において形成される二次側共振回路と、この二次側共
振回路を含んで形成され、絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って
二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出
力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じ
て、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
に構成された定電圧制御手段とを備える。

【００３５】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路として
は、磁気結合トランスによって絶縁コンバータトランス
の一次巻線に得られるスイッチング出力を整流電流経路
に帰還する構成を採るのであるが、ここで、磁気結合ト
ランスの第２巻線（整流電流経路内に挿入される）に対
して第２並列共振コンデンサを並列に接続することで、
整流電流経路に対して、上記第２巻線と第２並列共振コ
ンデンサとから成る並列共振回路が形成される。そし
て、この整流電流経路内の並列共振回路が動作すること
で、整流電流経路には共振電流が流れるようにされる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態として
の電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す
電源回路も、図１２に示す構造の絶縁コンバータトラン
スＰＩＴが備えられて複合共振形コンバータを形成す
る。なお、この図において図６及び図９と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。

【００３７】この図に示す電源回路においては力率改善
回路１０が備えられる。力率改善回路１０においては磁
気結合トランスＭＣＴが備えられる。この磁気結合トラ
ンスＭＣＴは一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとが磁気的に
密結合されて構成される。一次巻線Ｎｐの巻始め端部
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対し
て接続され、巻終わり端部は平滑コンデンサＣｉの正極
端子に対して接続される。二次巻線Ｎｓの巻始め端部は
高速リカバリ型ダイオードＤ2のカソードと接続され、
巻終わり端部は平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して
接続される。高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノード
はブリッジ整流回路Ｄｉの正極端子に接続される。つま
り、この回路では、二次巻線Ｎｓと高速リカバリ型ダイ
オードＤ2とが直列に接続されて直列接続回路を形成
し、この直列接続回路がブリッジ整流回路Ｄｉの正極端
子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間の整流電流経路に
対して挿入される。ここで、この図に示す磁気結合トラ
ンスＭＣＴ一次巻線Ｎpと二次巻線Ｎsの巻方向の関係を
見た場合には、図１３（ａ）と同様となり、従ってその
動作は、加極性（＋Ｍ）モードとされることになる。

【００３８】また、高速リカバリ型ダイオードＤ2−二
次巻線Ｎｓの直列接続回路に対してはフィルタコンデン
サＣN が並列に接続される。また、この場合には第２並
列共振コンデンサＣｒ1は、磁気結合トランスＭＣＴの
二次巻線Ｎｓに対して並列に接続される。従ってこの場
合の第２並列共振コンデンサＣｒ1は、自身のキャパシ
タンスと二次巻線ＮｓのインダクタンスＬｓとによって
並列共振回路を形成する。この場合の第１並列共振コン
デンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミ
ッタ間に対して並列に接続されており、自身のキャパシ
タンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
のリーケージインダクタンスとによってスイッチング動
作を電圧共振形とするための並列共振回路を形成する。

【００３９】このような構成によると、スイッチング動
作中にあるスイッチング素子Ｑ1がオフの期間に得られ
る電圧共振パルスＶｃｐが、一次巻線Ｎ1を流れる共振
電流として得られ、この共振電流による交番電圧が磁気
結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎｐに得られることにな
る。磁気結合トランスＭＣＴにおいては、この一次巻線
Ｎｐに得られた交番電圧により二次巻線Ｎｓに交番電圧
が励起される。つまり、本実施の形態では、電圧共振パ
ルスＶｃｐを、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合を介
して整流電流経路に帰還する。

【００４０】図２は、上記図１に示す電源回路の要部の
動作を電源周期により示す波形図である。この図に示す
動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力２
００Ｗ時の動作となる。

【００４１】ここでは、商用電源の周波数は５０Ｈｚと
され、交流入力電圧ＶACは図２（ａ）に示すように、半
周期が１０ｍｓとなる正弦波状の波形が得られている。
そして、交流入力電流ＩACが図２（ｂ）に示すようにし
て流れるのに対応してブリッジ整流回路Ｄｉから整流電
流が出力されると、高速リカバリ型ダイオードＤ2では
これを断続するようにスイッチング動作を行う。

【００４２】本実施の形態の場合、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2は、交流入力電圧ＶACが高いとされて交流入
力電流ＩACが流れる５ｍｓの期間に対応してのみスイッ
チング動作を行い、交流入力電圧ＶACが低いとされて、
交流入力電流ＩACが流れない期間にあっては、高速リカ
バリ型ダイオードＤ2はスイッチング動作を行わない。
このために、高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れるス
イッチング電流ＩDは図２（ｄ）に示すものとなる。ま
た、この動作に対応して、高速リカバリ型ダイオードＤ
2のカソード電位Ｖ2は図２（ｅ）に示すエンベロープに
よる交番電圧となる。また、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ2のアノード電位Ｖ1は、図２（ｃ）に示す波形となっ
て得られる。また、交流入力電圧ＶACが低いとされて交
流入力電流ＩACが流れない期間に対応しては、第２並列
共振コンデンサＣｒ1／／二次巻線Ｎｓの並列共振回路
による並列共振動作が得られ、これによって、第２並列
共振コンデンサＣｒには、図２（ｆ）に示す共振電流Ｉ
cが流れる。そして、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻
線Ｎｓに流れる電流ＩLとしては、上記のようにして高
速リカバリ型ダイオードＤ2のスイッチング電流ＩDと、
第２並列共振コンデンサＣｒの共振電流Ｉcが流れるこ
とで、図２（ｇ）に示すものとなる。このような動作が
行われることで、例えば図２（ｂ）に示す交流入力電流
ＩACとしては、導通角の拡大が図られ、力率が改善され
ることになる。またこの場合には、図２に示される各部
の交番波形は、第２並列共振コンデンサＣｒ／／二次巻
線Ｎｓからなる並列共振回路の共振動作によって、実際
には正弦波状となっており、低ノイズな動作とすること
ができる。

【００４３】ここで、上記図１に示した電源回路につい
ての実験結果を図３及び図４に示す。なお、これらの図
に示す実験結果を得るのにあたっては、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝
１３μＨ、二次巻線ＮsについてはインダクタンスＬs＝
１８μＨとしている。そして、フィルタコンデンサＣN
＝１μＦ、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦを選定
し、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを選
定している。また、動作条件としては、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖ
時とされる。また、図３及び図４では、比較として、第
２並列共振コンデンサＣｒ1を接続しない場合の特性も
示している。

【００４４】まず図３には、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖで一定とした条件の下での、負荷変動に対する力率及
び整流平滑電圧Ｅｉレベルとの関係を示している。この
図に示されるように、力率ＰＦとしては、第２並列共振
コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを設けた場合には、負
荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ程度以上から、力率ＰＦについて
０．７５程度以上得られ、負荷電力Ｐｏが大きくなるの
に従って、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗでは、力率ＰＦ＝
０．８程度にまで高くなっていくという特性が得られて
いる。ここで、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１
５μＦを設けない場合の力率特性は、負荷電力Ｐｏ＝５
０Ｗ〜２００Ｗの範囲で、０．８以上の力率がほぼ維持
されるという、より良好な結果が得られてはいるもの
の、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを設
けた場合に得られる力率特性であれば、実用上は問題が
無いものとされる。

【００４５】また、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、負荷
電力が小さくなるのに従って上昇し、負荷電力Ｐｏが無
負荷では比較的急峻に上昇する特性が得られてはいるも
のの、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを
設けない場合よりも、これを設けた場合のほうが緩やか
な特性となっている。また、これに伴ってリップル電圧
ΔＥｉも、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μ
Ｆを設けない場合には、ΔＥｉ＝２６．５Ｖ程度である
のに対して、これを設けた場合にはΔＥｉ＝１３．８Ｖ
程度にまで抑制される。

【００４６】これにより、本実施の形態としては平滑コ
ンデンサＣｉとして、力率改善回路１０を設けない場合
と同等の耐圧品を使用することが可能になる。実際に
は、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを設
けた場合の無負荷時の整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、力
率改善回路１０を備えない場合に比較して４．６Ｖ程度
高くはなるものの、この程度のレベルの増加であれば、
平滑コンデンサＣｉの耐圧の向上は不要であり、力率改
善回路を備えない回路構成の場合に対応した耐圧の平滑
コンデンサＣｉ（電解コンデンサ）を使用することがで
きる。

【００４７】また、図４には負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで
一定とした場合の交流入力電圧変化に対する力率及び整
流平滑電圧Ｅｉレベルとの関係を示している。この図に
よると、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦ
を設けない場合には力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACの変
化に関わらず、ほぼ０．８程度で維持される。これに対
して第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．１５μＦを設
けた場合には、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて、ＰＦ
＝０．８程度から０．７５程度まで低下していく傾向を
有するが、この程度であれば、実用上必要な力率の値は
得られているものとされる。また、整流平滑電圧Ｅｉは
交流入力電圧ＶACの上昇に応じて高くなっていく傾向が
得られている。

【００４８】図５の回路図は、本発明の他の実施の形態
としての電源回路の構成例を示している。なお、この図
において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。この図に示す力率改善改善回路１１において
は、先ず、商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整
流回路ＤｉFを含む。このブリッジ整流回路ＤｉFを形成
する４本のダイオードＤ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6には高速リカ
バリ型が採用される。そして、このブリッジ整流回路Ｄ
ｉFの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間
に対して磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｓが直列
に挿入される。第２並列共振コンデンサＣｒ1は、この
場合も二次巻線Ｎｓに対して並列に接続される。但しこ
こでは、磁気結合トランスＭＣＴの構成が図１の場合と
異なっている。つまり、この場合には、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎp、二次巻線Ｎsの巻方向の関係と
して、図３（ｂ）に示した関係が得られているものであ
る。つまり、この場合の磁気結合トランスＭＣＴは、減
極性（−Ｍ：フライバック方式）で動作する。具体的に
は、一次巻線Ｎpの巻始め端部は平滑コンデンサＣｉの
正極端子に接続され、巻終わり端部は一次巻線Ｎ1の一
端に対して接続される。つまり、図１の回路における一
次巻線Ｎpの巻方向と逆になる。これに対して、二次巻
線Ｎsは、図１の回路と同様に、巻始め端部がブリッジ
整流回路ＤｉFの正極端子（スイッチング用素子側）に
接続され、巻終わり端部は平滑コンデンサＣｉの正極端
子に対して接続される。また、この場合のアクロスコン
デンサＣLは、力率改善回路１１内において、例えば先
に図１に示したフィルタコンデンサＣNとして機能す
る。

【００４９】このような構成にあっても、スイッチング
動作を行うスイッチング素子Ｑ1のオフ時に発生する電
圧共振パルスＶｃｐは、磁気結合トランスＭＣＴの磁気
結合を介して整流電流経路に帰還される。そして、この
帰還されたスイッチング出力により、ブリッジ整流回路
ＤｉFを形成するダイオードＤ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6がスイ
ッチング動作を行うようにされる。そして、この動作に
よって交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善
が図られる。また、回路の特性としても、先の実施の形
態に対応する図３及び図４と同等の特性が得られ、従っ
てこの場合にも、平滑コンデンサＣｉとしての電解コン
デンサについて耐圧を上げたものを選定する必要はなく
なるものである。

【００５０】そして、このような図５に示す回路構成
を、図１に示した回路構成と比較した場合、図５に示す
回路では、高速リカバリ型ダイオードＤ2及びフィルタ
コンデンサＣNが削除されていることになる。つまり、
力率改善改善のためには、磁気結合トランスＭＣＴと第
２並列共振コンデンサＣｒ1の２つの部品を追加すれば
よいことになる。これは、図５の回路では、図１に示し
た回路よりも部品点数が削減されることを意味する。特
に、高速リカバリ型ダイオードＤ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6から
成るブリッジ整流回路ＤｉFをモジュール化すれば、部
品点数としては更に削減される。そして、高速リカバリ
型ダイオードＤ2が省略されたことで、この高速リカバ
リ型ダイオードＤ2による電力損失がなくなり、結果と
して、図１に示す回路と比較して０．８％程度の電力変
換効率の向上が図られる。また、これに伴って、入力電
力も１．８Ｗ程度低減される。

【００５１】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接続さ
れ、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して
整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2の
カソードの接続点に対して接続される。整流ダイオード
ＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続さ
れ、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対
して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側
アースに対して接続される。

【００５２】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2の
オン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。即
ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タの構成を採る。

【００５３】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ，
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧全波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチ
ング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻
線Ｎ2に励起される。そして、整流ダイオードＤO1がオ
フとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間におい
ては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性（相互インダ
クタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二
次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサ
Ｃｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2
により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに対
して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオード
ＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって
整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2との極性（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる
加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に
直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振
が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行わ
れる動作となる。上記のようにして、加極性モード（＋
Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバ
ック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行わ
れることで、平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線
Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1
が得られる。

【００５４】このように、図５に示す回路の二次側では
相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状
態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流
出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側の電流
共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エネルギ
ーが同時に負荷側に供給されるようにしているため、そ
れだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、最大負
荷電力の大幅な増加が図られることになる。

【００５５】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。

【００５６】なお、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側並列共振回路に対して全波
整流回路を備えた構成や、二次側直列共振回路を利用し
た４倍電圧整流回路を備えた構成も既に提案している
が、このような構成も本実施の形態の変形例として成立
し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回
路及び整流回路の構成として特に限定されるものではな
い。

【００５７】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、自励式の構成が採ら
れているが、他励式の構成に対しても本発明の適用は可
能である。この場合には例えば自励発振駆動回路に代え
て、ＩＣ（集積回路）による発振・ドライブ回路を備
え、この発振・ドライブ回路により電圧共振形コンバー
タのスイッチング素子を駆動するという構成を採ればよ
い。この場合、定電圧制御としては、二次側出力電圧レ
ベルに応じて発振・ドライブ回路にて生成される駆動信
号波形を可変制御する。その制御としては、スイッチン
グ素子がオフとなる期間は一定で、オンとなる期間が二
次側出力電圧レベルの上昇に応じて短縮されるようにし
て駆動信号波形を生成すればよいものである。なお、こ
のような他励式の構成を採る場合には、直交型制御トラ
ンスＰＲＴは省略される。

【００５８】また、上記のようにして他励式の構成を採
る場合には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
とされていたスイッチング素子Ｑ1に代えて、例えば２
石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）をダーリントン
接続したダーリントン回路を採用することが可能であ
る。更には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
としてのスイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導
体）、又はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）、又はＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用するこ
とが可能であり、これらダーリントン回路又は上記各素
子の何れかをスイッチング素子として使用した場合に
は、更なる高効率化を図ることが可能になる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備え、二次側に共振回路を備え
た複合共振形コンバータに対して、力率改善回路を設け
たスイッチング電源回路として、力率改善回路において
は、磁気結合トランスを設けるようにされる。これによ
り、スイッチング素子のスイッチング動作により得られ
る電圧共振パルスを、磁気結合トランスの磁気結合を介
して整流電流経路に帰還するようにされる。そして、こ
の整流電流経路に帰還されたスイッチング出力によっ
て、スイッチング用素子が整流電流を断続するスイッチ
ング動作を行うことで、力率の改善を図るようにされ
る。そして本発明にあっては、磁気結合トランスの二次
巻線（第２巻線：整流電流経路に挿入される）に対して
第２並列共振コンデンサを接続して並列共振回路が形成
されるようにしている。力率改善動作にあっては、この
並列共振回路の動作による共振電流が、スイッチング用
素子が導通しない期間に流れるようにされる。

【００６０】このような動作により、結果的には、軽負
荷時若しくは無負荷時の直流入力電圧（整流平滑電圧）
の上昇を抑制することが可能になるが、これによって、
直流入力電圧を得るための平滑コンデンサとしては、力
率改善のための構成を備えない回路に用いていた平滑コ
ンデンサと同等の耐圧品を選定することが可能になる。
つまり、力率改善回路を備えたことに対応して平滑コン
デンサの耐圧を上げる必要がない。これにより、先ず、
平滑コンデンサの大型化が避けられるために、回路サイ
ズも大型化しない。また、コストアップも避けられるこ
とになる。また、平滑コンデンサの耐圧を上げることに
よる経年変化（劣化）も小さなものになるため、この点
での電源回路の信頼性も向上する。

【００６１】また、本発明として、力率改善回路におけ
るスイッチング用素子として、商用交流電源を整流する
ための整流回路のダイオードを利用するようにすれば力
率改善改善のための部品点数の削減が図られ、コストア
ップの抑制、及び回路の大型化の回避について、より大
きな効果を期待できる。更には、整流回路のダイオード
に加えてスイッチング用素子を追加して設ける必要がな
いために、その分の電力変換効率の向上も図られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。

【図２】図１に示すスイッチング電源回路の動作を示す
波形図である。

【図３】図１に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関係
を示す特性図である。

【図４】図１に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの
関係を示す特性図である。

【図５】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
の構成を示す回路図である。

【図６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。

【図７】図６に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関係
を示す特性図である。

【図８】図６に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの
関係を示す特性図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成を示す回路図である。

【図１０】図９に示すスイッチング電源回路について、
負荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関
係を示す特性図である。

【図１１】図９に示すスイッチング電源回路について、
交流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベル
の関係を示す特性図である。

【図１２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コ
ンバータトランスの構造を示す側断面図である。

【図１３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ スイッチング駆動回路部、１０，１
１ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平
滑コンデンサ、Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード、Ｃｒ
第１並列共振コンデンサ、Ｃｒ1 第２並列共振コン
デンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ 二次
側直列共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラン
ス、ＭＣＴ 磁気結合トランス、Ｑ1 スイッチング素
子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して得
   られるスイッチング出力を上記絶縁コンバータトランス
   の一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段
   と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と第１並列共振コンデンサ
   のキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチ
   ング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路
   と、 上記一次巻線と接続される第１巻線と、整流電流経路に
   挿入される第２巻線とを磁気結合する磁気結合トランス
   と、整流電流経路に挿入されるスイッチング用素子と、
   上記第２巻線に対して並列に接続される第２並列共振コ
   ンデンサとを少なくとも備えた力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するよう
   に構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段に備えられるスイッチ
   ング用素子は、上記整流平滑手段内において商用交流電
   源の整流を行うための整流回路を形成するダイオード素
   子とされていることを特徴とする請求項１に記載のスイ
   ッチング電源回路。