CN1125578C - 高频加热装置 - Google Patents

Abstract

一种高频加热装置，包括驱动磁控管的电路。电路包括漏泄变压器、与所述漏泄变压器初级线圈串联连接的第二电容器、与所述初级线圈和第二电容器的串联电路并联连接的第二开关器件、与所述第二开关器件并联连接的第一电容器、以及与所述第二开关器件串联连接的第一开关器件。在本发明的结构下，开关器件和漏泄变压器，二者都是电路的关键元件，可以分别被共同用在200V-240V商用电源的电路上或是100V-120V商用电源的电路上。从而能够进行关键元件的批量生产，导致从降低元件的成本以及加热装置的成本上受益。

Description

高频加热装置

技术领域

本发明涉及利用磁控管进行感应加热的高频加热装置，如微波炉；尤其涉及驱动磁控管的电路的结构。

背景技术

装在家用高频加热装置和各种其它装置中的电源电路是笨重的。减小电源电路的尺寸和重量一直是工业部门的一项主要任务之一。许多部门一直在努力，通过采用开关电源使其变紧凑、重量轻和价廉。此外，在利用磁控管的食品加工高频加热装置的领域中，需要降低磁控管驱动电路的尺寸和重量。有一项专利(PCT/JP 98/00751)，通过引入开关电源，试图满足该要求。

根据上述专利，通过采纳谐振型电路可降低在高频下工作的半导体开关器件的切换损耗，该电路是开关电源中的一项基本技术。由于由谐振电路的功能性产生的电路中的高电压，半导体开关器件和其它相关电子元件需要具有高电压技术指标。这使得电路又大又重。为了解决这些问题，上述专利揭示了以下结构。

正如图28所示，传统电路包括直流电源1、与直流电源1一端连接的漏磁变压器2、与漏磁变压器2初级线圈3和直流电源1另一端串联连接的第一半导体开关器件6、与漏磁变压器2初级线圈3并联连接的第一电容器4、第二电容器5和第二半导体开关器件7的串联电路、用于驱动第一半导体开关器件6和第二半导体开关器件7的具有振荡器的驱动装置8、与漏磁变压器2的次级线圈9连接的整流装置10、以及与整流装置10连接的磁控管11。第二电容器5和第二半导体开关器件7的串联电路与漏磁变压器2的初级线圈3并联连接。

上述电路结构的一个特征在于，通过使用辅助第二电容器5能够降低施加在主要的第一半导体开关器件6上的电压，辅助电容器5的电容大于与漏磁变压器2相结合形成谐振电路的第一电容器4的电容。

考虑到直流电源1是通过对商用电源进行整流提供的情况。商用电源具有不同的电压，例如，日本为100V、美国为120V、英国和中国为240V、而德国为220V。即使是在日本，许多耗电专用装置接受200V的电源。

在商用电压为100V或120V的情况中，通过上述电路可以降低施加到主要第一开关器件6上的电压。然而，如果商用电源的电压高于200V，那么施加到主要第一开关器件6上的电压在以上专利中所揭示的电路中将升高。此外，需要改变漏磁变压器2的初级线圈和次级线圈的电感以及第一电容器4和第二电容器5的电容。

表1比较了在100V电源和200V电源下，漏磁变压器2、第一电容器4和第二电容器5的常数以及第一开关器件6上的电压。表1告诉我们，例如，漏磁变压器2的初级线圈的电感增大到约4倍，线圈匝数与电感的平方根成正比地增大到约2倍。因此，该结构经受实质性变化。

此外，第一开关器件6的耐压必须要升高以满足施加于其上的电压翻两番。

当传统电路碰到高于200V的商用电压时存在两个问题。一个问题是施加到开关器件上的电压升高。另一个问题是漏磁变压器、第一电容器和第二电容器被迫分别具有不同常数。

参考图28进一步描述传统电路。由漏磁变压器2、第一电容器4和第二电容器5形成的并联谐振电路通过谐振效应使得初级线圈3的电压高于直流电源。

因此，当直流电源是从高电压的商用电源提供的时，初级线圈3的电压仍然更高。所以，必须要降低漏磁变压器2的升压比(初级线圈3与次级线圈9之间的匝数比)，以及增加初级线圈3的匝数，以便降低初级线圈3的电压。

                           表1

		100V	200V
				漏磁变压器	初级线圈电感	45μH	150μH
次级线圈电感	14mH	8mH
			主-次级线圈耦合系数		0.74	0.74
第一电容器电容		0.18μF					0.05μF

第二电容器电容	4.5μF	4.5μF
			第一开关器件上的电压	430V	930V

直流电源1由对商用电源进行整流的整流装置和由电感器和电容器形成的以滤平输出的滤波器构成。

滤波器滤平电压，去除由于开关器件切换操作结果而产生的噪声以及避免来自外界的噪声干扰。

然而，由电感器和电容器形成的滤波器在电源接通的瞬间产生两倍于直流电源电压那么高的过压。

存在的另一个问题与在磁控管内开始放电引起的阻抗突然变化有关。漏磁变压器2的初级线圈3与次级线圈9之间的关系如图32(a)所示，采用等效电路图的形式。初级线圈3可以被分为漏泄电感器和激励电感器，进一步激励电感器和次级线圈9与理想变压器磁耦合(磁耦合系数为1)。次级线圈的两端与整流器电路连接，整流器电路与磁控管连接。在图中，L₁代表初级线圈的电感，L₂代表次级线圈的电感。

当磁控管的阻抗变得极小，等效于次级线圈短路时，漏磁变压器2的等效电路如图32(b)所示。仅有一个漏泄电感器。其电感L由以下方程式给出。

(方程式1)

L＝(1-k²)×L₁

式中：L1是初级线圈的电感

k是初级线圈与次级线圈之间磁耦合的系数

当次级线圈9短路时，初级线圈的电感变小。因此，正如方程式2中所示的大电流流入到第一开关器件6。

(方程式2)

I_c＝V_DC×T_on/L                  (1)

V_DC：直流电源1的输出电压

T_on：第一开关器件4中导通时间

由于L小，电流是过载电流，当第一开关器件6截止时产生过压。因此，由连续出现的过载电流和过压给第一开关器件6大应力。

对于磁控管的驱动仍然存在以下一个问题。磁控管阴极的合适温度约为2100K。如果阴极温度不合适，则磁控管不能工作，阳极与阴极之间的阻抗大于100M□。当阴极处于合适温度时，磁控管的恒定电压特性使阳极与阴极之间的电压保持在-4kV上。当阴极加热电流是从漏磁变压器的第三线圈26传递时，正如图28所示，在启动时阳极与阴极之间的高阻抗的状态一直持续到阴极温度达到合适水平为止。在该状态期间，在阳极与阴极之间并不存在恒定电压特性，产生高于-4kV的电压。

为了紧凑起见，形成直流电源1的整流器和滤波器、第一开关器件6、第二开关器件7、第一电容器4、第二电容器5、驱动装置8、漏磁变压器2和整流装置10通常设置在同一个印刷电路板上。图29示出印刷电路板12的结构。整流装置10与漏磁变压器2的次级线圈9连接，而其它电子元件与初级线圈3连接，前者和后者彼此相绝缘。

然而，如果这些元件中有一些安装倾斜或者后来由于外力而倾斜，便存在这样的可能性，即形成整流装置10的电子元件和与漏磁变压器3初级线圈3连接的这些元件会彼此相互接触。为了避免发生这种接触，采用以下方法。

正如图29所示，高耐压二极管13(它是属于整流装置10的电子元件)设置成远离第一电容器4，其距离是足够长的，以致于即使它们倾倒也不引起相互接触。

与漏磁变压器2初级线圈连接的电子元件是模塑的，以便即使对它们施加一定外力也不会倒下。或者在支承倾倒元件的元件之间提供一阻挡件，以便它不会倒在其它元件当中。电子元件是用胶体安装和固定的。在传统构造中可采取一些方法来避免麻烦。

为防止印刷电路板上电子元件因外力而相互接触或者为防止由于组装人员出错倾斜安装了这些元件在后来阶段相互接触所采取的惯用措施存在以下缺点。问题1：把元件安装在电路板上，具有足够的间隙，即使它们倒下占据很大电路板空间也足以避免相互接触，这样使得难以缩小电路板尺寸。问题2：对元件模塑具有更高绝缘能力，这意味着在成品元件上提供附加处理需要额外成本。问题3：在高压电路与低压电路之间提供一绝缘板使得印刷电路板的组装变困难，因此成本更高。问题4：用胶接固定元件需要花更长的组装工作时间、胶接的有效性不一定持续得长。

将磁控管设置在远离其上装有驱动电路电子元件的印刷电路板的地方。所以，磁控管的阳极和阴极需要通过某种手段与印刷电路板连接。用引线将阴极与印刷电路板连接，而通过高频加热装置的金属机箱将阳极与印刷电路板连接。

由于磁控管的管体本身形成阳极，阳极与金属机箱之间的电连接是通过把磁控管简单地安装在金属机箱上并利用螺栓紧固而完成的。

现在，描述金属机箱与印刷电路板之间的电连接。连接是一个关键点。如果由于某种原因在组装线忘记这一点的连接，那么磁控管便不工作。或者，如果连接不完全，产生的接触电阻会产生热、给相邻元件带来危害，或者在最坏的情况下，电路板会被烧焦。

参考附图描述连接装置。在图28中，第一连接点14代表印刷电路板12的图案16(图30)与点14’(它表示高频加热装置的金属机箱)或者形成机箱的金属片17(图30)之间的连接点。图30的剖面图表示高频加热装置的金属机箱或形成机箱的金属板17与印刷电路板12之间的连接部分。插到印刷电路板12的孔中的圆柱眼孔18是通过焊剂15与印刷电路板12的图案16相固定，以共享相同电位。眼孔18和金属片中孔的孔直径略小于攻丝螺栓19的直径。当攻丝螺栓19被拧紧时，它钻进部分眼孔18和金属片17中，焊剂15被牢固地固定在金属片17上。因此，图案16和金属片17保证彼此电连接。

图31示出装有电子元件的印刷电路板12，从顶部俯视。印刷电路板12在边缘部分设置有五个用于固定的孔20、21、22、23和24，因为其上载有诸如漏磁变压器的较重物质。提供一树脂框架用于保护印刷电路板，免于在运输中由于落地产生的震动冲击可能引起的损伤。数字25标识具有眼孔的上述孔。

有关印刷电路板的传统组装操作的实际弱点再有，由于存在多个用螺栓紧固在电路板上的孔，生产线上的组装人员会忘记把螺栓放在设置有眼孔的在功能上重要的孔中。

发明内容

按照本发明的电路包括直流电源、与直流电源的正极端连接的漏磁变压器、与漏磁变压器的初级线圈串联连接的第二电容器、与直流电源的正极端连接的第二开关器件、与第二开关器件并联连接的第一电容器、与第二开关器件串联连接以及与直流电源的负极端连接的第一开关器件、驱动第一和第二开关器件的驱动装置、与漏磁变压器的次级线圈连接的整流装置、以及与整流装置连接的磁控管。

漏磁变压器的初级线圈和第二电容器的串联连接对直流电源电源进行分压，导致施加在第一和第二半导体开关器件上的电压降低。再有，本发明的电路可以采用漏磁变压器、第一电容器和第二电容器，它们各自的常数与传统电路中的常数基本上相等。

在形成直流电压的滤波器的输出处提供的电涌吸收器吸收过压。当过压是瞬变现象以及滤波器的输出电压快速地返回到稳定电压(直流电源电压)时，电涌吸收器并不保持吸收过压。

其它示例结构的电路用第一电阻器将漏磁变压器的初级线圈与第二电容器的连接点连接到直流电源的一端，以及用第二电阻器将该连接点连接到直流电源的另一端，用于检测漏磁变压器的初级线圈的电压。基于检测结果，能够控制漏磁变压器的次级线圈中在启动时过压的产生。

此外，为了防止印刷电路板上的电子元件倒下而与其它电子元件接触，在电子元件的底部可以提供一抗倾倒工具。采用上述设置，不必对成品元件或者元件之间的额外间隙提供正如在传统电路中实际使用的附加处理。因此，可以使印刷电路板更小和更便宜。

附图简述

图1是按照本发明第一、第七和第八示例实施例的高频加热装置的磁控管驱动电路图。

图2(a)-(c)示出按照本发明第一示例实施例的漏磁变压器的次级线圈的整流器电路的例子。

图3(a)-(f)示出在工作模式1-6中图1的电路。

图4是波形图，表明图1的电路中的电压和电流。

图5是用于描述第二示例实施例的图，这里示出了图1的电路中的输出特性。

图6示出第一开关器件的电流波形图，用于描述第二示例实施例。

图7是第二电容器35、漏磁变压器32和磁控管41的简化等效电路，用于描述第三示例实施例。

图8是特性图，表明图7等效电路中交流信号源的频率与电流之间的关系。

图9是电路方框图，这里，图1的电路增加了脉冲宽度调制部分，在第四示例实施例中它是本发明的内容。把电路中电子元件分类为各个功能块，图中示出各相应块上的电压或电流波形。

图10示出第四示例实施例的波形图，图10(a)是从电压检测部分输出的电压波形图，图10(b)是从脉宽调制部分输出的电压波形图。

图11是电路方框图，这里，图9的电路增加了调频部分，在第五示例示例中它是本发明的内容。

图12是实施例5中图11的电路中的波形图，图12(a)是从电压检测部分输出的电压波形图，图12(b)是从脉宽调制部分输出的电压波形图，图12(c)是从调频部分输出的电压波形图。

图13是电路方框图，这里，图11的电路增加了启动频率设定部分，在实施例5中它是本发明的内容。

图14是电路方框图，这里，图13的电路增加了输出调节部分，在实施例5中它是本发明的内容。

图15示出实施例5中图14的电路中的波形图，图15(a)是在输出控制下从电压检测部分输出的电压波形图，图15(b)是从脉宽调制部分输出的电压波形图，图15(c)是从调频部分输出的电压波形图。

图16示出按照第六示例实施例的重要电路图的例子。

图17是按照本发明第八示例实施例的高频加热装置中驱动磁控管的电路图。

图18是按照本发明第九示例实施例的高频加热装置中驱动磁控管其它组合的电路图。

图19示出在实施例9中在磁控管发生短路状态的突然阻抗变化下电子元件的电压或电流波形。

图20是表明实施例9的结构的电路图。

图21是表明实施例9的其它组合的电路图。

图22是表明第十示例实施例的结构的电路图。

图23示出图1所示电路图中电子元件如何被安装在印刷电路板上，用于描述第十一示例实施例。

图24是按照第十二示例实施例的磁控管驱动电路，这里考虑到引线的设置。

图25是用于描述实施例12的视图，安装有磁控管驱动电路的电子元件的印刷电路板的俯视图。

图26示出按照实施例12的引线62的结构。

图27是用于描述安装有实施例12磁控管驱动电路的电子元件的印刷电路板的焊接操作的图。

图28是电路图，表明高频加热装置的传统磁控管驱动电路。

图29是磁控管驱动电路的电子元件如何安装在传统高频加热装置印刷电路板上的视图。

图30表明传统高频加热装置中磁控管驱动电路的印刷电路板与金属机箱或金属机箱金属片形成部分之间的连接部分的截面图。

图31是安装有传统高频加热装置中磁控管驱动电路的电子元件的印刷电路板的俯视图。

图32(a)是漏磁变压器的等效电路图，图32(b)是当磁控管处于短路状态时漏磁变压器的等效电路图。

较佳实施例的描述

第一示例实施例

图1示出按照本发明第一示例实施例的高频加热装置的磁控管驱动电路。驱动电路包括直流电源31、漏磁变压器32、第一开关器件36、第一电容器34、第二电容器35、第二开关器件37、驱动装置38、全波倍压整流器电路40和磁控管41。直流电源31把通过对商用电源进行全波整流获得的直流电压V_DC提供给由第二电容器35、漏磁变压器32的初级线圈33和第一半导体开关器件36形成的串联电路。第一开关器件36和第二开关器件37串联连接，由漏磁变压器32初级线圈33和第二电容器35形成的串联电路与第二开关器件37并联连接。

第一电容器34与第二开关器件37并联连接。在漏磁变压器32次级线圈39上产生的高压输出被全波倍压整流器电路40转换为高的直流电压，并施加在磁控管41的阳极与阴极之间。漏磁变压器32的第三线圈42把电流传递到磁控管41的阴极。驱动磁控管41的条件在上述专利(PCT/JP98/00751)中作了揭示，这里仅仅描述其概要。给磁控管提供负电压。其磁控管工作期间，恒定电压特性使电压保持在约-4kV下。为了有效地使用在漏磁变压器32产生的正电压，整流装置或是选择如图1所示的全波倍压整流电路、图2(a)的半波倍压整流电路、图2(b)的全波整流电路、或是图2(c)的中心抽头整流电路。

第一开关器件36由IGBT和与其并联连接的二极管形成。第二开关器件37同样由IGBT和二极管形成。驱动装置38中包含一振荡器，用于把驱动信号提供给第一开关器件36和第二开关器件37。振荡器中产生的特定频率和占空比的信号被传递给第一开关器件36，作为驱动信号。

给第二开关器件37提供一信号，该信号与传递给第一开关器件36的驱动信号反相，具有延迟时间。

图1的电路的操作可以划分为图3中所描述的六个模式。参考图3和图4描述其操作，这里示出了开关器件36和37的电压/电流波形。在模式1(图3(a))中，当给开关器件36提供一驱动信号时，来自直流电源31的电流流过漏磁变压器32的初级线圈和第二电容器35。在模式2(图3(b))中，第一开关器件36截止，流过初级线圈33和第二电容器35的电流开始流向第一电容器34。在这同时，第一开关器件36上的电压升高。在模式3(图3(c))中，第一电容器34的电压从V_DC变到0V。在模式3中，第一电容器34的电压达到0V时，构成第二开关器件37的二极管导通。在模式4(图3(d))中，流过初级线圈33和第二电容器35的电流的方向通过谐振而反转，因此，第二开关器件37在这一时刻需要处于导通状态。其模式3和4期间，第一开关器件36的电压变为与直流电源电压V_DC相同。在商用电源的有效值为230V的地区，例如在欧洲国家，峰值电压变为根号2倍，直流电源V_DC的峰值电压变为约325V。在模式5(图3(e))中，第二开关器件37截止，流过第二电容器35和初级线圈33的电流开始流向第一电容器34，第一电容器34的电压升高到V_DC。在模式6(图3(f))中，第一电容器34的电压达到V_DC，构成第一开关器件36的二极管导通。流过初级线圈33和第二电容器35的电流的方向被谐振反转，第一开关器件36在这一时刻需要处于导通状态。这是模式1。在模式6和1期间，第二开关器件37的电压与直流电源电压V_DC相等。

本实施例的效果如下。

首先，施加在第一开关器件36和第二开关器件37上的电压的最高值能够等于直流电源电压V_DC。

其次，通过谐振系统能够降低开关器件的切换损耗。以下将描述这一点的要点。模式2和5是谐振周期，在这期间来自初级线圈33的电流流到第一电容器34和第二电容器35。第一电容器34的电容约为第二电容器35电容的1/20到1/30，因此，组合电容接近于第一电容器35的电容。在模式2和5期间施加在第一开关器件36和第二开关器件37上的电压按照组合电容和漏磁变压器32阻抗所确定的时间常数而变化。电压漂移和由上述时间常数确定的倾斜降低在模式2中在截止期间第一开关器件36的切换损耗。此外，在模式5中施加在第一开关器件36上的电压变为0，这降低导通状态期间第一开关器件36的切换损耗。把这称为零电压切换，这些是谐振电路系统的特征。本方法利用该特征，而开关器件上的电压并不超过直流电源电压V_DC。

第三，磁控管由负电压驱动。通过选择整流装置的全波倍压整流电路、半波倍压整流电路、全波整流电路或者中心抽头整流电路能够有效地利用在漏磁变压器2上产生的正电压。

第二示例实施例

第二电容器35具有足够大的电容，从而使电压波纹变小，正如图4中底部所示。这是本发明的要点之一。表2中所示的是漏磁变压器32、第一电容器34、第二电容器35、形成直流电源31的滤波器的第三电容器43的容量，和工作频率。

                    表2

漏磁变压器	初级线圈电感	45μH
			次级线圈电感	14mH
	主-次级线圈耦合系数	0.74
			第一电容器电容		0.18μF
第二电容器电容		4.5μF
			工作频率		35kHz

漏磁变压器、第一电容器和第二电容器的常数保持与表1中所示的漏磁变压器、第一电容器和第二电容器的常数相同，后者是在背景技术中描述的传统电路中使用的。第二电容器35具有大的电容，约等于第三电容器43的电容。图5是图1的电路的输出特性，表明第二电容器35具有大电容(约等于第三电容器43的电容)的情况，即本情况，以及它具有小电容(约为第三电容器43电容的一半)的情况。

图5的输出特性代表通过改变导通时间与循环(占空比)比而控制它，而第一开关器件36的驱动信号循环是固定的情况。图5中所示的是在第一开关器件36能够变为零电压切换的范围内的输出特性。正如从图5中看到的，第二电容器35的电容越大，输出变化的范围越宽。

图6比较了在第一开关器件36中流动的电流的波形，针对第二电容器35电容为大或小的情况。在电容大的情况中，在ON导通周期T_ON期间看到电流呈斜直线形式，而当电容小时，波形取圆形形式。从这一情况，如果ON导通时间延伸到T_ON1’，当电容大时，电流线性增大到以斜线表示的增大区。电流的面积确定输出量。在电容小的情况中，增大的面积相对于电容大的情况而言要更小。即，输出的变化对于ON导通时间的增加或减小保持是小的。这表示通过导通时间(脉宽)控制输出是困难的。

为了能够通过导通时间(脉宽)实现输出控制，本实施例选择第二电容器的电容C₂、漏磁变压器的初级线圈的电感L₁、通过以上两个因素确定的谐振频率f_R、和工作频率f₀来建立适当关系。条件是满足：

(方程式3) $f_R=1/(2\×\mathrm{\π}\×\sqrt{L_1\×C_2})$

f_R：谐振频率

此外在本实施例中，第二电容器35的电容C₂、漏磁变压器的初级线圈33的电感L₁、谐振频率f_R、和工作频率f₀满足方程式4。

(方程式4) $2.45<\sqrt{(L_1/C_2)}<3.55$ $1.38<f_0/f_R<4.$

通过假设上述条件，本实施例通过脉宽(占空比)控制输出。此外，通过脉宽(占空比)的输出控制降低阴极电流的偏差。这一点描述如下。

正如图1所示，漏磁变压器32包括第三线圈42，它为加热磁控管阴极提供能量。磁控管41的阴极与由电感器和电容器形成的滤波器连接，用于去除阴极的噪声。阴极(它是一个电阻器)具有约0.3Ω的阻抗。电感器的阻抗根据工作频率而变化，在30kHz下它为0.4Ω，或者几乎等于阴极阻抗。这意味着，电感器的阻抗显著地影响着阴极电流。因此，第二电容器35的电容增大扩宽了输出与特定频率的变化范围的上述现象还产生降低阴极电流偏差的效应。

第三示例实施例

本发明的直流源是通过对200V商用电源进行整流而提供的。然而，正如在背景技术中描述的，世界各地的商用电源的电压范围从约200V到240V。对于商用电源的偏差，需要相似类别的特定装置能够控制输出。然而，用具有相同电路常数的相同控制装置来克服40V的电压差是困难的。迫使第二电容器35和漏磁变压器32改变其常数。

在图7的等效电路中以简化方式示出了第二电容器35、漏磁变压器32和磁控管41。图8中示出了图7的交流源电流的特性。符号A代表第二电容器35的电容为4.5μF，交流源电压为200V，以及漏磁变压器32的常数与图2中所示相同的情况。符号B代表第二电容器35的电容为4.5μF，交流源电压为240V，以及漏磁变压器32的常数保持与情况A相同的情况。本电路的工作频率在20kHz(这高于声频频率)，最高到40kHz的范围内。在该范围内，交流源的电流和频率的特性几乎A和B情况彼此相同。因此，在高电源电压的情况中，通过增大第二电容器35的电容以降低谐振频率，可以使在20kHz至40kHz范围内电流特性大致相同。在直流源是从商用电源取得而后者是在200V至240V范围的结构中，按照商用电源的电压增大，通过增大第二电容器35的电容，而利用相同常数的漏磁变压器32，电路的电流特性能够保持相同。

第四示例实施例

在从商用电源获得直流源中，例如，当用电容器滤平全波整流电压时，滤平的程度越大，在商用电源中电流波形的畸变越大。因此，使得在本发明中使用的滤平电容器的电容尽可能小。图9是电路方框图，这里把本发明的内容增加到图1的电路中，然后把电子元件按序分类到各个块中，其上附有电压或电流波形。正如图9所示，从商用电源取得的全波整流电压的波形具有商用电压频率的包络。把这种电压传递给后续开关器件、谐振电路和驱动磁控管的整流电路，因此，磁控管的阳极电流波形也假设是商用电源频率的包络。由于磁控管在约-4kV的电压下振荡，而商用电源电压低时，它不振荡且具有暂停周期。结果，阳极电流包络不是连续的，因此，商用电源的电流波形的包络不是连续。这是商用电源的电流波形的畸变的起因。因此，电流暂停周期需要尽可能短。

磁控管的寿命在很大程度上依赖于阳极电流的峰值，电流峰值越高，寿命越短。因此，需要将其抑制到小于约1.2A。

在本发明中，开关器件驱动信号的占空比依照商用电源电压的包络而变化。即，随着包络电压降低，使第一开关器件36的占空比变得更大，以从整流器电路输出磁控管驱动电压-4kV。随着包络电压的增大，使占空比变得更小，以致于阳极电流的峰值不超过1.2A。正如在实施例2中已经描述的，输出和占空比之间的关系如图5所示。当输出在约40％占空比时达到其峰值时，在随着包络电压降低使第一开关器件36占空比变得更大的构造中，实际操作是在16至40％的占空比范围内进行的。在图9中，设置一个脉宽调制部分，用于针对包络电压的减小而增大开关器件36的占空比。该脉宽调制部分使用电压检测部分的输出作为基本信号。

在脉宽调制部分内侧，使基本信号倒相和放大，对放大率进行部分修改。这是因为如果脉宽调制信号是以与电压检测部分的输出成线性地形成，那么商用电源的电流波形假设是梯形形状，畸变变得增大。

图10(a)示出对应于商用电源一个循环周期的从电压检测部分输出的电压波形，图10(b)示出从脉宽调制部分输出的电压波形，上述两幅图的时间轴是一致地显示的。脉冲宽度调制输出的电压波形越高，驱动第一开关器件的占空比越大。

正如以上已经描述的，当占空比高于约40％时输出降低。因此，在脉宽调制部分设置限定功能。在图10(b)中，在周期A期间，上限幅器控制占空比不得高于约40％。因此，电路包括从商用电源取得的直流源、用于检测该直流源电压的电源电压检测部分、和使用电源电压检测部分的输出作为基本信号的脉宽调制部分。把来自脉宽调制部分的信号传递到驱动部分，驱动部分按照上述信号驱动开关器件。以这种方法，可以使商用电源电流的暂停周期缩短，此外，可以降低阳极电流的峰值。

第五示例实施例

在第四示例实施例中已经描述了即使在低包络电压周期中获得输出的方法。那就是随商用电源电压的包络线性地改变开关器件的占空比，针对包络电压的减小使得第一开关器件的占空比变得更大。

输出不仅可以通过占空比来调节而且它也可以通过频率来改变。本电路的工作频率是在30kHz附近。正如图8的特性图所看到的，当接近于谐振电路的谐振点时电流增大。因此，随着工作频率的降低，针对包络电压的减小，通过增大开关器件的占空比可以进一步增大输出。

图13是一电路方框图，表明提供频率调制部分的结构，频率调制部分利用从检测商用电源电压的电压检测电路的输出作为基本信号而产生频率调制信号，使基本信号倒相和放大，对放大率进行部分修改。把输出的频率调制信号传递给驱动部分，于是驱动部分驱动开关器件。

如果工作频率变得低于20kHz，或者在声频频段范围内，那么从电路可以听到声音。为了避免这一情况，频率调制部分把频率的下限限制在约20kHz上。图12示出电压波形，图12(a)示出对应于商用电源的一个循环周期的电压检测部分的输出，图12(b)示出脉宽调制输出，图12(c)示出频率调制输出，上述图中的时间轴是一致地示出的。脉宽调制输出的电压波形越高，驱动第一开关器件的占空比越大。频率调制输出的电压波形越高，驱动第一开关器件的频率越高。在图12(c)中，在频率调制部分的输出中周期B反映限制下限的功能。

当施加约-4kV的电压以及阴极被加热到2100K时磁控管能够开始工作。在阴极温度达到2100K之前有一段时间。为了进行高速加热，必须要尽可能地缩减预热时间。为此，一种方法是在启动时给阴极提供最大可能电流。然而，由于在一个漏磁变压器32中提供了产生高压的线圈(次级线圈39)和把电流提供给阴极的线圈(第三线圈42)，在启动时提供大的阴极电流不可避免地升高次级线圈39的电压。然而，整流电路40需要与具有耐足够高电压的电子元件一起形成。给磁控管41的阴极提供一电感器，该电感器的阻抗Z由方程式5表示。

(方程式5)

Z＝2πfL

式中L是电感

    f是频率。

因此，如果在启动时降低频率，阻抗Z降低，流过阴极的电流可以增大，而次级线圈的电压不增大。

给本发明的电路提供启动频率设定部分，用于在启动时释放频率调制，正如图13所示，使电路在最低频率下工作。启动频率设定部分检测漏磁变压器的初级线圈或次级线圈的电压，以控制频率，使得初级线圈或次级线圈的电压保持恒定不变。因此，即使当电源电压变化时，输出电压也保持稳定。即使磁控管的阴极达到准备开始工作的温度后，如果第一开关器件36在同样的低频下投入工作，磁控管会产生过剩输出。为了避免这一情况，一旦磁控管开始工作时，便通知启动频率设定部分。基于这一信息，启动频率设定部分立即再恢复频率调制。

从阳极的电流量能够识别磁控管的输出。在图14中，提供一个阳极电流检测部分，用于检测阳极电流，并把来自阳极电流检测部分的信息传递给微计算机。微计算机控制输出调节部分，获得一定电平的输出。输出调节部分把控制信号传递给频率调制部分和脉宽调制部分。当输出被降低时，输出调节部分采取脉宽调制优先的行动。如果输出进一步被降低，再对频率调制采取行动。

图15(a)示出对应于商用电源的一个循环周期的来自电压检测部分的输出的电压波形，这是在输出控制之下，图15(b)示出来自脉宽调制电路的输出的电压波形，图15(c)示出来自频率调制电路的输出的电压波形上述图形的时间轴是一致的。在图15(b)和(c)中，虚线代表在高输出下的调制信号，而实线代表在低输出下的调制信号。为了降低输出，脉宽调制部分首先采取行动，以致于电压波形取虚线的形状，然后频率调制部分采取行动，以致于电压波形取实线的形状。

通过这么做，能够使在输出控制下阴极电流的变化变得更小，并能够使输出控制的范围变得更宽。

从传递给微计算机的用于检测阳极电流的阳极电流检测部分的信号可以判定磁控管的异常。如果在由微计算机确定的输出与阳极电流检测部分的信号之间存在本质差异，怀疑阳极与阴极可能短路，或者它们处于开路状态。在这种情况下，微计算机可以给输出调节部分发布一个停止信号。

第六示例实施例

在图1的电路中，第一电容器34与第二开关器件37并联连接，并且与由第二电容器35和初级线圈33相对于第一开关器件36串联形成的串联电路连接。然而，这些连接可以被获得同样效果的以下结构所替代。

图16(a)的电路：第一电容器34与所示第一开关器件36并联连接，而由第二电容器35和初级线圈33形成的串联电路与第二开关器件37并联连接。图16(b)的电路：第一电容器34与第一开关器件36并联连接，而由第二电容器35和初级线圈33形成的串联电路与第一开关器件36并联连接。图16(c)的电路：第一电容器34与第二开关器件37并联连接，而由第二电容器35与初级线圈33形成的串联电路与第一开关器件36并联连接。

第七示例实施例

参考图1，驱动装置38中含有把驱动信号提供给第一开关器件36和第二开关器件37的振荡部分。振荡部分产生要传递给第一开关器件36的特定频率和占空比的信号，作为驱动信号。给第二开关器件37提供与给第一开关器件36驱动信号的倒相信号，并具有一延迟时间。因此，如果使得给第一开关器件36的初始脉冲的宽度变得最小，则用最大脉冲宽度驱动第二开关器件37。假设图1的电路中取消第一电阻器44和第二电阻器45，尽管当第一开关器件36和第二开关器件37不工作时，第一开关器件36在待命状态期间具有大电阻，也存在少许漏泄电流，对第二电容器35充电，其电位达到源电压V_DC。第一开关器件36的集电极电压V_CE为0V。从这一状态开始，当第一开关器件36以最小脉冲宽度开始工作时，由于集电极电压V_CE为0V，将不存在变化。当第二开关器件37以最大脉冲宽度开始其工作时，被充电到源电压V_DC的第二电容器35通过第二开关器件37和初级线圈33而放电。由于第二电容器的电压与源电压V_DC一样高，放电电流是大的。这在次级线圈39中产生过压。

所以，串联连接的第一电阻器44和第二电阻器45与直流源并联连接，第一电阻器44与第二电阻器45之间的连接点被连接至第一开关器件36与第二开关器件37之间的连接点。由此，第二电容器35的电压V_C2在初始阶段被分压至以下电压。

(方程式6)

V_C2=V_DC×R₁/(R₁+R₂)

R₁：电阻器44的电阻，R₂：电阻器45的电阻。

因此即使在最大脉冲宽度的时刻启动装置也可防止过流和过压的发生。

第八示例实施例

参考图1，图中示出了按照第八示例实施例的磁控管驱动电路。直流源31由整流装置46、电感器47和第三电容器43形成，用于对商用电源49进行整流并在滤平后将其作为直流电压输出。电感器47和第三电容器43形成滤波器，它降低由于第一开关器件36和第二开关器件37的切换动作的结果而产生的噪声。提供一个电涌吸收器50，与滤波器的输出或电容器43相并联。电涌吸收器50的功能将描述如下。

当连接商用电源49的时刻，由于滤波器引起的瞬变现象，在电容器43上产生约为商用电源电压两倍那么高的电压。在240V商用电源的情况下，电压的峰值达到

×240×2＝650V。这一电压施加在与滤波器的输出相连接的第一开关器件36上。正如实施例1中所描述的，本发明的电路中在第一开关器件36上的最高电压为直流源电压V_DC。对240V商用电源的一定安全边界，采用具有耐压600V的常用器件作第一开关器件。超过600V的电压在电路中是不需要的。所以，在正极端与负极端之间提供一个电涌吸收器50，在实际中，采用具有420-510V变阻器电压的变阻器。变阻器吸收超过600V的电压，不会将过压施加在开关器件36上。

取而代之，电涌吸收器可以提供在第一开关器件36的两端，正如图17所示。

在初始状态中，在电感器47、第三电容器43、第一电容器34、第二电容器35和漏磁变压器32中没有累积能量。当连接商用电源49时，在第三电容器43的两端出现两倍于商用电源那么高的电压，正如先前所描述的。由于漏磁变压器32和第二电容器35并不具有初始能量，它们的电压为零，第三电容器43两端上的电压施加在第一开关器件36上。

因此，连接在第一开关器件36两端的电涌吸收器提供与它连接在滤波器输出处情况相同的效应。

第九示例实施例

图18示出按照本发明第九示例实施例的电路图。提供一个电压检测装置52，用于检测连接初级线圈33与第二电容器35的点处的电压。数字53代表停止控制装置，它按照电压检测装置52的输出信号把停止控制信号提供给驱动装置38。

当由于磁控管41内放电、或者由于磁控管41的阳极与阴极之间短路或者在全波倍压整流器电路41的高压部分、或者由于类似原因发生阻抗突然变化时，初级线圈33的电感会陡然降低。图19示出在上述状态下电路的各构成部分的波形。图19(a)示出第一开关器件36的电流波形，图19(b)示出初级线圈33与第二电容器25的连接点处的电压波形，图19(c)示出第三电容器43的电压波形，图19(d)示出第一半导体开关器件36的电压电压波形，图19(e)示出停止控制装置53的输出信号波形。参考图19，阻抗变化出现在时间T₁处，在第一开关器件36中流动的电流开始增大(a)。

结果，在第一开关器件36处于导通状态时的周期T₂期间，第三电容器43通过初级线圈33和第二电容器35将其电荷放电，其电压变低。当第一开关器件36具有过载电流I_CP截止时，在第一开关器件36和初级线圈33与第二电容器35的连接点处出现高于正常的电压。一旦初级线圈33与第二电容器35的连接点处的电压超过预定值V_REF(b)时，它被电压检测装置52所检测到，而停止控制装置53发布信号(e)，该信号被传递给驱动装置38，断开第一开关器件36和第二开关器件37的工作。因此，防止了过压/过流的连续产生。

通过电压检测点在第三电容器43的结构，也可以防止在第一开关器件36和第二开关器件37中过压/过流的连续产生，正如图20所示。

当阻抗突然变化是由磁控管41阳极与阴极之间短路、或者整流器电路40的高压部分中或类似原因引起的时，第一开关器件36的电压也会趋高。因此，通过图21的结构也可以防止在第一开关器件36和第二开关器件37上的连续过压/过流，在该图中电压检测的点是在第一开关器件36上。

第十示例实施例

磁控管的阳极-阴极阻抗在启动时高，直至阴极温度达到适当水平为止。存在这样一种可能性，即在该周期期间阳极与阴极之间的高压升高。因此，需要控制阳极与阴极之间的电压。阳极与阴极之间的电压，次级线圈39的电压有几千伏那么高，难以对它们进行检测。在本实施例中，基于通过检测初级线圈33的电压获得的信息而控制阳极-阴极电压，初级线圈33的电压与次级线圈39的电压密切相关。

图22示出按照第十示例实施例的磁控管驱动电路。第三电阻器54和第四电阻器55串联连接，其一端被连接至初级线圈33与第二电容器35的连接点，而另一端被连接至直流源31的一端，以便于检测初级线圈33的电压。第四电阻器55被连接至比较器30，后者比较第四电阻器55的电压与参考电压29，以控制驱动装置38，从而使二者的电压相等。由此把在启动周期的阳极-阴极电压控制到适当的值。

可以采用形成电压检测装置52(按照实施例9的如图18所示)的电阻器共同作为第三电阻器54和第四电阻器55。

第十一示例实施例

图23示出按照第十一示例实施例的结构的表观，这里构成图电路的电子元件被安装在印刷电路板56上。

提供抗倾倒装置57、58，以防止这种事故的发生，即某一电子元件被偶然外力弄倾倒而与其它电子元件相接触。例如，为了防止二极管59或60和第一电容器34由于突然作用于其的外力的结果而彼此相接触，在第一电容器34的底部设置一个轴向型电子元件，作为抗倾倒装置57。轴向型电子元件是指通过自动安装机器能够被安装在电路板上的电子元件，具有径向引线，每条引线被焊接在印刷电路板56上，它很难被倾倒或移位。

在本实施例11中，采用与第一电容器34并联连接的第一电阻器44(如图1所示)作为抗倾倒装置57。第一电阻器44是轴向型0.5瓦电阻器，它与第一电容器34并联连接，即两个元件共享同一电位，所以即使它们偶然开始接触也不存在问题。电阻器44是形成电路的一个构成电子元件。设计印刷电路板56的图案，使得电阻器44置于第一电容器34的底部。在这种配置下，即使推第一电容器34，电阻器阻止它倒下，电容器将不会与二极管60实际接触。当有可能以上述这种配置放置构成元件时，不需要额外元件作抗倾倒装置。没有附加元件的成本，不需要组装的附加成本。

尽管已经使用在电路中实际起作用的轴向型元件作为抗倾倒装置，但是，如果难以将构成电阻器中的一个放置在抗倾倒装置定位的位置上，可以仅仅使用轴向型的额外虚电阻器作抗倾倒用途。因为这种虚电阻器可以以低的价格提供使用。

第十二示例实施例

图24是安装第十二示例实施例的磁控管驱动电路。一部分与图28的电路共享相同功能，采用相同数字表示。与开关器件和电容器相关的这些部分是以与实施例1中图1所示相同的方法构造的，因此，这些部分简单地以方框形式示出。第一连接部分14是高频加热装置的印刷电路板的图案16与金属片17或金属机箱64之间的连接点。通过螺栓将这些物品连接在一起，作电学连接，正如图30所示。在本发明中，在电路板上在具有眼孔的孔25附近提供一个开口61，用于将引线62的一端插入。引线62被焊接到图案16上，正如图24所示。

第二连接部分63是引线62的另一端，这是通过用螺栓将设置在引线62另一端上的端子紧固到金属机箱64或者金属机箱64的金属片17上而形成的电连接点。

采用上述构造，印刷电路板与金属机箱之间的可靠连接通过两种不同类型连接，即第一连接部分14和第二连接部分63而得到双保险。在实际制造阶段中，由于组装人员的疏忽有时会发生忘记把螺栓拧紧到印刷电路板的一些孔中。

参考图25，孔20-24是用于用螺栓把印刷电路板固定在定位板上。接地孔25是通过拧紧螺栓而连接至金属底座。

实际上，由于用螺栓紧固的孔在印刷电路板上是散开的几个点，不容易立即识别它们中每一个的位置，这最终会导致组装人员忘记紧固。如果这发生在具有眼孔的重要孔25上，其结果是严重的。引线62起对该重要孔定位的作用。此外，引线的存在保持提醒组装人员不要忘记用螺栓紧固它。因此，连接的可靠性显著提高。

图26示出引线62的结构。引线被插入印刷电路板12的孔中，在一端设置一个端子，具有图所示的结构，称为“内置端子”。锁定机构65能够易于穿透孔，因为其具有弹性特性的外层构件被孔的周边弯曲，在它穿透孔后，通过弹簧动作，一次弯曲锁定机构再次膨胀，引线不能被拖出。给引线的另一端提供一个圆形端子66。所以，一旦通过插入在印刷电路板中而安装引线62，即使在组装过程期间引线被组装人员的不经意的手偶然拉动，它将不会落下。在将内置端子焊接到印刷电路板12上之后，引线62能够承受大的拉力并可靠地保持在印刷电路板12上，保持其上的可靠连接。

通过铜线夹板67把引线62夹在铜线69中，此外，通过护套夹板68把它夹在护套上。这一结构保护铜线69免于被重复施加在护套剥离区上的弯曲应力弄弯曲和断裂。

图27示出磁控管驱动电路的印刷电路板如何被转移到焊接过程，正如从侧面观看的。将印刷电路板56置于传送带70上，被运载到焊接池中，阻挡层71调整印刷电路板56在水平方向的定位，使得它不掉到传送带70上。虽然印刷电路板56正在经受这种处理，引线62本身能够保持直立，在传输区的外侧不会倾斜或者弯曲，如果使芯线的厚度、护套的刚性以及引线62的其它这些因素最佳化的话。通过输送带70或阻挡层71引起麻烦，可以阻挡弯曲或掉下的引线。所以在实际制造过程中使引线直立则对改善生产率产生作用。

工业应用性

在本发明的电路中，通过利用谐振电路系统的优点而降低开关器件的切换损耗。此外，能够控制施加于开关器件的电压，以致于使它不高于直流源电压。结果，在直流源是从约200V至240V商用电源取得的电路中，能够采用约600V耐压的半导体器件，例如IGBT、MOS。

根据本发明的电路，在直流源是从100V或120V商用电源取得的磁控管驱动电路中所使用的漏磁变压器也可以用于200V至240V商用电源。

采用200V至240V的商用电源，随着商用电源的电压增大，通过增大第二电容器的电容能够使在20kHz至40kHz范围内的电流特性变得大致相同。因此，不必改变漏磁变压器的常数，可以共同地使用同一漏磁变压器。

由于能够控制阳极电流(它是磁控管寿命的一个决定因素)的峰值不大于约1.2A，因此可保证磁控管的长寿命。

提供一个启动频率设定部分，能够增大阴极电流，而不会引起次级线圈电压增大。阴极温度快速达到一定预定水平，磁控管将快速地准备工作。

利用轴向元件(这是设置在同一印刷电路板上的一个构成元件)作为防止电子元件彼此物理接触的抗倾倒工具，使得组件操作更容易和更廉价。此外，可以缩小印刷电路板的整个尺寸。

与金属机箱与印刷电路板之间的引线的连接在电连接上提供了双重保险。

由于上述结果，能够获得高可靠性、廉价的易于生产的高频加热装置。

Claims (23)

1.一种高频加热装置，其特征在于所述装置包括：

直流电源(31)；

与所述直流电源(31)的正极端(+)连接的漏磁变压器(32)；

与所述漏磁变压器(32)的初级线圈(33)串联连接的第二电容器(35)；

与所述直流电源(31)的正极端(+)连接的第二开关器件(37)；

与所述第二开关器件(37)并联连接的第一电容器(34)；

与所述第二开关器件(37)串联连接，还与所述直流电源的负极端(-)连接的第一开关器件(36)；

驱动所述第一开关器件(36)和所述第二开关器件(37)的驱动装置(38)；

与所述漏磁变压器(32)的次级线圈(39)连接的整流装置(40)；以及

与所述整流装置(40)连接的磁控管(41)。

2.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于：提供大电容的第二电容器(35)，通过脉冲宽度能够实现输出控制。

3.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于：

第二电容器(35)的电容C₂、漏磁变压器(32)初级线圈(33)的电感L₁、以 $f_R=\frac{1}{2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\sqrt{L_1\&CenterDot;C_2}}$ 给出的谐振频率f_R和驱动装置(38)的工作频率f₀之间的相互关系满足： $2.45<\sqrt{(L_1\&CenterDot;C_2)}<3.55$ $1.38<\frac{f_0}{f_R}<4.$

4.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于：

由所述第一电容器(34)、所述第二电容器(35)和所述漏磁变压器(32)形成的串联电路包括下述结构中的任何一种结构，

(1)所述第一电容器(34)与所述第二开关器件(37)并联连接，所述第二电容器(35)和所述漏磁变压器(32)初级线圈(33)的串联电路与所述第二开关器件(37)并联连接；

(2)所述第一电容器(34)与所述第一开关器件(36)并联连接，所述第二电容器(35)和所述初级线圈(33)的串联电路与所述第二开关器件(37)并联连接；

(3)所述第一电容器(34)与所述第一开关器件(36)并联连接，所述第二电容器(35)和所述初级线圈(33)的串联电路与所述第一开关器件(36)并联连接；

(4)所述第一电容器(34)与所述第二开关器件(37)并联连接，以及第二电容器(35)和所述初级线圈(33)的串联电路与所述第一开关器件(36)并联连接。

5.如权利要求1至4之一所述的高频加热装置，其特征在于：从200V到240V的经整流的商用电源得到直流电源(31)，其中，所述商用电源的电压越高，第二电容器(35)的电容值越大，而漏磁变压器(32)的初级线圈与次级线圈的电感以及初级线圈与次级线圈的耦合系数保持相同。

6.如权利要求1至4之一所述的高频加热装置，其特征在于包括从经整流的商用电源得到的直流电源(31)、检测所述直流电源(31)电压的电压检测部分(52)、和采用所述电压检测部分的输出作为基本信号的脉宽调制部分，其中

把来自所述脉宽调制部分的信号传递给驱动装置(38)，所述驱动装置(38)按照所述信号驱动开关器件(36、37)。

7.如权利要求6所述的高频加热装置，其特征在于：提供具有设定占空比上限的限定功能的脉宽调制部分。

8.如权利要求1至4之一所述的高频加热装置，其特征在于包括从经整流的商用电源得到的直流电源(31)、检测所述直流电源(31)电压的电压检测部分(52)、和采用所述电压检测部分的输出作为基本信号的频率调制部分，其中

把来自所述频率调制部分的信号传递给驱动装置(38)，所述驱动装置(38)按照所述信号驱动开关器件(36、37)。

9.如权利要求8所述的高频加热装置，其特征在于：提供具有设定频率下限的限定功能的频率调制部分。

10.如权利要求8所述的高频加热装置，其特征在于进一步包括与所述漏磁变压器和所述频率调制部分连接的启动频率设定部分，用于在启动周期释放频率调制，在固定频率下执行控制。

11.如权利要求10所述的高频加热装置，其特征在于：磁控管(41)在一开始工作时就施加频率调制。

12.如权利要求1-4之一所述的高频加热装置，其特征在于进一步包括：

从经整流的商用电源得到的直流电源；

检测所述直流电源的电压检测部分；

采用所述电压检测部分的输出作为基本信号的脉宽调制部分；以及

采用所述电压检测部分的输出作为基本信号的频率调制部分，其中

把来自所述脉宽调制部分的信号传递给驱动装置，所述驱动装置按照所述信号驱动开关器件，以及

把来自所述频率调制部分的信号传递给驱动装置，所述驱动装置按照所述信号驱动开关器件。

13.如权利要求12所述的高频加热装置，其特征在于磁控管(41)输出是通过脉宽调制和频率调制二者控制的，通过脉宽调制的输出控制优先于通过频率调制的输出控制。

14.如权利要求1至4之一所述的高频加热装置，其特征在于：串联连接的第一电阻器(44)和第二电阻器(45)与所述直流电源(31)并联连接，所述第一电阻器(44)和所述第二电阻器(45)的连接点被连接至所述第一开关器件(36)和所述第二开关器件(37)的连接点。

15.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于包括由整流装置(46)和滤波器形成的直流电源(31)，滤波器由电感器(47)和第三电容器(43)形成，用于滤平所述整流装置(46)的输出，在所述滤波器(43、47)的输出端进一步包括电涌吸收器(50)。

16.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于包括由整流装置(46)和滤波器形成的直流电源(31)，滤波器由电感器(47)和第三电容器(43)形成，用于滤平所述整流装置(46)的输出，进一步包括与一半导体器件并联连接的电涌吸收器(50)。

17.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于包括电压检测装置(52)和停止控制装置(53)，其中

所述电压检测装置(52)检测所述漏磁变压器(32)初级线圈(33)与所述第二电容器(35)串联连接的连接点的电压，并把信号传递给所述停止控制装置(53)，所述停止控制装置(53)按照该信号停止所述驱动装置(38)。

18.如权利要求17所述的高频加热装置，其特征在于：所述电压检测装置(52)检测所述直流电源(31)的所述第三电容器(43)的输出电压。

19.如权利要求17所述的高频加热装置，其特征在于：所述电压检测装置(52)检测施加在所述第一开关器件(36)上的电压。

20.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于进一步包括第三电阻器(54)和第四电阻器(55)的串联电路，设置在所述漏磁变压器(32)和第二电容器(35)的连接点与所述直流电源(31)的负极端(-)之间。

21.如权利要求20所述的高频加热装置，其特征在于进一步包括与所述第四电阻器(55)连接的比较器(30)，其中所述比较器比较所述第四电阻器(55)的电压与参考值并控制所述驱动装置(38)。

22.如权利要求1至4之一所述的高频加热装置，其特征在于所述直流电源(31)进一步包括在安装在印刷电路板(56)上的电路元件底部提供的抗倾倒装置(57)，目的是防止所述电路元件倾倒并与具有不同电位的其它电路元件接触。

23.如权利要求22所述的高频加热装置，其特征在于：也可以采用组成的电路元件中的一个作为抗倾倒装置(57)。

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