CN1348675A - 具有气隙分路松耦合变压器的频率受控镇流器及使用方法 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种采用松耦合变压器的频率相关控制器,该松耦合变压器具有含有气隙的磁分路,根据待提供功率的负荷的工作要求,通过改变其工作频率,可以对该控制器进行调节。如果变压器以一个频率工作,则可以传送的最大电流是磁分路、气隙以及该信号频率的函数。如果该变压器利用控制器在某个频率范围内工作,则变压器的最大电流和其它工作特性是磁分路及其电流工作频率的函数。松耦合变压器的频率控制允许对变压器的工作特性进行精确电子调节,并适于控制各种装置,例如:气体放电管,直流－直流转换器、交流－直流电源与高压电源、电动机控制以及各种加热器。

Description

具有气隙分路松耦合变压器的 频率受控镇流器及使用方法

背景技术

技术领域

本发明涉及一种采用受可以发送到各种负荷的最大电流限制的松耦合变压器的控制器及其使用方法，更具体地说，本发明涉及在频率控制下在这种变压器内使用有隙磁分路，以致施加到其的电压频率可以用于调节变压器的工作特性，从而以受控方式或受限方式进行功率的受控传输过程或变换过程。

现有技术

当对各种负荷供电时，在许多装置内使用的现有技术的分路变压器，主要用于支持电流控制。对于本说明，足可以将分路变压器看作比普通变压器的漏电抗或耦合比高的变压器。所设想的标准电源变压器是一种紧耦合变压器，即一种具有非常低电抗损耗的变压器，分路变压器则相反，利用其由分路引起的电抗损耗换取电流限制能力。

在其一相铁芯柱具有气隙的所谓现有技术的“松耦合”分路变压器以下列方式工作。通常，其特定磁阻部分地根据气隙的大小确定的气隙铁芯柱采用E型磁心或多路磁心。一种非分路铁芯柱上安装初级绕组，另一种非分路铁芯柱上安装一个或多个次级绕组。绕组通常不设置分路。

当次级端处于低负荷或完全没有负荷时，包括气隙铁芯柱的回路具有远高于次级回路磁阻的固定磁阻。事实上，负荷低时，次级绕组磁回路流过它的磁通量最大并且次级电压高。当负荷增大时，次级回路的磁阻增加而次级电压降低。当次级负荷接近短路或实际上处于短路(次级电压为0)时，由于其磁阻低于次级绕组回路的磁阻，所以大部分磁通量流过气隙铁芯。因此，当次级电压低时，电流高，但是可以限制到利用气隙铁芯磁阻确定的电流值。

对于在此使用的术语，“紧耦合”变压器指，变压器初级绕组内产生的非常大百分比率的磁通量传送到其次级绕组，请参考ElectronicTransformers and Circuits，2^nd Edition，by Reuben Lee，published in1995 by John Wiley，New York，NY的第223页、第224页、第234页、第235页以及其它一般信息。例如，将变压器的初级绕组放置到其次级绕组上或将两个绕组交错时可以提供紧耦合变压器，根据物理概念，其初级绕组产生的所有磁通量全部“流入”次级绕组。

相反，“松耦合”变压器是这样的变压器，即其初级绕组产生的少量磁通量到达次级绕组的变压器。正如上述参考书的第235页定义的那样，可以利用变压器耦合比来表示这种关系，其中利用下式确定耦合系数“k”(在0至1之间)：

      (1)    (I₂ ²Z₂/E₁I₁)_MAX＝K²/2(1+(1-K²)^1/2-K²其中，“I”表示电流，“E”表示电压，“Z”表示阻抗，“1”下标指所研究的变压器的初级，“2”下标指所研究的变压器的次级。低于0.90的比值“k”被认为是松耦合，0.99(任意分割界限)以上的比值被认为是紧耦合。

除了利用磁流量测量耦合之外，还可以利用次级断路和短路时初级表现的电感确定耦合。次级绕组电路的断路或短路状况可以确定流过的电流量，并由此确定初级绕组具有的电感。利用这两种极端情况下初级绕组电感的比值可以实现另一种耦合测量方法，以下将进一步进行说明。

有两种基本类型的可变漏电抗变压器用于控制或限制电流流过。正如授予Brougham的、标题为LEAKAGE REACTANCE TRANSFORMER的第4,123,736号美国专利所描述的那样，它们通常被称为动圈式变压器和动分路式变压器。动圈式变压器依靠相对于其它绕组移动其一个绕组来调节漏电抗。在分路式变压器中，钢分路被可移动地安装到位于初级绕组和次级绕组之间的机架上并可以移入或移出绕组之间的空间从而改变变压器的电抗。在这两种类型的变压器中，控制度依赖于绕组或分路的机械移动，因此难于以固定频率对电流进行精确控制。此外，正如Brougham的专利所指出的那样，这种变压器的成本相对较高，尤其是当为了克服由耗损、干扰和控制精度欠佳产生的问题而需要更高成本的配置时。

在授予Chen的、标题为HIGH FREQUENCY BALLAST TRANSFORMER的第4,187,450号美国专利中，披露了这样一种变压器，它在结合固态、高频推挽变流器对放电管进行供电时特别有效。Chen发明的变压器包括一对以镜像方式、与其相应的各相铁芯柱对准、互相相邻设置、而在铁芯的中部、非接触的各铁芯柱之间具有气隙的相对的E型铁芯部分。所披露的此变压器以特定方式克服现有技术的镇流电抗不足(需要克服在启动时气体放电管表现的负阻抗)和磁漏的局限性。然而，此专利没有说明采用频率控制或电流控制对送到松耦合变压器的次级的功率或信号进行调节的方法。

在授予Lindberg的、标题是REACTANCE TRANSFORMER CONTROL FORDISCHARGE DEVICE的第4,888,527号美国专利中披露了另一种气隙变压器。在用于对气体放电管进行电流受限控制的此现有技术的装置中，对三相变压器中的一相铁芯柱设置气隙和固定磁阻。根据用于驱动控制绕组的控制电路内的可变阻抗，通过单独控制绕组改变其所缠绕的变压器铁芯柱的磁阻，可以改变变压器的电抗。

授予Qin的、标题为VARIABLE CHOPPED INPUT DIMMABLE ELECTRONICBALLAST的第5,192,896号美国专利披露了一种具有松耦合初级绕组和次级绕组以及一对可滑动磁分路的输出变压器。Qin发明的变压器是成型一对相对的、在其中心铁芯柱具有气隙的铁氧体磁心。利用一对其内可滑动地安装可移动分路的分路箱将初级绕组和次级绕组互相分离。通过调节分路的位置，可以调节变压器的参数从而与所要求的负荷匹配。

如上所述，现有许多现有技术的变压器装置，通过改变绕组的顺序或位置，利用可滑动分路以及对这种变压器的各部分附加控制绕组，它们试图利用分路变压器的固有特性。尽管这些尝试通过控制或调节电抗实现了改进的结果所实现的变压器可以获得更好的工作效果或制造成本，但是它们仍不能满足现代功率传输装置所要求的精度度、低成本、高效以及通用性。

因此，本发明的目的是提供一种可以用电方法而非用机械方法调节其参数的松耦合变压器。

本发明的进一步目的是通过对施加到变压器的电压进行频率控制来控制松耦合变压特性和响应。

本发明的另一个目的是提供一种通用、节省成本的松耦合变压器，它适于包括几种类型负荷的许多应用。

                 本发明概述

通过利用松耦合变压器并根据待支持或控制的负荷对施加到变压器的电压进行频率控制从而调节变压器的参数，利用本发明可以实现上述目的。此外，这种松耦合变压器的频率控制可以用于将信号从一个装置传送到另一个装置，同时利用预定最大可允许电流将这两种装置互相隔离。利用非机械的、频率控制器来调节松耦合变压器的参数可以对负荷进行更精细、精度更高、更有效的控制。

根据这些以及其它方面，本发明涉及用于控制或调节传送到的负荷的功率的控制器，其中该控制器包括至少具有一个初级绕组和一个次级绕组的松耦合变压器。次级绕组与负荷相连，而初级绕组适于根据负荷的工作要求接收预定频率的驱动信号。该控制器还包括可变频率振荡器，可变频率振荡器根据负荷的工作要求产生预定频率的输出信号。此外，该控制器还包括响应所述可变频率振荡器的输出信号并适于以预定频率和预定振幅将驱动信号施加到初级绕组的变压器驱动电路。除了根据由驱动信号频率确定的频率发生变化的负荷阻抗外，松耦合变压器还向变压器驱动电路提供变压器阻抗。

另外，根据其优选方面，该控制器还包括含有在其内具有气隙的分路的松耦合变压器。所选择的气隙的大小和气隙所使用的材料提供变压器阻抗。此外，该控制器优选包括反馈电路，该反馈电路连接在负荷与振荡器之间、用于将表示负荷状况的信号送到振荡器以使振荡器根据反馈信号调节其输出信号的预定频率。松耦合变压器的电感耦合比优选在10与30之间变化。

根据其它优选方面，本发明涉及镇流器，该镇流器对传送到电流可控负荷的功率进行控制。该镇流器包括具有初级绕组和次级绕组的松耦合、频率电抗变压器，其中初级绕组适于接收选择频率的驱动信号，并且其中次级绕组被连接到负荷。该镇流器还包括用于产生频率控制信号的控制振荡器和响应频率控制信号的变压器驱动电路。变压器驱动电路被连接到松耦合变压器的初级绕组并以频率控制信号控制的预定电压振幅和选择频率将驱动信号施加到变压器的初级绕组。松耦合变压器的电抗随驱动信号的频率发生变化，因此松耦合变压器的变压器阻抗随驱动信号频率发生变化。除了负荷的负荷阻抗外，松耦合变压器的初级绕组将变压器阻抗反映到变压器驱动电路，因此驱动初级绕组的电流随驱动信号频率发生变化，而在次级绕组内感应的、驱动负荷的电流随驱动信号频率发生变化，因此，通过利用频率控制信号改变选择频率，可以对施加到负荷的电流进行控制。优选镇流器包括具有在其内含有气隙的分路的变压器。此外，该镇流器还优选包括反馈电路，该反馈电路被连接到负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号施加到振荡器以调节频率控制信号并由此调节选择频率。

根据其它优选方面，本发明还涉及一种提供用于驱动电流可控负荷的镇流器的方法。该方法包括步骤：提供具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组的松耦合变压器，该变压器还具有随施加到初级绕组的驱动信号的频率发生变化的频率相关阻抗；根据负荷所需的电流，以预定频率产生变压器驱动信号；以及将大致恒压的、预定频率的变压器驱动信号施加到松耦合变压器的初级绕组从而对次级绕组施加到电流可控负荷的电流进行控制。松耦合变压器优选包括在其内具有气隙的分路。

根据其它优选方面，根据本发明的方法还包括步骤：检测负荷的一个或多个工作负荷状况；将检测步骤检测的工作负荷状况与要求的基准进行比较；根据比较步骤产生反馈信号；以及根据反馈信号调节变压器驱动信号的预定频率。

通过参考以下简要说明的附图、以下对本发明当前优选实施例的详细说明以及所附权利要求，可以对本发明及其范围获得更全面的理解。

                 附图的简要说明

以在电子镇流器内的应用情况对本发明进行说明。通过结合附图对以下对其优选实施例的详细说明进行研究，可以更全面地理解本发明，附图包括：

图1示出在其内采用根据本发明的变压器控制方法的调光电子镇流器内的主要功能单元的方框图；

图2示出其中使用受控于频率的松耦合变压器将功率传送到包括气体放电管在内的负荷的调光电子镇流器的原理图；

图3示出在图2所示的电子镇流器内使用的全波整流电桥获得的输出电压半正矢(haversine)；

图4示出其中采用受控于频率的松耦合变压器将功率传送到包括气体放电管在内的负荷的非调光电子镇流器的原理图；

图5示出根据本发明类型的松耦合变压器的示意图；

图6a和图6b示出本发明采用的松耦合变压器的等效模型电路；

图7示出对于根据本发明的用途在松耦合变压器内作为施加到其的电压的频率的函数的绕组电流曲线；

图8示出利用根据本发明的松耦合变压器的控制装置的方框图；

图9示出根据本发明使用受控于频率的松耦合变压器向热电负荷供电的示意图；

图10示出使用根据本发明的受控于频率的松耦合变压器向远程接收电路提供脉冲串的方框图；以及

图11示出根据本发明使用根据本发明的受控于频率的松耦合变压器向变电所或工业负荷供电的示意图。

                  优选实施例的详细说明

在这几个附图中，相同的参考编号表示相同的单元，现在，参考附图，图1示出根据本发明控制的调光电子镇流器2的方框图。具有使用镇流器的特定地区的正常频率和电压的线电压电源6向镇流器2供电。所提供的电压被电路5整流成连线半正矢序列(参考图3)，然后传送到升压与功率因数校正电路7。电路单元块7用于将电压电平升高到适于控制电路9和所使用的气体放电型灯管4的自持电压值。控制电路9将基准电压信号发送到频率控制电路11，频率控制电路11根据此基准调节其输出频率，并通过其要求的调光电平信号17，根据调光控制电路15的需要和要求改变输出频率。如图1所示，调光控制电路15还接收灯管4输出的亮度反馈信号19，将亮度反馈信号19与要求的调光电平信号17进行比较获得差分信号，只要信号17和信号19不同，它就用于调节频率控制电路11输出的电压频率。

频率控制电路块11的输出反馈到控制电路9，控制电路9利用它产生紧匹配方波，然后将此方波传送到变压器驱动电路13。在块13内建立的变压器驱动器用于对特定变压器178产生驱动，以下将做更详细的说明，特定变压器178连接到灯管4，这样为灯管4供电。

图2更详细地示出用于将一组荧光灯管4耦合到输入端8a和8b的电源6。此例中的电源是60Hz、120伏的交流电，这是美国的标准供电条件。然而，所示的镇流器2可以接收50Hz至60Hz频率、90伏至300伏电压范围内的电压或者140伏至450伏的直流。这就使得根据本发明的电子镇流器完全可以根据其在世界上任何国家内的使用地点、在可能遇到的大多数供电条件下满意地工作。

电阻器10与输入端6a串联用作保险丝或限流装置。电阻器10表示一种防止可能破坏镇流器或损害安全的过负荷或过瞬态的简单方式。电感器12、电容器14和电容器16构成电磁干扰(EMI)滤波器或共模扼流圈滤波器，通过限制高频信号并仅通过具有通过镇流器2的全部通路的信号，它可以降低对端子8a和8b产生的EMI。

全波整流电桥18以标准方式将输入信号转换为如图3所示的整流输出。电桥18的输出电压20通过几个通路，第一个通路包括升压扼流圈22a、为输出FET 158和FET 160供电的二极管24(如下所述)、电容器26、电阻器30、二极管28以及电容器32和电容器34。将电容器32和电容器34连接到功率因数芯片38。

功率因数芯片38是Motorola MC33262集成电路芯片，其更全面说明请参考Motorola′s Analog/Interface ICs，Device Data，Volume 1，Revision 5，1995的第3-455页至第3-457页。集成电路芯片38是高性能、电流型功率因数控制器，它通过保持交流线电流正弦与线电压同相用于提高不良功率因数负荷。正确进行功率因数控制可以保持镇流器2的视在输入功率相位与其消耗的有功功率接近，在这方面可以提高镇流器的工作效率。

接通电源时，利用120伏有效值的输入电压，电桥18输出的第一个半周或半正矢40(如图3所示)达到170伏的峰值。电容器26、电容器32和电容器34开始放电。对于初始半正矢40，当电容器26和电容器32放电出现缩减或在交流电路内通过初始半正矢时，它们用作由各自电容值确定的分压器。在此例中，如果选择电容器26的电容值为24微法，选择电容器32的电容值为48微法，则如果没有其它限制，电容器26将承受施加到其的峰值电压20的三分之二或113.3伏，而电容器32将承受施加到其的峰值电压20的三分之一或56.7伏。如果输入电压低至90伏，则电容器32两端之间的电压仍大于30伏，这足以接通功率因数芯片38。与此同时，电阻器30限制进入电容器26的起动电流。结果，先前所指的电容器26和电容器32两端的电压部分实际上出现在在电容器26、电阻器30与电容器32之间，电阻器30具有限制第一半周的起动电流的双重作用。电容器34对电容器26和电容器32形成的分压器影响小，因为与电容器26和电容器32比较，它的电容值小得多。

通常，电压电容器32两端承受峰值电压20的三分之一，在此例中为56.7伏，将它损坏绰绰有余。然而，将电阻器42和电阻器44与FET 46组合在一起用于预置电容器32两端的电压极限，这样还可以保护集成电路芯片38。这样选择电阻器42和电阻器44的电阻值，即在此例中将电容器32两端的电压极限设置为15伏。如果电容器32两端的电压超过其预置极限，则FET 46接通将其基线48接地。由于基线48被连接到电容器26的一端和二极管28的基极，所以当基线48接地时，电容器26作为断路有助于产生半正矢并变成滤波电容器产生高直流电压向FET 158和FET 160供电。与此同时，二极管28被反向偏置，因此消除了其它流过二极管28和电阻器30的断路，这样就可以防止电容器32被充电到高于其15伏的预置极限。这果然与在其90伏至300伏交流、50Hz至60Hz的正常范围内的输入电压的值无关。

这样，在最坏情况下，即电压与电流互相之间的相位差是90度时，上述电路配置将120伏的输入端的总起动电流限制为120伏交流电输入端的4.3安培。与此同时，此电路保证将适当电压施加到功率因数芯片38的引脚36以驱动它，而不会在进行过程中损耗功率，即使输入电压处于最低希望值，在此例中为90伏。此外，即使在此最低可能输入电压情况下，电路单元互相配合为功率因数芯片提供“瞬间接通”能力，这样在90伏至300伏交流电输入电压范围内的电源的第一半周内就可以将功率因数芯片接通。

通过进行比较，利用连接在镇流器电源与诸如集成电路38的功率校正电路的电压源引脚之间的电阻器的现有技术方法，对于90伏至300伏交流电的希望的输入电压范围，需要在功率损耗与接通时间之间设计一种折衷方案。例如，连接到整流电桥18的100kΩ电阻器和电容器32两端的300伏交流电输入会产生约4毫安的电流、吸收约0.9瓦的能量并用约0.25秒的时间对电容器32进行充电达到起动集成电路38所需的最低电平。相反，90伏交流输入时，同样是100kΩ电阻器仅吸收80毫瓦的能量，但是需要约2.0秒的时间接通检测电路38。如下所述，接通灯管所使用的电压依赖于功率因数芯片38的工作过程。接通集成电路38所需的时间越长，点亮灯管所需时间越长。

此外，如果首先通过将电阻器从全波整流电桥或其它直流电源的输出端连接到芯片的输入端和诸如电容器32的电容器来接通功率因数芯片，则该电阻器连续耗散功率，即使在集成电路芯片38被起动之后不再需要它时仍耗散功率。通常，根据所选择的电阻器的大小，这种浪费从约80毫瓦到900毫瓦，尽管与其它电子装置比较，这似乎很低，但是在使用许多灯管和镇流器的环境中(例如在具有几百个灯具的停车场或大型仓库内)全部节约下来可以节省相当可观的成本。

重要地是请注意，每次向芯片38提供适当功率，如上所述，接通FET46，因此，将二极管28和电阻器30就从有源电路通路断开。由于现在通过线圈22b、二极管70和电阻器72进行升压将电流送到电容器32，所以不需要电阻器30，并且没有电流流过它，所以避免了功率损耗。有效作用在于，在限制起动电流工作的第一半周期间使用电阻器30并作为分压器的一部分直到它从镇流器电源电路的工作部分被断开后接通FET46为止。

此外，由于在输入引脚36的电阻器/电容器组合的时间常数限制了在电容器两端建立的电压并将此电压送到输入引脚，该电容器两端的电压达到接通功率因数芯片和镇流器的适当电平所需的时间更长。相反，根据本发明的上述电路单元保证镇流器在工作的第一半周被接通，特别是在低于正常输入电压时，这在现有技术中是绝对不可能的。

一旦被起动，通过利用从整流电桥18输出到功率芯片38的输出电压20的相关电路单元的有效组合，可以使集成电路芯片38自持，镇流器控制电路系统以及灯管4利用集成电路芯片38用于保持负荷功率与输入功率同相。这可以通过强迫与在全波整流电桥18的输出端有效的半正矢同相使扼流圈22a发生感应冲击，并导致在次级线圈22b发生感应冲击。应该注意，没有负荷时，集成电路芯片38被关闭，因为没有直流保持电压。

电桥18输出的输出电压20传送到构成分压器的电阻器50和电阻器52，并部分地传送到电容器54，这样有助于对施加到集成电路芯片38的输入引脚56的电压进行滤波。集成电路芯片38的输入引脚58保持接地。通过适当选择电阻器50和电阻器52的电阻值，输入引脚56上、与电桥输出电压20同相的电压峰值通常被设置为约2伏。在芯片38的内部，该电压通过驱动电路(未示出)传送到输出引脚60。将该电压施加到FET 62的栅极，并且在各半正矢期间，只要电压电平适当就接通FET62。

当接通FET 46时，它很快将线圈22a的右侧接地，并且当它释放时，会导致线圈22a发生感应冲击并在线圈22b出现发射感应冲击，它们均与由输入线功率获得的半正矢同相。感应电压电平由电阻器64和电阻器66构成的分压器确定。在此应用中，这样选择电阻器64和电阻器66的电阻值，以致在电容器26上产生450伏的总电压值。此总电压值即电桥输出电压20与在FET 62被断开时间周期内线圈22发生感应冲击产生的电压之和。435伏将电容器26和电容器68充电到与输入线电压同相或接近同相，具有接近1度的相位差。电容器68还用作高频滤波器。

将电阻器64与电阻器66的接点输出的反馈送到集成电路芯片38的输入引脚76作为基准电压V_set用于通知集成电路芯片38的内部电路系统直流校正电压已经到达。发生这种情况时，从引脚60断开驱动电压，并使FET 62断开直到出现下一步半正矢。

因为对镇流器2加载时，电容器26会放电，所以获得的435伏电压还通过反馈用于保持集成电路芯片38接通电源并向镇流器2的其余部分以及灯管4供电。通过二极管70和电阻器72以及电容器32和电容器34，线圈22b向集成电路芯片38提供反馈功率。如上所述，通过电阻器42和电阻器44以及FET 46的电压限制组合，电容器32将功率送到集成电路芯片38的输入引脚58。将二极管70和电阻器72插入线圈22b到电容器32和电容器34的通路内。二极管70用于避免电容器32或电容器34放电导致不希望的电流流入线圈22b，而电阻器72用于限制该电路分路内的电流进入电容器32和电容器34并与电容器32和电容器34结合作为引脚58的滤波器。

当FET 62接通时，通过对吸收的电流信号进行限制滤波，电阻器78、电阻器80以及电容器82的组合用于保护FET 62。选择电阻器80具有较低的电阻值，通常为零点几欧姆。将驱动电压施加到输出引脚88，并且电阻器80对它进行限制以致所产生的电流被FET 62所容许。此外，电阻器80两端的电压降确定FET 62被断开的电平，因为它通过其与电容器82的RC组合作用产生延迟。此外，电阻器78与电容器82对流入引脚88的电流提供高频滤波。

总的说来，镇流器2的前端部分的有效作用可以提供精确、高直流电压电源，并对电子镇流器的功率因数进行补偿，即使输入电压电平为最低希望电平，电子镇流器仍可以以功率消耗在其工作的第一半周接通。前端部分的特征在于，受限的起动电流能力，它可以自动从电路的工作部分断开以节省电能。前端镇流器部分还向孤立的控制电路供电。事实上，使用变压器向灯管4供电可以保证不将输入电源直接电连接到控制电路或输出(灯管)之间。

利用变压器的作用，流过线圈22a的电流会引起次级线圈22c内有电流流过。当线圈22a承受上述感应冲击时，线圈22c内流过的电流会成正比增加。通过适当选择线圈22a与线圈22c之间的匝数比，可以将线圈22c内的感应电压设置到任意要求的电平。在此例中，根据感应冲击对线圈22c内产生的电压的作用以及镇流器所驱动的负荷，此电平可以低至14伏、高至40伏的整流直流电压。如图2内线圈22a、线圈22b以及线圈22c旁边的黑点所示，由此选择它们的相位。

镇流器2的控制电路部分的功率从线圈22c获得并通过防止反向电流流入镇流器2的前端的二极管90传送到集成电路芯片94的输入引脚92，集成电路芯片94是Texas Instruments推出的TPS2813多功能芯片。电容器96和电容器98对此电压进行滤波。输入引脚92是集成电路芯片94的内部电压调节器的输入端。该调节器的输出端是引脚100，利用调节器对出现在输入引脚92的14伏至40伏电压范围进行调节，可以使引脚100保持11.5伏的恒压值。输出引脚100被连接到CMOS集成电路芯片104的输入引脚102和RCA电压可控振荡器。在镇流器2的调光部分内，输出引脚100还连接到LMC6032型的运算放大器106。

根据连接在集成电路芯片104的交叉引脚112与交叉引脚114之间的电容器116的电容值以及电阻器122和电阻器124的电阻值对集成电路芯片104进行控制。电阻器122的电阻值确定集成电路芯片104的低频工作极限，而电阻器124的电阻值确定其高频工作极限。输入引脚126的电压确定集成电路芯片104的引脚150上的输出电压即直流方波的工作频率。如果引脚126上的电压是0伏，则引脚150上的输出以电阻器122确定的其最低频率振荡。如果引脚126上的电压到达其最高电压值，则芯片104的引脚150的输出以电阻器124设置的其最高可能频率振荡。

如上所述，电容器116的电容值以及电阻器122和电阻器124的电阻值确定芯片104的最低响应频率到最高响应频率的响应范围。例如，如果引脚126上的电压为0伏，则电阻器122电阻值和电容器116的电容值确定引脚150上的电压的最低频率。如果引脚126上的电压到达其最高电压值V_CC，即引脚102上的电压，则电阻器124的电阻值和电容器116的电容值确定引脚150上产生的方波的最高频率。此外，应该认识到，频率控制范围是线性的，即，例如引脚126上的电压10％的变化会使引脚150上的电压的频率产生10％的变化。从另一方面说，电阻器122和电阻器124的电阻值确定频率范围从其最高频率到最低频率的斜率。

将一组匹配电阻器128连接到运算放大器106和运算放大器110与调光基准电压源130之间，调光基准电压源130包括电流感应线圈132、电阻器134以及二极管136。电阻器组128是一组等效电阻器，它们是每百万个电阻器中容差匹配的50个电阻器，因此当与放大器106和放大器110结合时可以建立非常良好的差动放大器。由于使用了电阻器组128，所以所获得的差动放大器106和差动放大器110具有非常高的共模抑制比，这非常重要，因为连接到调光控制器的导线可能会通过较长的距离并导致电压发生变化，如果很小，则需要利用镇流器控制电路系统2b将它们考虑在内。

靠近受控灯管设置的调光开关(未示出)输出的电压施加到138和140两端。该电压通过电阻器组128内的电阻器施加到差动放大器106的输入端。再通过电阻器组128中的一个电阻器将放大器106的输出反馈到求和点141并由此到达差动放大器110的正输入端1。与此同时，在高电压线内流入到接通的或照明的灯管4b之一的电流感应产生的基准电流是通过线圈132内的变压器作用实现的，并将此电流传送到电阻器组128内的电阻器，并将产生的电压施加到求和点141和放大器110的输入端108b。在此例中，输入引脚108上的实际电压是调光电压与从线圈132获得的灯管基准电压的平均值。如果假定调光电压为3伏并且灯管基准电压为3.5伏，则平均电压为3.25伏，这就是施加到放大器110的输入端108b上的电压。

通过电阻器142，将放大器110的输出反馈到芯片104的输入引脚126，从而改变引脚126上的电压和输出引脚150上电压的工作频率。这会导致改变施加到灯管4的电压，从而改变灯管的亮度，根据要求升高或降低线圈132内感应的基准电流。当达到138与140两端之间的电压所控制的亮度时，差动放大器110的输出不再从调光器要求的电阻值发生变化并且引脚126保持恒压。在上述例子中，这意味着，调光器输出的电压是3伏，并且灯管基准电压也为3伏。这使得总3伏电压保持芯片104的引脚126不变，即直到要求改变亮度时。

灯管基准电流负反馈作用的重要性在于，控制系统将适当电压施加到所有灯管以产生调光器要求的亮度，而与镇流器与镇流器之间的不同或调光开关与调光开关之间的不同无关。实质上，这意味着，希望通过根据调光器电压与基准电压之和获得的反馈，利用一个镇流器控制的各灯管内流过相同的电流。这样就消除了镇流器与镇流器之间部件的不同产生的影响，并且正如利用调光电压进行控制那样，根据线圈132输出的电流反馈、在调光器的控制下可以确定灯管的亮度。

在起动或接通时，连接在引脚100与引脚126两端之间的电容器144放电。当引脚100达到其稳定状态或11.5伏的调节电压时，电容器144将引脚126牵引到调节电压。然后，通过电阻器142和放大器110的输出端，电容器144被充电到引脚100的调节电压。这使得镇流器从起动时的最高频率到放大器110输出电压所表示的较低频率进行扫描。灯管适合于采用这种方法，因为它们在变压器162产生的高频和低电流情况下电离得更好。特别是，对于灯管来说，这是柔性起动过程或缓和起动过程，因此可以保护其荧光涂层并可以延长其寿命。

电容器144一旦被充电还被用作控制系统内低频滤波器的一部分，正如电容器144被连接到放大器110的输出端和电阻器142之间与电阻器142一起控制亮度开关瞬态一样。例如，用户改变调光控制电压时，放大器110的输出几乎同时发生变化。同样，如果线圈132内感应的灯管基准电流发生变化，则放大器110的输出也几乎同时发生变化。如果控制系统对这种变化的响应与通常一样快，则灯管会闪烁或颤动，直到达到要求的亮度。为了避免出现此问题，电容器144一旦被充电就与电阻器142构成RC电路，RC电路会使施加到引脚126的信号产生延迟并使灯管的亮度平滑过渡。因此，根据控制电路处于工作周期的什么位置，电容器144与电阻器142的组合可以在工作时用作低通滤波器，在起动时用作微法器。

如上所述，芯片104的方波电压输出依赖于引脚126的电压。在起动时，引脚126相对较高，并且引脚150的电压频率也较高。引脚150连接到芯片94的输入引脚152。在芯片94的内部是两个缓冲器，这两个缓冲器将芯片94的引脚154和引脚156的输出电压设置为相同频率，但是互相之间的相位被移位180度。其作用是将脉冲变压器162的初级绕组162a两端的电压翻倍。芯片94的内部缓冲器被大功率驱动器驱动，大功率驱动器可以向电容负荷提供约2安培的脉冲电流，这种类型的大功率驱动器被表示为FET。此能力允许对较弱信号升压，以致功率FET 158和功率160可以被非常快速地接通。其作用是将过渡损耗降低到最小，这依赖于接通功率FET的速度有多快(在此应用中，接近40纳秒)。所选择的FET应具有最小可能“接通电阻”或阻抗，以致通过FET以及镇流器内的功率损耗保持最低。最后，芯片94作为低功率CMOS实现的电压控制振荡器芯片104与功率FET 158和功率FET 160之间的缓冲器。

驱动器引脚154和驱动器引脚156的输出均是一组紧匹配方波，其各边沿在互相的40纳秒内，它具有强脉冲驱动(2安培)能力。电容器164的交流耦合作用允许低阻抗初级电感器162a被有效连接到输出引脚154和156。利用此输出，控制电路将驱动紧耦合脉冲变压器的初级绕组162a，在变压器的次级绕组162b和162c，输出信号振幅被有效翻倍从而被引脚154和156输出的不同相输出加11伏或减11伏。这可以有效地将22伏方波通过初级绕组162a。在变压器162的次级端，这意味着，功率FET 158具有正11伏施加到其栅极和源极，而功率FET 160具有负11伏施加到其栅极和源极。由于所选择的这两个FET在栅极与源极之间的电压大于正5伏时具有优化的最小接通电阻值，而在栅极与源极之间的电压小于负5伏时，具有最大断开电阻，所以通过分别利用初级绕组162b和162c在各自栅极和源极之间施加正11伏和负11伏电压，它们被接通或断开的速度非常块。这可以确保功率FET 158和功率FET 160被接通和断开的速度非常块，因此将过渡损耗降低到最低。

次级绕组162b和次级绕组162c之间的相位差为180度，从而保证在其内所产生的、用于接通和断开两个功率FET的栅极与源极之间的两个电压之间的相位差也是180度。然而，所产生的电压的边沿如此陡峭和快速以致有可能使两个FET同时被接通，概括地说，就是会使待接地的点166出现450伏的电压。这不安全，并且无疑在镇流器内会产生问题或导致用户害怕。因此，将电感器168和电感器170从各次级绕组的一端连接到相关FET的源极(如图2所示)以产生稍许延迟，因此建立了安全区域并可以保证功率FET 158和功率FET 160不同时被接通。

功率FET的中点180被连接到唯一变压器178的初级端178a，以下将对唯一变压器进行更详细说明。功率FET 158和功率FET 160的通断动作使中点180承受450伏至地之间的电压。电容器176对初级绕组178a提供交流耦合。与地线相连的电容器176充电到在中点180波动的电压的一半或225伏。这样可以有效地使待施加到初级绕组178a的交流电压在0至225伏到450伏之间变化。二极管182和二极管184速度非常快，并分别用于使FET 158和FET 160免受由于这两个功率FET被关断引起初级绕组178a内发生电压突变导致的感应冲击。

变压器178是附加绕组、限流型变压器。当初级绕组178a接通时，变压器作用使得在次级绕组178b、178c、178d和178e内感应电压。在正常、稳定状态工作期间，次级绕组178d两端感应的电压接近280伏有效值。灯管4a和4b的总功率由次级绕组178d提供。次级绕组178b、178c和178e向灯丝182、184、186和188提供电压。次级绕组178b、178c和178e感应的灯丝电压为5伏有效值。如图2所示，次级绕组178b被连接到灯丝184和186，次级绕组178c被连接到灯丝182，次级绕组178e被连接到灯丝188。

在起动时，由于变压器178是被附加绕组，所以次级绕组178d接近470伏有效值，该电压电平用于触发灯管并使其内部的气体电离。与此同时，次级绕组178b、178c和178e向各灯丝提供接近9伏电压。如上所述，在起动时，驱动频率为其最大值。起动时，可以将各电容器190、192和194看作短路，结果是从次级绕组178d施加到灯管两端的电压为最大值从而有助于将灯管内的气体电离并缓和触发灯管。然后，对于控制电路部分和次级绕组178d，工作频率为其最高可能频率值，并且电流为其最低值，从而保持灯丝处于高电压电平，该高电压电平用于热灯管并通过使电子流过灯丝使灯管起动。

由于气体放电管较容易在高频被电离，所以在灯管出现的起动电压轮廓有助于实现所谓“柔和起动”。预定灯管的起动电压的初始频率为100KHz，初始频率下降到非调光镇流器的工作频率或者下降到与调光开关(未示出)和相关调光电路系统提供的反馈对应的点设置的频率。在高工作频率，由于变压器178的作用，进入次级绕组的电流小，并意味着向灯管传送的功率少。这种“柔和起动”会明显减少灯管在起动期间产生的闪烁和噪声。此外，低起动电流降低了灯管管壁上的荧光物质的耗尽并由此延长灯管的寿命。

当灯管4a和4b开始流入电流时，次级绕组178d的电压趋于接近280伏，即T8型气体放电管的典型选择电压值(对于其它气体放电管，此值会不同)，因为变压器178的限流特性。因为同样的原因，其它次级绕组上的电压以及它们所连接的灯丝的电压同时降低到5伏。频率开始降低到在138和140端设置的控制点的频率。

通常，起动之后，次级绕组178b、178c和178e处于5伏并且即使在为了进行控制降低频率时仍保持此电平。然而，灯丝电压依赖于它们各自所连接的电容器190、192和194的阻抗。这样选择电容器190、192和194的电容值以致对于全波光或最小控制频率将实际灯丝电压降低到约2.5伏，或者对应于约最高控制频率，由于在低光级重要地是对各灯丝施加全电压以保持灯管在内部被加热以致避免灯管颤动，对于10％光将实际灯丝电压降低到5伏。

图4示出一种等效、非调光电子镇流器200。镇流器200非调光并非的电源部分与图2所示的镇流器2的调光部分的电源部分相同。除了以下内容外，镇流器200的非调光部分的控制电路部分的功能在所有方面与调光部分的控制电路的功能相同。将差动放大器106和110以及匹配电阻器128和端子138和140从镇流器2的控制电路中去除，可以对图2和图4进行比较。与引脚126保持连接在电阻器142与电容器144之间。在起动时，电容器144放电，实际上处于短路，这样可以将引脚126牵引到其电压范围的最高值，保证在引脚150输出最高频率电压以实现以上述轮廓方式适于灯管的扫描。当电容器144被充电时，引脚126的电压甚至会降低到其最低值，并且引脚150的电压的频率线性降低同样的百分率达到稳定状态工作频率。如上所述，所选择的电阻器122和124的电阻值确定引脚150输出的方波电压的最高频率和最低频率。

此外，在非调光配置中，还将包括感应线圈132、电阻器134和二极管136的灯管电流基准感应电路与灯丝电容器190、192和194从镇流器2的控制电路内去除，请比较图2与图4。通过去除上述列举的电路单元并重新将电阻器142直接连接到集成电路104获得的非调光镇流器200在其它方面与调光镇流器2相同。

图2和图4所示的变压器178以及图5所示的松耦合变压器500是限流变压器或限流装置。所选择的变压器178的参数容纳了几个性能因数，它们包括待传送用于有效驱动灯管4的功率、最初接通灯管4所需的开路电压以及灯管电流波峰因数(灯管峰值电流与灯管有效值电流之比)，该灯管电流波峰因数应保持低于1.7。此外，因为其限流能力，根据在变压器178次级端的短路电流或高电流的需求情况将变压器178释放到其次级绕组的视在功率降低约10倍。此外，还同样降低了输入到镇流器的输入功率。

利用变压器178(一种频率可控、限流装置)以及镇流器的频率控制过程是提供改进的镇流器的关键问题。此外，该变压器提供将负荷与极限电源隔离并将短路电流限制到其它情况下电流的几分之一的短路隔离。

通过改变施加到电压可控振荡器芯片104的输入引脚126的电压进行控制，以产生大致是恒定振幅并且频率可变的输出驱动电压或者保持此电压(对于镇流器的非调光部分)为产生预定恒频电压的恒压。有效作用在于，变压器178的次级端内感应的电流直接依赖于所施加方波的频率。利用这种配置可以根据频率限制电流和电压并且不需要利用脉冲宽度调制及其相关谐振电路来消除电压波动。本发明排除了这种需要，而且可以提供更平滑、更有效的工作条件。

在松耦合变压器中，对于小于理论上可能的初级绕组与次级绕组之间的磁耦合进行计算，采用漏阻抗的概念是方便的。图5示出典型松耦合变压器500。它包括两个E型、相对的铁芯部件502和504，在其各边分别绕着初级绕组506和次级绕组508。另一方面，如位置506a和508a所示，可以将绕组设置到铁芯上部和下部断开的位置。E型铁芯的中心部分形成分路510，分路510具有预定适当宽度的气隙512。本技术领域内的技术人员明白，除了空气之外，分路510内的气隙512还可以由不同的材料构成，例如介质材料甚或预定特性的流体混合物。

在其正常工作状态，即如下所述的情况2，变压器500的初级磁通量通路绕着虚线514所示的周线。在短路情况下，即如下所述的情况3，初级磁通量通过分路510并跨过气隙512，如虚线516所示。为了适应各种应用，可以改变此气隙以改变磁阻，并由变压器500根据负荷类型及对其应用的控制方法作出响应。应该注意，变压器铁芯的特定形状并不局限于所示的E型，在控制器内可以采用根据本发明在铁芯外围或内部按照需要设置分路的椭圆形、圆形或方向或其它形状的铁芯。欲知包括松耦合变压器在内的变压器的进一步或更详细情况，请参考Lee编写的上述参考书以及Transformers For Electronic Circuits by N.R.Grossner，second edition，published 1983 by McGraw-Hill，New York，NY。

根据本发明使用的松耦合变压器500的的典型模型表示示于图6a。可以假定变压器500的初级端的电感L_PS全部包含在绕组602内并且可以假定其电阻分量R_P全部包含在电阻器604内。L_PS是次级端短路时变压器500初级端的电感。为了建立模型，假定负荷608是纯电阻。在次级端，总负荷包括次级绕组电阻R_S和负荷电阻R_L。这样就获得了图6b所示的模型电路的LR变形。

以下说明此模型的工作特性和变压器500的耦合过程。假定匝数比为1比2，即升压变压器，在次级端开路和电路时，测量初级端的电感L_P和次级端的电感L_S。所测试(松耦合)变压器的次级端开路时，所测量的初级端L_PO的视在电感为40毫亨。此所测试的变压器次级端短路时，所测量的此初级端L_PS为4毫亨。此初级端的电感比由下式给出：

(2)    电感耦合比＝L_PO/L_PS表示耦合比为10。应该注意，考虑到变压器的匝数比，在相同的次级端开路和短路情况下，通过对次级电感进行比较，可以获得相同的耦合比。根据一般经验，电感耦合比低于10时被认为是“松”耦合，而电感耦合比高于30时被认为是“紧”耦合。正如根据本发明所实现的那样，变压器的电感耦合比在10至30之间。从另一方面说，根据负荷要求的变压器的工作特性，变压器初级绕组内感应的磁通量的80％至99％流过变压器次级绕组。

有3种基本工作情况可以用于定义或描述变压器500的工作特性。为了说明问题，再假定变压器500被附加绕组，以致存在2比1的匝数比；即变压器作为升压装置，在变压器内，在次级绕组606的两端将输入电压V翻倍。当然，在本发明范围内可以采用属于削减绕组(降压)的松耦合变压器。在此，升压型变压器仅用于说明问题。为了简化待讨论的变压器模型，进一步假定变压器500在工作过程中是“理想变压器”(没有工作损耗，R_P＝0)，这还意味着磁漏是100％。

在第一种建模情况下，可以假定负荷608非常大，特别是开路情况。在此例中，通过负荷608和次级绕组606的次级电流极小。同样，因为假定变压器500是“理想变压器”，所以初级电流也非常小。因此，在开路负荷情况下，根据其绕组的匝数比，变压器500将少量功率从初级端传送到次级端。

现在跳越到情况3，现在，假定负荷608极小，实质上是短路。在这种情况下，传送到负荷608的功率实际是0(次级短路乘以非常低的电压或0电压)，并且利用施加到初级绕组的电压及其频率确定初级端的电流I_P。由于假定变压器500是理想变压器，所以初级端的同相电流分量是次级端内的同相电流分量的一半(假定匝数比为2∶1)，因此非常低。因为绕组602，所以初级电流是输入电流和频率的函数并与电压V_P保持90°的相位差。因此，由于次级端接近短路状况，所以初级视在电流变小并下降到0安培。

在中间情况2，次级负荷606处于开路情况与短路情况之间，利用施加在初级端的电压V_P、其频率以及初级绕组602的短路电感L_PS确定初级电流I_P。如图7所示，在低频情况下，初级绕组电流相对较高，而在高频情况下，初级绕组电流相对较低，因为在给定频率，变压器绕组的电感以及由此产生的阻抗根据所施加的初级电压的频率发生变化。

例如，如果在100KHz频率时，负荷608是2000欧姆，输入电压是225伏有效值，并且电感L_P是4毫亨，初级电阻为500欧姆(正如利用1∶2匝数比的平方确定的，反映到“理想变压器”的初级端的负荷电阻)，则利用初级电压除以其阻抗Z_P可以确定图6b所示的模型电路内的初级电流I_P：

  (3)  I_P＝V_P/Z_P(其中Z_P＝2∏ F L_P+R_P)

       ＝225/(100×10³)(6.28)(4×10^-3)+(R_P)

       ＝225/(2512+500)

       ＝0.0747安培或约等于75毫安。如果中间情况下的频率增加到200KHz，初级电流将降低到41毫安。如果频率降低到50KHz，则初级电流增加到接近128毫安。因此，改变变压器驱动电压的频率可以对传送到负荷的功率进行控制并用于限制工作电流，它们均是施加到变压器初级绕组的驱动电压频率的函数。通过改变其感抗和电抗，驱动电压频率发生变化可以有效改变变压器的工作特性。

变压器电流与频率之间的这种关系示于图7，在图7中示出初级电流I_P和次级电流I_S随所施加的初级电压的频率发生变化的曲线。应该注意，I_S的位置相对于I_P的位置是变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比的函数。

对其绕组电感及由此产生的电抗根据频率发生变化的松耦合变压器的特性进行控制的控制能力可以用于控制器或调节器内，正如上述结合镇流器2所述的那样。这种控制器的简化的一般原理图示于图8。具有通常可用的电平和频率的线电压V施加到整流电路802，根据其它电路和负荷的要求，整流电路802对该输入进行整流。将被整流并且可能被升压或降压到在特定应用中所要求的升压电压的电压送到电压调节与控制电路804。控制电路804将基准电压信号传送到频率控制电路806，频率控制电路根据此基准对其输出进行调节，通过反馈回路812，根据负荷810的要求和需求任意改变输出频率。

将频率控制电路块806的输出反馈到控制电路804，控制电路804利用它产生要求的电压波形(例如：方波、变动脉冲串、半正矢等)，然后将此电压波形传送到变压器驱动电路808。在块808内建立的变压器驱动器用于对变压器500进行驱动，变压器500与负荷810相连，从而对负荷810供电。显然，如上所述，根据施加到变压器500初级绕组上的电压的频率，可用对变压器工作特性进行控制。此外，从图7所示的关系和图8所示的控制器原理图中可用容易地看出，正如结合调光镇流器2所说明的那样，该负荷反馈可用于适当改变施加到变压器的电压的频率从而改变其绕组电流并由此实现对波形进行调节传送和/或受控传送、对功率或负荷进行控制。

图9示出如何使用根据本发明的控制器900实例的原理图。在图9所示的配置中，利用松耦合变压器500和整流电路904输出的适当电压对热电冷却器/加热器902进行控制。当外部温度条件发生变化时或者根据用户的要求，传送到温度控制器906的反馈或温度控制器906产生的设定值信号用于调节频率控制器908的输出，从而以上述结合电子镇流器的工作过程所说明的方式，改变施加到变压器500的驱动电压的频率。

图10示出如何使用适于根据本发明进行工作的控制器1000的另一个实例的原理图。在图10所示的配置中，通过松耦合变压器500，脉冲驱动电路1002适于将变化频率的脉冲串传送到远程接收电路或负荷1004。将施加到变压器500的电压设置到最低频率或脉冲驱动电路1002传送的脉冲的基频，这样就可用对所吸收的最大电流进行限制。如果次级端出现过负荷或故障，则采用升高改变工作频率点的反馈来限制电流有利。

图11示出如何使用适于根据本发明工作的控制器1100的又一个实例，其中通过松耦合变压器500，将公用电力提供商1102提供的源电压传送到变电所或工业复合负荷1104。另一方面，负荷1104可以包括周期性接通或断开的电动机或电动机组。变压器500可以是升压变压器、降压变压器或全绕组变压器，但是利用其频率响应特性对它调整或调节，这样重输出负荷或短路就不会将源电压下拉到或分流到其它用户。

本技术领域内的熟练技术人员明白，在本发明范围内可以进行各种调整。因此，本发明并不局限于为了进行说明选择的特定实例，而是覆盖了所有变化和调整，它们均属于本发明的许可范围。尽管以上对本发明进行了说明，但是在所附权利要求中对要求专利证书所保证和覆盖的内容进行了说明。

Claims (31)

1.一种采用松耦合变压器对传送到负荷的功率进行调节的控制器，所述控制器包括：

a)所述松耦合变压器，至少具有一个初级绕组和一个次级绕组，

  其次级绕组连接到负荷，并且根据负荷的工作要求，初级绕组适

  于接收预定频率的驱动信号；

b)可变频率振荡器，用于根据负荷的工作要求，产生所述预定频

  率的输出信号；

c)变压器分压器，响应所述可变频率振荡器的输出信号并适于将

  所述预定频率的、预定电压振幅的驱动信号施加到所述变压器的

  初级绕组；以及

d)所述松耦合变压器，除了负荷的负荷电抗之外，通过初级绕组

  向所述变压器驱动电路提供变压器电抗，变压器电抗根据驱动信

  号的频率发生变化，以致流入负荷的电流根据预定频率发生变化。

2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路，所选择的气隙的大小和气隙所使用的材料提供变压器阻抗。

3.根据权利要求1所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器从而根据所述信号对所述振荡器的输出信号的所述预定频率进行调节的反馈电路。

4.根据权利要求2所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器从而使它根据所述状况信号对所述振荡器的输出信号的所述预定频率进行调节的反馈电路。

5.根据权利要求1所述的控制器，其中所述变压器的电感耦合比在10至30之间变化。

6.根据权利要求5所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器从而使它根据所述状况信号对所述振荡器的输出信号的所述预定频率进行调节的反馈电路。

7.根据权利要求5所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路，气隙的大小和气隙所使用的材料决定变压器阻抗。

8.根据权利要求1所述的控制器，其中当所述变压器的次级端不是短路时，所述变压器的电感耦合比在10与30之间变化。

9.根据权利要求8所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器从而使它根据所述信号对所述振荡器的输出电压的所述预定频率进行调节的反馈电路。

10.根据权利要求8所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路，根据负荷的工作特性选择的气隙的大小和气隙所使用的材料。

11.一种用于控制传送到电流可控负荷的功率的镇流器，所述镇流器包括：

a)松耦合的、频率相关电抗变压器，具有初级绕组和次级绕组，

  所述初级绕组适于以选择的频率接收驱动信号并且所述次级绕组

  与负荷相连；

b)控制振荡器，用于产生对驱动信号频率进行控制的频率控制信

  号；

c)变压器驱动电路，响应控制信号，与所述松耦合变压器的所述

  初级绕组相连用于以预定电压振幅和受控于频率控制信号的选择

  频率将驱动信号送到所述变压器的所述初级绕组；

d)所述松耦合变压器，其电抗随驱动信号频率发生变化以致所述

  松耦合变压器的变压器阻抗随驱动信号频率发生变化；以及

e)所述松耦合变压器的所述初级绕组，除了负荷的负荷阻抗之

  外，将变压器阻抗反映到所述变压器驱动电路，这样流入所述初

  级绕组的电流随驱动信号频率发生变化，并且在次级绕组内感应

  的、流入负荷的电流随驱动信号频率发生变化，从而通过利用频

  率控制信号改变选择频率可以对负荷电流进行控制。

12.根据权利要求11所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路。

13.根据权利要求12所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器以调节频率控制信号从而调节选择频率的反馈电路。

14.根据权利要求11所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器以使它调节频率控制信号从而调节选择频率的反馈电路。

15.根据权利要求11所述的控制器，其中所述变压器的磁耦合比在80％至99％之间变化。

16.根据权利要求15所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器以使它根据所述信号调节所述振荡器输出电压的所述预定频率的反馈电路。

17.根据权利要求15所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路，根据负荷的工作特性选择的气隙的大小和气隙所使用的材料。

18.根据权利要求11所述的控制器，其中所述变压器的电感耦合比在10至30之间变化。

19.根据权利要求18所述的控制器，该控制器还包括连接在负荷与所述振荡器之间，用于将表示负荷状况的信号送到所述振荡器以使它调节频率控制信号从而调节驱动信号频率的反馈电路。

20.根据权利要求18所述的控制器，其中所述变压器包括在其内具有气隙的分路。

21.一种提供用于驱动电流可控负荷的镇流器的方法，所述部分包括步骤：

a)提供具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组的松耦合变压

  器，该变压器还具有随施加到初级绕组的驱动信号的频率发生变

  化的频率相关阻抗；

b)根据负荷所需的电流，以预定频率产生变压器驱动信号；以及

c)将大致恒压振幅的、所述预定频率的变压器驱动信号送到松耦合

  变压器的初级绕组从而对次级绕组施加到电流可控负荷的电流进

  行控制。

22.根据权利要求21所述的方法，其中变压器内具有气隙的分路提供松耦合变压器的阻抗。

23.根据权利要求22所述的方法，该方法还包括步骤：

a)检测负荷的一个或多个工作负荷状况；

b)将所述检测步骤检测的工作负荷状况与要求的基准进行比较；

c)根据所述比较步骤产生反馈信号；以及

d)根据反馈信号调节变压器驱动信号的预定频率。

24.根据权利要求21所述的方法，该方法还包括步骤：

a)检测负荷的一个或多个工作负荷状况；

b)将所述检测步骤检测的工作负荷状况与要求的基准进行比较；

c)根据所述比较步骤产生反馈信号；以及

d)根据反馈信号调节变压器驱动信号的预定频率。

25.根据权利要求21所述的方法，该方法还包括构建变压器使其磁耦合比在80％至99％之间的步骤。

26.根据权利要求25所述的方法，该方法还包括步骤：

a)检测负荷的一个或多个工作负荷状况；

b)将检测的工作负荷状况与要求的基准进行比较；

c)根据所述比较步骤产生反馈信号；以及

d)根据反馈信号调节变压器驱动信号的预定频率。

27.根据权利要求25所述的方法，该方法还包括对变压器添加具有气隙的分路的步骤，根据负荷的工作特性选择的气隙的大小和气隙所使用的材料。

28.根据权利要求21所述的方法，该方法还包括构建变压器使其电感耦合比在10至30之间的步骤。

29.根据权利要求28所述的方法，该方法还包括步骤：

a)检测送到负荷的电流；

b)将所述检测步骤检测的电流与要求的基准进行比较；

c)根据所述比较步骤产生反馈信号；以及

d)根据反馈信号调节变压器驱动信号的预定频率。

30.根据权利要求28所述的方法，其中利用变压器内的分路提供变压器的频率相关阻抗，该分路具有气隙，气隙的磁阻提供漏感。

31.一种采用松耦合变压器来调节传送到负荷的功率的控制器，所述控制器包括：

a)松耦合变压器，至少具有一个初级绕组和一个次级绕组，其次

  级绕组与负荷相连，根据负荷的工作要求其初级绕组适于接收预

  定频率的驱动电压；

b)频率可变电压源，可以设置到所述预定频率以及其它频率；

c)变压器驱动电路，与工作电源、所述电压源以及所述松耦合变

  压器相连，适于将所述预定频率的驱动电压施加到所述变压器；

  以及

d)控制电路，与所述电压源和所述变压器驱动电路相连，用于向

  所述电压源发送所述预定工作频率的信号并用于向所述变压器驱

  动电路发送适当基准电压。

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