JP2001095250A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無負荷時における直流入力電圧の上昇を抑
え、一次側の平滑コンデンサの耐圧向上を不要とする。 【解決手段】 複合共振形コンバータの力率改善回路と
しては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線か
ら直列共振コンデンサＣAを介して磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線Ｎｐにスイッチングパルスを伝達する。
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｓは整流電流経路
に在り、従って、最終的には、磁気結合トランスＭＣＴ
の磁気結合を介してスイッチングパルスが整流電流経路
に帰還されるようにする。そして、この帰還出力によっ
て高速リカバリ型ダイオードＤ2により整流電流を断続
させて力率改善を図るようにするが、直列共振コンデン
サＣAと一次巻線Ｎｐの共振動作によって全周期にわた
って交番電流を発生させ、高速リカバリ型ダイオードＤ
2が導通しない期間にも共振電流が平滑コンデンサに充
電されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図５は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除
去するノイズフィルタとしてコモンモードチョークコイ
ルＣＭＣとアクロスコンデンサＣL が設けられている。
交流電源ＡＣは、４本のダイオードからなるブリッジ整
流回路Ｄｉ により全波整流され、その整流出力は力率
改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され
る。なお、力率改善回路２０の構成及びその動作につい
ては後述する。

【０００５】この図において、電圧共振形のスイッチン
グコンバータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジス
タとしてのスイッチング素子Ｑ1 を１石備えた構成とさ
れる。つまり、いわゆるシングルエンド方式とされる。
このスイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を
介して平滑コンデンサＣｉの正極側に接続されて、起動
時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにし
ている。また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、スイ
ッチング駆動回路部２に対しても接続される。スイッチ
ング駆動回路部２は、スイッチング素子Ｑ1を自励発振
式により駆動するための自励発振駆動回路系と、この自
励発振駆動回路系における発振周波数（つまりスイッチ
ング周波数）を可変して定電圧化を図るためのするため
のスイッチング周波数制御系とを備えて構成される。こ
のようなスイッチング駆動回路部２の具体的構成として
は、先に本出願人が出願した各種電源回路にみられるよ
うに、例えば、上記自励発振駆動回路系は、駆動巻線と
共振用コンデンサからなる共振回路と、上記駆動巻線に
交番電圧を伝達する検出巻線により形成される。検出巻
線は、例えばここでは図示していないが実際には一次巻
線Ｎ1に対して直列に接続される。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1は、この自励発振駆動回路の共振回路の共振
出力によってスイッチング駆動されるものであり、この
共振周波数がスイッチング周波数となる。そして、スイ
ッチング周波数制御系としては、この共振周波数を可変
するための構成が採られる。このためには、例えば上記
駆動巻線のインダクタンスを可変する制御トランスＰＲ
Ｔが備えられる。この制御トランスＰＲＴは、例えば上
記駆動巻線と検出巻線をトランス結合した上で、この駆
動巻線と検出巻線とその巻回方向が同一とならないよう
にして巻装された制御巻線が巻装された構造とされる。
制御巻線に対しては、制御回路１から出力される直流の
制御電流が供給される。

【０００６】制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅｏ
に応じたレベルの制御電流を上記制御巻線に対して出力
するようにされる。制御トランスＰＲＴでは、制御巻線
に流れる制御電流レベルに応じて、駆動巻線のインダク
タンスを可変するようにされる。駆動巻線のインダクタ
ンスが変化すれば、自励発振駆動回路系の共振周波数、
つまり、スイッチング周波数が可変制御されることにな
る。なお、このようなスイッチング周波数制御による定
電圧作用については後述する。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1のコレクタは絶縁コ
ンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ1 を介して平滑コ
ンデンサＥｉの正極端子と接続され、エミッタは接地さ
れる。また、この場合にはスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−エミッタ間にはクランプダイオードＤDが接続さ
れ、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるダンパー電
流の経路を形成する。

【０００８】また、第１共振コンデンサＣｒは、後述す
る力率改善回路２内の第２共振コンデンサＣｒ１と共
に、主としては絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1の漏洩インダクタンスとによって並列共振回路を
形成している。そして、この並列共振回路の作用によっ
て、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電
圧共振形の動作が得られるようにされている。これに対
応して、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間
の両端電圧ＶCPとしては、スイッチング素子がオフとな
る期間において正弦波状のパルス波形が得られる。

【０００９】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１１に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成
することで形成することが出来る。また、結合係数ｋと
しては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得る
ようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよう
にしている。

【００１０】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平
滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００１１】また、絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二
次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二
次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによ
って並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも整流回路系において電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。

【００１３】上記のようにして形成される二次側の並列
共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO及び平滑コンデ
ンサＣoからなる半波整流回路が設けられる。この半波
整流回路は、上記した二次側並列共振回路から供給され
る共振電圧を入力して直流出力電圧ＥOとして出力す
る。

【００１４】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO の接続との関係によって、一
次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のイン
ダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例えば、図１
２（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは＋Ｍ（フォワード方式）となり、図１２（ｂ）に示
す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ（フ
ライバック方式）となる。これを、図５に示す電源回路
の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ
2に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオード
ＤOに整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォ
ワード方式）とみることができる。つまり、図５に示す
電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が正／負と
なるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ（フォワード方
式）のモードで動作することになる。

【００１５】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これにより、それだけ負荷側に供給される電力も増加し
て、最大負荷電力の増加率も向上する。このような負荷
条件への対応は、先に図１１にて説明したように、絶縁
コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成し
て所要の結合係数による疎結合としたことによって、更
に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるも
のである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対
してギャップＧが設けられない場合には、フライバック
動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状
態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した整
流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００１６】図５に示す回路においては、定電圧制御の
ためにスイッチング周波数を可変するのであるが、この
スイッチング周波数可変動作としては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御する動作が得られる。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００１７】また、力率改善は力率改善回路２０により
行われる。この図に示す力率改善回路２０は、図のよう
に、ブリッジ整流回路Ｄｉ の正極出力と平滑コンデン
サＣｉの正極端子間に対して、チョークコイルＬｓと高
速リカバリ型ダイオードＤ2の直列接続回路が挿入され
る。高速リカバリ型ダイオードＤ2は、そのアノードが
チョークコイルＬｓに接続され、カソードが平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子側に接続される。また、チョークコ
イルＬｓは、後述するようにして帰還されるスイッチン
グ出力の負荷として機能する。そして、このチョークコ
イルＬｓと−高速リカバリ型ダイオードＤ2の直列接続
に対しては、フィルタコンデンサＣN が並列に接続され
る。ここでチョークコイルＬｓ とフィルタコンデンサ
ＣN とによりノーマルモードのＬＣローパスフィルタが
形成され、スイッチング周波数の高周波ノイズがＡＣラ
インに流入するのを阻止するようにされる。また、先に
述べた第１並列共振コンデンサＣｒ −第２並列共振コ
ンデンサＣｒ1の直列接続の接続点（分圧点）は、チョ
ークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続
点に対して接続される。

【００１８】ここで、第１並列共振コンデンサＣｒ＝８
２００ｐＦ、第２並列共振コンデンサＣｒ1＝０．０２
７μＦ、チョークコイルＬｓ＝７５μＨ、フィルタコン
デンサＣN＝１μＦが選定されているものとする。

【００１９】このような接続形態の力率改善回路２０で
は、スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作をおこな
っているときに、そのオフ時に得られる共振パルス電圧
Ｖｃｐが第１並列共振コンデンサＣｒ −第２並列共振
コンデンサＣｒ1の直列接続により分圧され、その分圧
された電圧がチョークコイルＬｓと高速リカバリ型ダイ
オードＤ2の接続点に対して帰還されるようにして印加
される。例えば共振パルス電圧Ｖｃｐとしては６００Ｖ
ｐが得られるとすると、チョークコイルＬｓと高速リカ
バリ型ダイオードＤ2の接続点には、３：１程度に分圧
された約１５０Ｖｐの電圧が帰還されることになる。

【００２０】ここで交流入力電圧ＶACが正負のピーク近
辺となるタイミングでは、高速リカバリ型ダイオードＤ
2が導通する。このときには、ブリッジ整流回路Ｄｉの
出力端子から、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ2を介して、急峻に立ち上がったパルス波形
の電流が平滑コンデンサＣｉに流れて充電を行う。これ
に対して、交流入力電圧ＶACが正負のピーク近辺となる
以外の期間では、上述のようにして電圧Ｖ2として帰還
される共振パルス電圧によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2はスイッチング動作を繰り返す。また、このス
イッチング動作時において高速リカバリ型ダイオードＤ
2がオフとなるタイミングでは、第２並列共振コンデン
サＣｒ1，チョークコイルＬｓ，フィルタコンデンサＣN
からなる回路に並列共振電流が流れ、オンとなるタイミ
ングでは交流入力電圧ＶACからチョークコイルＬｓを介
して高周波の充電電流が平滑コンデンサＣｉに流れる。
このようにして、整流電流経路に帰還された一次側の電
圧共振パルスを利用し、整流電流経路に流すべき電流を
高周波化するようにして交番化する動作を得ることによ
り交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が
図られる。

【００２１】上記図５に示す構成による電源回路の特性
として、負荷変動に対する力率と直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）の変化特性を図６に示す。また、この図に
おいては、図５に示した力率改善回路２０を備えた回路
の特性（実線）と共に、図５に示した回路として力率改
善回路２０を備えない回路の特性と比較して示してい
る。この図によれば、負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗの
範囲において、力率ＰＦとしては、図５に示した力率改
善回路２０を備えた構成のほうが、力率改善回路を有さ
ない回路よりも力率が向上していることがわかる。特
に、図５に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ付近で
力率がピークとなる特性が得られている。また、整流平
滑電圧Ｅｉは、負荷電力Ｐｏが小さくなるに従ってレベ
ルが高くなっていく傾向が得られていることが分かる。

【００２２】図７は、交流入力電圧ＶACの変動に対する
力率と直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を
示している。この図においても、図５に示した力率改善
回路２０を備えた回路の特性（実線）と共に、図５に示
した回路として力率改善回路２０を備えない回路の特性
を比較として示している。この図に示すように、交流入
力電圧ＶACが８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲で上昇するのに応
じて力率改善が行われない回路構成では力率が低下する
のに対して、図５に示す回路では力率ＰＦの向上が図ら
れた上で、交流入力電圧ＶACの上昇に伴って力率ＰＦが
上昇するという特性が得られる。また、整流平滑電圧Ｅ
ｉは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて、上昇していく
特性が得られている。

【００２３】次に、図８の回路図に、先に本出願人によ
り出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電
源回路としての他の例を示す。この電源回路もまた、自
励式による電圧共振形のスイッチングコンバータに対し
て力率改善のための力率改善回路が設けられた構成とさ
れている。なお、この図において図５と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。

【００２４】この図に示す電源回路においては、力率改
善回路２１が備えられる。この力率改善回路２１は、先
に図５に示した力率改善回路２０に対して、高速リカバ
リ型ダイオードＤ2とチョークコイルＬｓの接続が逆に
なっている点が異なる。つまり、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2のアノードがブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力
端子に接続され、カソードがチョークコイルＬｓの一端
に接続される。チョークコイルＬｓの他端は平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子に対して接続される。そして、この
高速リカバリ型ダイオードＤ2とチョークコイルＬｓの
接続点に対して、第１並列共振コンデンサＣｒ −第２
並列共振コンデンサＣｒ1により分圧された電圧共振パ
ルスＶｃｐが印加される接続形態となっている。

【００２５】このような構成の場合にも、ここで交流入
力電圧ＶACが正負のピーク近辺となるタイミングでは、
高速リカバリ型ダイオードＤ2が導通し、ブリッジ整流
回路Ｄｉの出力端子から、高速リカバリ型ダイオードＤ
2−チョークコイルＬｓを介して、急峻に立ち上がった
パルス波形の電流が平滑コンデンサＣｉに充電される。

【００２６】この場合には、交流入力電圧ＶACの絶対値
レベルが或るレベルにまで低下すると高速リカバリ型ダ
イオードＤ2は一時オフとなり、このとき、第２並列共
振コンデンサＣｒ1／／チョークコイルＬｓからなる並
列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧共振に
よって、高速リカバリ型ダイオードＤ2のカソード電位
Ｖ2（分圧された共振パルス電圧）には正弦波状のパル
ス電圧が重畳される。そして、このカソード電位Ｖ2と
高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノード側の電位Ｖ1と
の電位差によって高速リカバリ型ダイオードＤ2は、ス
イッチング動作を繰り返す。そしてこのスイッチング動
作において高速リカバリ型ダイオードＤ2がオンとなる
期間に、フィルタコンデンサＣNから平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この動作によっ
て、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善
が図られる。

【００２７】ここで図９に、上記図８に示す構成による
電源回路の特性として、負荷変動に対する力率と直流入
力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を示す。また、
図１０に交流入力電圧変動に対する力率と直流入力電圧
（整流平滑電圧Ｅｉ）の変化特性を示す。なお、これら
の図においては、後の説明との兼ね合いから、第２並列
共振コンデンサＣｒ1の定数について０．０３３μＦを
選定した場合と、０．０４３μＦを選定した場合とにつ
いての特性が示される。

【００２８】先ず、図９から分かるように、力率ＰＦと
しては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗのほぼ実用的
範囲であれば、ＰＦ＞０．７０を保つことができてい
る。また、整流平滑電圧Ｅｉについては、やはり、負荷
電力Ｐｏが小さくなるのに従って上昇するという傾向が
得られている。また、図１０に示す特性によると、交流
入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対して力率Ｐ
Ｆは０．７以上が保たれ、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入
力電圧ＶACの上昇に応じて、上昇していくことが分か
る。

【００２９】上記図５及び図８に示したようにして力率
改善回路２０，２１を備えることで力率ＰＦを向上させ
ることは可能となるのであるが、これら力率改善回路２
０，２１は、整流電流経路に対してスイッチング出力を
帰還する構成を採るために、直流入力電圧（整流平滑電
圧Ｅｉ）に重畳するリップル成分が増加することが分か
っている。例えば図５に示す回路の場合であれば、力率
改善回路２０を備えない構成の場合の整流平滑電圧Ｅｉ
に重畳するリップル成分ΔＥｉは、ΔＥｉ＝９．２Ｖで
あるのに対して、力率改善回路２０を備えた場合にはΔ
Ｅｉ＝３５．３Ｖにまで増加する。特に、無負荷時にあ
っては、ΔＥｉは約２６Ｖ程度にまで上昇する。これ
は、図８に示した構成の電源回路にあっても同様のこと
が言える。

【００３０】例えば図８に示す構成を例に挙げると、第
１並列共振コンデンサＣｒ＝８２００ｐＦ、第２並列共
振コンデンサＣｒ1＝０．０２７μＦ、チョークコイル
Ｌｓ＝７５μＨを選定したとすれば、負荷電力Ｐｏ＝２
５Ｗ〜２００Ｗの範囲で力率ＰＦとして０．７３以上を
保つことはできるのであるが、ΔＥｉ＝３１．８Ｖにま
で増加する。そこで、図８に示す回路において、第２並
列共振コンデンサＣｒ1＝０．０３３μＦ、又はＣｒ1＝
０．０４３μＦとして、第１並列共振コンデンサＣｒ−
第２並列共振コンデンサＣｒ1による分圧比を変更して
電圧共振パルスの帰還量を調整（少なく）すれば、Ｃｒ
1＝０．０３３μＦの場合には、ΔＥｉ＝２５．３Ｖに
まで減少し、Ｃｒ1＝０．０４３μＦの場合には更にΔ
Ｅｉ＝９．１Ｖにまで減少する。

【００３１】上記のようにして電圧共振パルスの帰還量
を低下させればΔＥｉを抑制することが可能とされる。
但し、電圧共振パルスの帰還量を低下させると、力率Ｐ
Ｆは低下する。例えば、この特性は、図９及び図１０に
も示されており、Ｃｒ1＝０．０３３μＦの場合よりも
Ｃｒ1＝０．０４３μＦの場合のほうが、良好な力率特
性が得られている。従って、例えば図８に示す回路とし
ては、Ｃｒ1＝０．０４３μＦ程度を限度として、リッ
プル電圧ΔＥｉの抑制と実用に足るだけの力率ＰＦを得
るように調整を行うようにされる。これは図５に示した
回路についても同様のことが言える。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】図５及び図８に示した
回路にあっては、図６及び図９にそれぞれ示したよう
に、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに応じて、直流入力電
圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のレベルが上昇し、特に無負荷
時の条件に近づくに従って、上記したリップルΔＥｉが
増加することもあって、その上昇率が高くなる。これ
は、負荷変動に対する電圧変動率が増加することを意味
している。このため、直流入力電圧を生成する平滑コン
デンサＣｉの耐圧について、ＡＣ１００Ｖ系に対応する
場合には、力率改善を行わない場合には２００Ｖである
の対して、力率改善を行う構成を採る場合には２５０Ｖ
としなければならない。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応す
る場合には、力率改善を行わない場合には４００Ｖであ
るの対して、力率改善を行う構成を採る場合には５００
Ｖとしなければならない。このために、１つには平滑コ
ンデンサＣｉのサイズが大型化して、その分、回路の小
型化及び低コスト化の妨げになるという問題を有してい
る。

【００３３】また、平滑コンデンサＣｉは例えば電解コ
ンデンサが用いられるが、この電解コンデンサのキャパ
シタンスを同等とした上で耐圧を上げたものを選定した
場合、等価内部抵抗が増加するために自己発熱量も増加
する。これによって電解コンデンサの経年変化による劣
化の度合いも大きくなり、その分信頼性が低くなってし
まう。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電
圧を生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段
と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギ
ャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するため
に設けられる絶縁コンバータトランスと、直流入力電圧
をスイッチング素子により断続して得られるスイッチン
グ出力を上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力
するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダ
クタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスと
によって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電
圧共振形とする一次側並列共振回路と、力率改善動作を
行うための力率改善手段とを備える。また、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、
二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次
側において形成される二次側共振回路と、二次側共振回
路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行っ
て、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに
応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行う
ように構成された定電圧制御手段とを備える。そして上
記力率改善手段は、一次巻線に得られるスイッチング出
力が伝達されるようにして絶縁コンバータトランスの一
次側に対して巻装される三次巻線と、第１巻線と整流電
流経路に挿入される第２巻線とを磁気結合する磁気結合
トランスと、三次巻線に伝達されたスイッチング出力が
自身のキャパシタンスを介して磁気結合トランスの第１
巻線に伝達されるように挿入される共振コンデンサと、
磁気結合トランスの第１巻線から第２巻線に励起される
ようにして帰還されたスイッチング出力に基づいてスイ
ッチング動作を行うように整流電流経路に挿入されるス
イッチング用素子とを少なくとも備えることとした。

【００３５】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路として
は、絶縁コンバータトランスの一次巻線に得られるスイ
ッチング出力を三次巻線に伝達し、更にこの三次巻線か
ら共振コンデンサを介するようにして磁気結合トランス
の第１巻線に対して伝達する。そして、この磁気結合ト
ランスの第２巻線にスイッチング出力を励起させて帰還
する。磁気結合トランスの第２巻線は整流電流経路に挿
入されており、従ってこの整流電流経路に対してスイッ
チング出力が帰還されることになる。そして、この帰還
されたスイッチング出力に基づいてスイッチング用素子
が整流電流を断続するように動作することで力率改善を
図るようにされる。そして、このような構成では、少な
くとも、共振コンデンサと磁気結合トランスの第１巻線
とによって共振回路が形成され、力率改善動作中にあっ
ては、この共振回路が共振動作を行うようにされる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態として
の電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す
電源回路も、図１１に示す構造の絶縁コンバータトラン
スＰＩＴが備えられて複合共振形コンバータを形成す
る。なお、この図において図５及び図８と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。

【００３７】この図に示す電源回路においては、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に対して三次巻線Ｎ3
が巻装される。この場合、三次巻線Ｎ3は一次巻線の巻
始め側を巻き上げるようにして設けられる。この三次巻
線Ｎ3の端部（一次側巻線の巻始め端部）は、次に説明
する力率改善回路１０の直列共振コンデンサＣAに対し
て接続される。

【００３８】この図に示す力率改善回路１０の構成は次
のようになる。この力率改善回路１０においては磁気結
合トランスＭＣＴが備えられる。この磁気結合トランス
ＭＣＴは一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとが磁気的に密結
合されて構成される。一次巻線Ｎｐの巻始め端部は、直
列共振コンデンサＣAを介して絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの三次巻線Ｎ3の端部と接続される。一次巻線Ｎ
ｐの巻終わり端部は平滑コンデンサＣｉの正極端子に対
して接続される。二次巻線Ｎｓのの巻始め端部は高速リ
カバリ型ダイオードＤ2のカソードと接続され、巻終わ
り端部は平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続さ
れる。高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノードはブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極端子に接続される。この回路で
は、二次巻線Ｎｓと高速リカバリ型ダイオードＤ2とが
直列に接続されて直列接続回路を形成し、この直列接続
回路がブリッジ整流回路Ｄｉの正極端子と平滑コンデン
サＣｉの正極端子間の整流電流経路に対して挿入されて
いる形態を採っている。ここで、この図に示す磁気結合
トランスＭＣＴ一次巻線Ｎpと二次巻線Ｎsの巻方向の関
係を見た場合には、図１３（ａ）と同様となり、従って
その動作は、加極性（＋Ｍ）モードとされることにな
る。

【００３９】この場合の並列共振コンデンサＣｒは、ス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並
列に接続されており、自身のキャパシタンスと絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージイン
ダクタンスとによってスイッチング動作を電圧共振形と
するための並列共振回路を形成する。

【００４０】このような構成によると、スイッチング動
作中にあるスイッチング素子Ｑ1がオフの期間に得られ
る電圧共振パルスＶｃｐが、一次巻線Ｎ1を流れる共振
電流として得られ、この共振電流による交番電圧が三次
巻線Ｎ3に対しても伝達される。この場合、三次巻線Ｎ3
は一次巻線Ｎ1の巻始め側を巻き上げて設けられている
ことから、三次巻線Ｎ3に伝達される電圧共振パルスＶ
ｃｐとしては負極性となる。また、三次巻線Ｎ3に伝達
される共振パルス電圧のレベルは、一次巻線Ｎ1と三次
巻線Ｎ3の巻線比によって決定される。つまり、スイッ
チング素子Ｑ1の両端に得られる共振パルス電圧Ｖｃｐ
のレベルをＬｖｃｐとし、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の
各巻数をその符号で表すとすれば、Ｌｖｃｐ×Ｎ3／Ｎ1
で表されるレベルの共振パルス電圧が三次巻線Ｎ3に伝
達される。

【００４１】そして、この三次巻線Ｎ3に伝達された正
極性の共振パルス電圧が、更に直列共振コンデンサＣA
を介して、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎｐに対
して交番電圧として伝達される。磁気結合トランスＭＣ
Ｔにおいては、この一次巻線Ｎｐに得られた交番電圧に
より二次巻線Ｎｓに交番電圧が励起される。つまり、本
実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング
動作により得られる電圧共振パルスＶｃｐを、三次巻線
Ｎ3→直列共振コンデンサＣAを介した上で、更に磁気結
合トランスＭＣＴの磁気結合を介して整流電流経路に帰
還するように構成している。そして、このようにして整
流電流経路に帰還されたスイッチング出力によって、高
速リカバリ型ダイオードＤ2が整流電流をスイッチング
する動作が促される。

【００４２】ところで、磁気結合トランスＭＣＴとして
は、例えばＥＩ−１２形の比較的小型のフェライトコア
を使用することが出来、直列共振コンデンサＣAの耐圧
としては１００Ｖでよいものとされる。これは、これま
での力率改善回路の構成部品よりも小型軽量であり、ま
た、コスト的にも有利なものとなっている。

【００４３】図２は、上記図１に示す電源回路の要部の
動作を電源周期により示す波形図である。この図に示す
動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力２
００Ｗ時の動作となる。

【００４４】ここでは、商用電源の周波数は５０Ｈｚと
され、交流入力電圧ＶACは図２（ａ）に示すように、半
周期が１０ｍｓとなる正弦波状の波形が得られている。
そして、交流入力電流ＩACが図２（ｂ）に示すようにし
て流れるのに対応してブリッジ整流回路Ｄｉから整流電
流が出力されると、高速リカバリ型ダイオードＤ2では
これを断続するようにスイッチング動作を行う。

【００４５】本実施の形態の場合、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2は、交流入力電圧ＶACが高いとされて交流入
力電流ＩACが流れる７．５ｍｓの期間に対応してのみス
イッチング動作を行い、交流入力電圧ＶACが低いとされ
て、交流入力電流ＩACが流れない期間にあっては、高速
リカバリ型ダイオードＤ2はスイッチング動作を行わな
い。このために、高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れ
るスイッチング電流ＩDは図２（ｄ）に示すものとな
る。また、この動作に対応して、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2のカソード電位Ｖ2は図２（ｅ）に示すエンベロ
ープによる交番電圧となる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2のアノード電位Ｖ1は、図２（ｃ）に示す波形
となって得られる。

【００４６】ここで、三次巻線Ｎ3には、前述した負極
性の電圧共振パルス（Ｖｃｐ）が伝達されて得られてい
る。また、直列共振コンデンサＣAのキャパシタンスと
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎｐのインダクタン
スＬｐとによって直列共振回路が形成される。このため
に、交流入力電圧ＶACの全周期にわたり、三次巻線Ｎ3
に得られる電圧共振パルスによって、直列共振コンデン
サＣAと一次巻線Ｎｐの直列共振動作が得られるように
なっている。このとき、直列共振コンデンサＣAを流れ
る共振電流は図２（ｆ）に示すようにして、交流入力電
流が流れる期間に対応しては正弦波状のエンベロープと
なったうえで、全周期にわたって交番電流が流れる波形
が得られる。また、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線
Ｎｐの巻始め端部の電位Ｖ3は、図２（ｇ）に示すもの
となる。

【００４７】また、交流入力電圧ＶACが低いとされて高
速リカバリ型ダイオードＤ2がスイッチング動作を行わ
ずにオフとなる期間では、上記した直列共振動作の作用
によって、フィルタコンデンサＣN→二次巻線Ｎｓを介
して、図２（ｈ）に示すようにして交番電流が流れるよ
うにされる。そして、平滑コンデンサＣｉに流入する充
電電流Ｉ2としては、図２（ｉ）に示すようにして、交
流入力電流ＩACが流れる期間に対応しては、正極性にピ
ークとなって、交流入力電流ＩACが流れない期間に対応
しては、交番電流が流れる波形となる。

【００４８】本実施の形態では、上記した直列共振コン
デンサＣAと一次巻線Ｎｐによる直列共振動作を得るこ
とによって、実際には、交流入力電圧ＶACの絶対値が整
流平滑電圧レベルよりも低いとされる、ＶAC＝５０Ｖ程
度まで高速リカバリ型ダイオードＤ2のスイッチング動
作をすることができる。これによって、先に述べたよう
に、交流入力電流ＩACの導通角は７．５ｍｓにまで拡大
させることができるものである。そして、結果的には、
後述するようにして、負荷変動に対してほぼ０．８以上
の高力率を維持することができる。そして、このように
して高力率が得られることで交流入力フィルタであるフ
ィルタコンデンサＣNにおける電力損失についても低減
が図られる。

【００４９】また、前述したように本実施の形態の電源
回路における定電圧制御は、スイッチング周波数制御で
あり、負荷が減少するとスイッチング周波数を高くする
ように制御することで定電圧化を図るようにされてい
る。そこで、直列共振コンデンサＣAと一次巻線Ｎｐか
ら成る直列共振回路の共振周波数ｆｏとスイッチング周
波数ｆｓとについて、負荷変動に対して常時ｆｏ＜ｆｓ
となるように、直列共振コンデンサＣAのキャパシタン
スと一次巻線ＮｐのインダクタンスＬｐとを選定するこ
とで、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電
圧）の変動を抑えることが可能とされる。なお、この図
に示す各部の交番波形は正弦波状であり、低ノイズの動
作が得られている。

【００５０】ここで、上記図１に示した電源回路につい
ての実験結果を図３及び図４に示す。なお、これらの図
に示す実験結果を得るのにあたっては、一次巻線Ｎ1＝
４３Ｔ、三次巻線Ｎ3＝２Ｔとし、磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１３
μＨとし、二次巻線ＮsについてもインダクタンスＬｓ
＝１３μＨとしている。直列共振コンデンサＣＡについ
ては、ＣA＝０．１８μＦ〜０．２２μＦの範囲で選定
されるものとする。そして動作条件としては、負荷電力
Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１
４４Ｖ時とされる。

【００５１】まず図３には、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖで一定とした条件の下での、負荷変動に対する力率及
び整流平滑電圧Ｅｉレベルとの関係を示している。この
図に示されるように、力率ＰＦとしては、直列共振コン
デンサＣA＝０．０２２μＦを選定した場合には、負荷
電力Ｐｏ＝５０Ｗ程度以上から、負荷電力変動に関わら
ず力率ＰＦについて０．８程度以上が維持されるという
特性が得られている。また、直列共振コンデンサＣA＝
０．１８μＦを選定した場合の力率特性は、負荷電力Ｐ
ｏ＝５０Ｗ付近で力率ＰＦ＝０．８５程度のピークが得
られ、ここから負荷電力Ｐｏが増加するのに従って徐々
に低下していくものの、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時でも
０．７５程度の力率が維持されている。

【００５２】また、整流平滑電圧Ｅｉについては、直列
共振コンデンサＣA＝０．１８μＦ，０．２２μＦの何
れを選定した場合にも、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時
において急峻にレベルが上昇する現象が抑えられてお
り、そのレベルとしても１５０Ｖ程度となっている。こ
のような結果から、本実施の形態では、例えば図１に示
した回路構成から力率改善回路１０を省略した基本的構
成の場合とほぼ同等の、負荷変動に対する整流平滑電圧
Ｅｉの電圧変動特性が得られる。これにより、本実施の
形態としては平滑コンデンサＣｉとして、力率改善回路
１０を設けない場合と同等の耐圧品を使用することが可
能になる。但し、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）の
リップル成分ΔＥｉは、ΔＥｉ＝１４．５Ｖとなり、例
えば図１に示した回路構成から力率改善回路１０を省略
した基本的構成と比較すれば４．５Ｖ程度の増加が見ら
れる。但しこの程度では、平滑コンデンサＣｉの耐圧向
上を図ったものを選定する必要はないものとされる。

【００５３】また、図４には負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで
一定とした場合の交流入力電圧変化に対する力率及び整
流平滑電圧Ｅｉレベルとの関係を示している。この図に
よると、直列共振コンデンサＣA＝０．２２μＦを選定
した場合の力率は、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０
Ｖの範囲で上昇するのに従って、ＰＦ＝０．８〜０．７
の範囲で下降してはいくものの、全体としてＰＦ＝０．
７以上が維持される。また、直列共振コンデンサＣA＝
０．１８μＦを選定した場合には、交流入力電圧ＶAC＝
８０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対して力率ＰＦ＝０．７
７〜０．７８の範囲が維持される。また、整流平滑電圧
Ｅｉは交流入力電圧ＶACの上昇に応じて高くなっていく
傾向が得られている。

【００５４】なお、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側並列共振回路に対して全波
整流回路を備えた構成や、二次側直列共振回路を利用し
た倍電圧整流回路、若しくは４倍電圧整流回路を備えた
構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の
形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施の形態
としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特
に限定されるものではない。

【００５５】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、自励式の構成が採ら
れているが、他励式の構成に対しても本発明の適用は可
能である。この場合には例えば自励発振駆動回路に代え
て、ＩＣ（集積回路）による発振・ドライブ回路を備
え、この発振・ドライブ回路により電圧共振形コンバー
タのスイッチング素子を駆動するという構成を採ればよ
い。この場合、定電圧制御としては、二次側出力電圧レ
ベルに応じて発振・ドライブ回路にて生成される駆動信
号波形を可変制御する。その制御としては、スイッチン
グ素子がオフとなる期間は一定で、オンとなる期間が二
次側出力電圧レベルの上昇に応じて短縮されるようにし
て駆動信号波形を生成すればよいものである。なお、こ
のような他励式の構成を採る場合には、直交型制御トラ
ンスＰＲＴは省略される。

【００５６】また、上記のようにして他励式の構成を採
る場合には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
とされていたスイッチング素子Ｑ1に代えて、例えば２
石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）をダーリントン
接続したダーリントン回路を採用することが可能であ
る。更には、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）
としてのスイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導
体）、又はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）、又はＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用するこ
とが可能であり、これらダーリントン回路又は上記各素
子の何れかをスイッチング素子として使用した場合に
は、更なる高効率化を図ることが可能になる。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備え、二次側に共振回路を備え
た複合共振形コンバータに対して、力率改善回路を設け
たスイッチング電源回路として、絶縁コンバータトラン
スに対して一次巻線の出力が伝達される三次巻線を設け
る。そして、この三次巻線の出力を共振コンデンサを介
して磁気結合トランスの一次巻線（第１巻線）に対して
伝達する。磁気結合トランスの二次巻線（第２巻線）は
整流電流経路に挿入されており、従って、最終的には、
この磁気結合トランスを介して整流電流経路にスイッチ
ング出力が帰還される。この整流電流経路に帰還された
スイッチング出力によって、スイッチング用素子が整流
電流を断続するスイッチング動作を行うことで、力率の
改善を図るようにされる。そして本発明にあっては、共
振コンデンサと磁気結合トランスの第１巻線とによって
共振回路が形成されるのであるが、交流入力電圧の全周
期にわたってこの共振回路の共振動作が得られて共振電
流を流すようにされる。

【００５８】このような動作により、結果的には、力率
改善として高力率が得られるようにされたうえで、軽負
荷時若しくは無負荷時の直流入力電圧（整流平滑電圧）
の上昇を抑制することが可能になるが、これによって、
直流入力電圧を得るための平滑コンデンサとしては、力
率改善のための構成を備えない回路に用いていた平滑コ
ンデンサと同等の耐圧品を選定することが可能になる。
つまり、力率改善回路を備えたことに対応して平滑コン
デンサの耐圧を上げる必要がない。これにより、平滑コ
ンデンサの大型化が避けられるために、回路サイズも大
型化しない。また、コストアップも避けられることにな
る。また、平滑コンデンサの耐圧を上げることによる経
年変化（劣化）も小さなものになるため、この点での電
源回路の信頼性も向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。

【図２】図１に示すスイッチング電源回路の動作を示す
波形図である。

【図３】図１に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関係
を示す特性図である。

【図４】図１に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの
関係を示す特性図である。

【図５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。

【図６】図５に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関係
を示す特性図である。

【図７】図５に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの
関係を示す特性図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成を示す回路図である。

【図９】図８に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力変動に対する力率及び直流入力電圧レベルの関係
を示す特性図である。

【図１０】図８に示すスイッチング電源回路について、
交流入力電圧変動に対する力率及び直流入力電圧レベル
の関係を示す特性図である。

【図１１】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コ
ンバータトランスの構造を示す側断面図である。

【図１２】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ スイッチング駆動回路部、１０ 力
率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コン
デンサ、Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード、Ｃｒ 並列
共振コンデンサ、ＣA 直列共振コンデンサ、Ｃ2 二次
側並列共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラン
ス、Ｑ1 スイッチング素子、Ｎ3 三次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA02 CA04 CB01 CB03 5H730 AA00 AA15 AA17 AA18 AS01 BB23 BB52 BB57 BB67 BB76 BB80 CC03 CC04 DD02 DD03 DD04 DD08 DD15 DD23 EE07 FD01

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して得
   られるスイッチング出力を上記絶縁コンバータトランス
   の一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段
   と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 力率改善動作を行うための力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するよう
   に構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段とを備え、 上記力率改善手段は、 上記一次巻線に得られる上記スイッチング出力が伝達さ
   れるようにして絶縁コンバータトランスの一次側に対し
   て巻装される三次巻線と、 第１巻線と、整流電流経路に挿入される第２巻線とを磁
   気結合する磁気結合トランスと、 上記三次巻線に伝達された上記スイッチング出力が、自
   身のキャパシタンスを介して上記磁気結合トランスの第
   １巻線に伝達されるように挿入される共振コンデンサ
   と、 上記磁気結合トランスの第１巻線から第２巻線に励起さ
   れるようにして帰還されたスイッチング出力に基づいて
   スイッチング動作を行うように整流電流経路に挿入され
   るスイッチング用素子と、を少なくとも備えている、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。