CN1048479A - 带亮度控制装置的荧光灯控制器 - Google Patents

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Abstract

一种灯控制器，包括一个调光器电路，以根据控 制电压控制灯的亮度。该电路包括：隔离变压器、将 高频电流加到变压器初级绕组上的装置、输入端、负 载装置、检测器和输出装置。负载装置耦合到次级绕 组和输入端上，以根据控制电压限制次级绕组的电 压，由此限制初级绕组上的电压。检测器和输出装置 产生一个输出信号并加到控制器上，以控制灯的亮 度。负载装置包括放大器，以便在电源的正负半周在 次级绕组上产生放大的和基本相等的负荷电流。

Description

本发明涉及荧光灯控制器以及用于其中的亮度控制装置，更具体地说，本发明提供了一种亮度控制装置，这种亮度控制装置在输入端和灯的供电电路之间提供了保护性隔离，而且这种亮度控制装置便于在一个宽的范围内精确且安全地控制光的强度。本发明提供的亮度控制装置是高效的和高可靠性的，并且制造容易且经济。
有关荧光灯控制器的现有技术在Mark W.Fellows.John M.Wong和Edmond 1988年7月15日申请的美国专利申请219923号的说明书的引言部分作了回顾，具体的细节参见参考文献，这些现有技术的参考文献包括Wallace的美国专利3611021号、Stol 的美国专利4251752号、Stupp等人的美国专利4453109，4498031，4585974，4698554和4700113号以及Zeiler的美国专利4717863号，它们涉及到各种不同的开关型电源电路（switch mode power supply circuit），这些电路的工作频率高，使得荧光灯供电的效率较高，并且还有另外一些优点。现有技术还公开了控制电路，用来控制对荧光灯的供电，以便控制亮度并在需要时使灯变暗。
本发明的总目的是提供一种与荧光灯控制器一起使用的调光器控制装置，它能在一个宽的范围内有效地控制光的强度，同时具有隔离和其它保护性特点，并且能够容易和经济地制造。本发明的另一个目的是，提供一种工作效率高且十分安全可靠的调光器控制装置。
在本发明的研制过程中，总是习惯于考虑使用各种可能的调光电路结构，并且本发明的重点涉及到识别这些结构的潜在问题以及识别有益的可利用的特性。本发明的进一步的具体目的是提供一种调光器控制装置，它能够与例如上述Fellows等人的申请所公开的调光器一起使用，并能容易地与上述控制器连接，而且保持其全部优越的特性，以致于完全与其兼容。
Fellows等人的系统具有许多优越的特性，其中包括考虑到控制亮度和能够用来调光，尽管在申请中没有特别说明。在Fellows等人的系统中，用来作为调节电路的输出电路使得可变频的直流-交流转换电路的输出端耦合到负载荧光灯上。由控制器供电的控制电路使得直流-交流转换器以一定的高频率工作，这个高频率大于高于输出电路无负载时的谐振频率，还高于足以点火的输出电压频率。然后控制电路工作在点火状态，此时它逐步地降低频率直至点火发生为止。其后，控制电路工作在运行状态，此时，它通过控制直流-交流转换器的工作频率来自动控制灯的电流。
Fellows等人的系统的另一特征是，谐振电容以如此方式与荧光灯负载及变压器绕组并联，即可根据灯的电压来限制绕组上的电压。这种并联结构还使得单个谐振电容既能用来点火又能用于工作状态。
由于Fellows等人的申请所公开的系统具有上述特征和另外一些特征，因此，在远高于谐振频率的一个范围内，容易使工作稳定，这具有一个非常重要的优点，即保证直流-交流转换器的晶体管避免电容性负载状态，而在容性负载状态下，电流超前于电压，并且可能导致晶体管的毁坏。一个进一步的特征是，通过使用一种自动转换到安全状态的电路，最好是通过将直流-交流转换器扫描至高频率上，而提供附加的保护措施，在上述安全状态下，电流相对于电压的相位小于一定的安全值。另外的特征涉及到预调节器电路，该电路被供给一个全波整流50或60Hz的电压，并且它包括一个作为上转换器而给直流-交流转换器提供直流电压的开关型电源电路，为了稳定而有效地工作，上述直流电压被自动保持在较高的电位上。根据一个与预调节器电路的输出电压的平均值成正比的信号来控制加给电路的门脉冲的宽度，从而使电平得到自动控制。功率因素也得到控制。
Fellows等人的申请所公开的系统的另一些特征涉及控制电路的结构和工作过程的具体细节，该电路既控制直流-交流转换器，又控制预调节器电路。控制电路最好制成一个单一的集成电路元件或者“芯片”，以便能与外部元件以某种方式一起使用，例如能够与不同类型的荧光灯或其它类似性能的负载一起使用，并且能够选择外部元件的参数以使得任何连接到其上的具体类型的荧光灯或其它负载都可获得最佳工作特性。它实现了串联的预调节器和直流-交流转换器电路的高要求的同步控制，并提供了可靠的起动性能，还提供了一些安全性和保护性特征，以保证高度的可靠性并防止毁坏性故障的发生，这种毁坏性故障可能是由于另外一些原因引起的，即使用了有毛病的灯管、或者没有灯管、或者任意一个可能出现的问题。
在按照本发明所构成的调光器电路中，用变压器来提供控制输入端与控制器电路之间的保护性直流隔离措施，控制输入端可能被使用者接触到，并且可能工作在低压下，而控制器电路的工作电压较高。将高频电流加到变压器的初级绕组上，而把控制电压输入端连接到变压器的次级绕组上，检测变压器的总负载以便控制灯的亮度。重要的特征涉及到耦合电路和检测电路，所说的耦合电路将输入端耦合到次级绕组上，所说的检测电路是为了检测被变换并加到荧光灯控制器上的控制（系统）的负载，以便安全精确和可靠地控制灯的亮度。
按照本发明的一个具体的特征，用一个检测器电路来产生一个与变压器的负载相应的直流电压，调光器电路包括一个由检测器电路产生的直流电压控制的电路，该电路在一对输出端之间提供了一个受控制的阻抗，所说的这对输出端可连接到控制器的控制电路上以便控制其工作状态。在一种最佳设计中，比较器响应一个由控制器的控制电路所产生的三角形电压，以产生一个脉冲宽度调制的信号，该信号控制一个模拟开关。
另一个重要的特征是，以峰值检波器的形式提供了一个检测器电路，它最好直接连接到初级绕组上，不需要附加的绕组来检测变压器的负载。
另一个特有的特征是，提供了一个电平移位电路，它以串联的方式与初级绕组耦合并提供了一个偏置信号，这对于获得最佳工作状态来说是必要的。一个进一步的特有的特征是，提供了温度补偿措施，最好在电平移位电路中使用一个热敏电阻。
另外的重要特征涉及到限幅电路的结构，该限幅电路连接在变压器的次级绕组和调光器电路的输入端之间。全波桥式整流器耦合到次级绕组上，并且其输出耦合到输入端上，最好使用一个晶体管，由桥式整流器响应低幅度的输入控制信号而产生的输出电流通过该晶体管。限幅电路进一步包括滤波器装置，以便基本上避免杂波传输到输入端。
本发明的再一个特征是附加一个开/关电路，以便在控制输入电压低于一定的值时获得低功率“关闭”状态。
进一步的特征是，使用了可从控制器电路中获得的信号，以及将调光器电路以某种方式连接到控制器电路上，以便获得一个高效率的、并且与控制器完全相容的结构，这里的控制器例如是Fellows等人的申请所公开的控制器或者其它类似性能的控制器。
下面结合附图对本发明作详细的说明，从说明书中本发明的其它目的、特征和优点将会更充分地体现出来。
图1是一个示意图，表示本发明的调光接口电路，以及与接口电路连接并由此控制的荧光灯控制器。
图2是图1所示的荧光灯控制器的输出电路的电路图。
图3是表示图2所示电路的输出特性以及其工作方式的曲线图。
图4是图1所示的调光接口电路的电路图。
图4A表示一种使用中间抽头的变压器和两个二极管的电路，该电路可用来代替图4中使用的四个二极管的那部分电路。
图5是电路图，是模拟开关电路的改进型式，用于图4所示的调光接口电路中。
图6是组成图1所示的控制器的控制电路的一部分逻辑和模拟电路的示意图，该部分产生高频方波和脉宽调制的选通信号。
图7是一个示意图，表示组成图1所示的控制器控制电路的另一部分逻辑和模拟电路，该部分产生一频率控制信号，图7还示出了它与本发明的调光接口电路的连接关系。
图8是一个示意图，表示组成图1所示的控制器的控制电路的第三部分逻辑和模拟电路，该部分用来产生各种控制信号。
图9是波形图，表示在图7所示的相位比较电路中所产生的波形，以便说明其工作过程。
图10表示按照本发明所构成的调光接口电路经改进后的形式，而且还示出了它与图1-3和图6-8所示的荧光灯控制器的连接方式。
参考数字110总是表示一个按照本发明的原理所构成的调光接口电路。如图1所示，接口电路110可以连接到控制信号供给电路112上以及荧光灯控制器的其它电路上，荧光灯控制器均用参考数字10表示。控制器10根据加给接口电路110的输入端113和114的一个低压直流控制信号来控制对两个荧光灯11和12的供电。接口电路110使得控制器10的未接地的电路和接地的调光控制装置之间形成了高压隔离，所说的调光控制装置连接到端点113和114上。这就将标准形式的低压直流输入控制信号变换成与控制器10的电路相容的形式。接口电路110由控制器10供电，并且它能够安全和高可靠性地控制对灯11和12的供电。
如前面所述的那样，本发明的调光器控制装置是特别用来连接到例如Fellows等人的申请所公开的控制器上的，而且它可以对荧光灯、卤素灯或其它气体放电装置进行供电，或者对其它类型的负载供电。很明显，这里参照荧光灯负载是便于说明，而这里和权利要求书中所提到的荧光灯和荧光灯负载可理解为包括所有其它类型的负载，这些负载能够由可与本发明的调光器控制装置相连的控制器供电。
图4的电路图详细地示出了本发明的接口电路110的结构，但由于电路110被特别设计成与所示的控制器10一起使用，因此，在详细描述图4的电路110之前，先描述控制器10的一些特征，应当认为，本发明的接口电路110可以与那些与所示的控制器10不同的控制器一起使用。
控制器10的电路（图1）
所示的控制器10是按照前述的Fellows等人的申请号为219923的美国申请所公开的内容构成的，详细的内容参见这份对比文献。如图1所示，通过导线13-18可将荧光灯11和12连接到输出电路20上，导线13和14连接到灯11的一个灯丝电极上和灯12的一个灯丝电极上，导线15和16连接到灯11的另一个灯丝电极上，导线17和18连接到灯12的另一个灯丝电极上。当然，本发明不局限于一个仅仅与两个灯一起使用的控制器。
输出电路20通过导线21和22连接到直流-交流转换器电路24的交流输出端，直流-交流转换器电路24通过导线25和26连接到预调节器电路28的输出端，电路28通过导线29和30连接到输入整流器电路32的输出端，电路32通过导线33和34连接到电源上，该电源的频率为50或60Hz，其均方根电压值为120V。在所示的控制器10工作时，电路32的输出端产生一个频率为50或60Hz、峰值为170V的电压，预调节器电路28响应全波整流的该电压并给直流-交流转换器电路24提供了一个平均值约为245V的直流电压。直流-交流转换器电路24将来自于预调节器电路28的直流电压变换成一个方波交流电压，它被馈给输出电路20，其频率在约25到50KHz的范围内。当然，电压、电流、频率的值和其它可变因素，以及各种元件的参数和类型都通过举例的方式给出，以便于理解本发明，但它们不能被认为是对本发明的限定。
预调节器电路28和直流-交流转换器电路24都包括有开关型电源电路，它们均由控制电路36来控制，电路36相应输出电路20和预调节器电路28产生的各种信号。在所示的控制器中，控制电路36是一个集成电路，它包括图6、7和8中所示的逻辑和模拟电路，用来响应来自预调节器和输出电路28和20的各种信号，以便在导线37和38上产生并控制“GPC”和“GHB”信号。图1还示出了信号供给电路112的电路以及它与调光器电路110的连接关系。
预调节器电路28最好具有前述Fellows等人的申请所公开的结构，并且最好是一个占空度可变的上转换器。高频选通脉冲通过“GPC”连线37从控制电路36加到预调节器电路28的MOS场效应晶体管（MOSFET）的栅极上，以便产生电流流过扼流圈并使能量存储在其中，这样存储的能量在选通脉冲终止时的“回扫（fly-back）”过程中传输到一个电容器上。
在所示的控制器10中，直流-交流转换电路24是一个半桥式（half-bridge）转换器，通过导线38将控制电路36的方波选通信号“GHB”传输到电路24上。它最好具有前述Fellows等人的申请所公开的结构，并包括一对由电平移位变换器驱动的MOS效应晶体管，以便轮流导电并产生一个方波输出，同时还具有MOS场效应晶体管的保护电路，它产生并延迟导通脉冲并能够快速截止。根据一个重要的特征，导线37和38上的选通信号“GPC”和“GHB”是同步的，并可以被相移以避免干扰问题并使得工作可靠性高。在所示的控制器10中，它们的工作频率是相同的。
在最初给控制器10供电时以及在它工作过程中，来自电压源40的工作电压通过“VSUPPLY”导线39供给控制电路36。然后控制电路36中的电压调节器电路就在“VREG”导线42上产上一个稳定的电压，导线42连接到各个电路上，如图所示。
如所示的那样，“VREG”导线42通过电阻43连接到“START”导线44上，导线44通过电容器45接地。当给控制器10供电以后，在“START”导线44上产生一个按时间的指数函数增加的电压，它被用来控制开启过程，这将在以后作详细说明。在一个典型的操作过程中，有一个预热阶段，在这个阶段，给灯11和12的灯丝电极供给高频电流，但不供给一个足以使灯点亮的电压。预热阶段后接着是点火阶段，在点火阶段，电压值逐步提高直到将灯点亮，然后，灯的电压由于负载的增加而下降，这里负载的增加是由于灯的导电而引起的。
控制器10的重要特征是，通过控制工作频率来控制灯的电压，在输出电路20中使用一些元件以得到谐振，以及使用偏离谐振频率的工作频率范围。在所示的控制器中，工作频率高于谐振频率，并且产生一个随频率降低而增加的电压。例如，在预热阶段，频率可在50KHz的数量级上，在点火阶段，频率可以逐步地向谐振频率36KHz的方向降低，通常在频率降至低于40KHz之前就点亮了。
在点亮之后，由于电流流过灯，因而谐振频率就从较高的36KHz的无载谐振频率降低到较低的接近20KHz的有载谐振频率。工作频率是在30KHz附近的一个较窄的范围内，高于有载谐振频率。根据灯的电流信号来控制工作频率，灯的电流信号是在输出电路20中产生的并通过电流检测线（current  sense  line）46和46a加到控制电路36上，线46a是参考地线。当灯的电流随着工作状态的变化而降低时，频率就向较低的有载谐振频率方向降低以提高输出功率并阻止灯电流的减小。同样，频率随着灯电流的增加而提高，以减小输出功率并阻止灯电流的增加。
正如下面所述的那样，使用的工作频率高于有载谐振频率具有一个重要的优点，即提供了一个容性负载保护特征，避免了容性负载状态，容性负载可能会使直流-交流转换器电路24中的晶体管产生毁坏性故障。附加的保护特征是通过在输出电路20中设置电路获得的，该电路在“IPRIM”导线47上产生一个信号，该信号相应于电路20的变压器初级绕组中的电流，而且该信号被加到控制电路36上。当导线47上的信号的状况变化而超出安全条件时，电路36中的电路就工作从而将“GHB”导线38上的选通信号的频率提高到一个安全的值，以便对直流-交流转换器电路24的晶体管提供附加的保护。
在预热和点火过程中，还根据灯的拆换（removal），灯电压调节器电路通过接口电路限制灯的最大开路电压，其工作过程响应一个通过电压检测线48并加至“VLAMP”输入线或控制电路36的端线49上的信号，接口电路在图1中以方框形式示出，在图7中示出了具体细节，并将在下面描述其连接情况。灯电压调节器电路工作促使进行再点火过程，在该过程中，工作频率迅速变到最大值，然后由最大值开始逐步降低以增大工作电压，从而对灯进行另一次点火。
相应于预调节器电路28的输出电压下降到低于一定值，并通过电路36中的比较器，灯的点火和再点火过程被防止，上述比较器通过“OV”导线50连接到预调节器电路28中的分压器电路上，“OV”导线50上的电压与预调节器电路28的输出电压成正比。
导线50的标记“OV”和它连接到电路36中的另一个比较器有关，该比较器响应导线50上的过电压（over  voltage）而使得预调节器电路28停止工作。
控制器的另一个重要的保护特征是，提供了低压闭锁（lock-out）保护电路，它将“VSUPPLY”导线39上的电压和导线42上的“VREG”电压进行比较，并阻止预调节器电路28和直流-交流转换器电路24工作，直到导线39上的电压上升到超过上跳点（uppertrip-point）为止。在电路28和24工作后，在导线39上的电压下降到低于下跳点时，同样的电路使电路28和24停止工作。然后直到导线39上的电压超出上跳点并且最小的时间延迟已经超过为止，直流-交流转换器电路24才能工作。所要求的时间延迟由电容器52的值确定，电容器52连接在“DMAX”导线53和地以及电阻54之间，电阻54连接在导线53和“VREG”导线42之间。
控制器10的另一个特征是，在电路36中提供一个过电流比较器，它通过“CSI”导线56连接到预调节器电路28上，并且当流到电路28的电流超过一定的值时，它使得“GPC”导线37上的选通信号不能被加到预调节器电路28上。
另外的特征涉及到对选通信号持续时间的控制，选通信号通过“GPC”导线37加到预调节器电路28上，以便使预调节器电路28的输出电压平均值保持恒定，同时以某种方式控制选通信号的持续时间，例如可以使输出电流的谐波分量达到最小值以及获得一种可称为对功率因素的控制。在实现这种运行的过程中，通过“DC”导线57给控制电路36提供一个直流电压，它与预调节器电路28的输出电压平均值成正比。还通过“PF”导线58给电路36提供一个电压，它与预调节器电路28的输出电压的瞬时值成正比。外接电容59通过“DCOUT”导线60连接到电路36上，其参数对于选通信号的定时具有有利的影响。对预调节器控制电路28来说，这也是重要的。
控制器10的输出电路20（图2）
如图2所示，输出电路20包括一个变压器64，变压器64最好按照stupp等人的美国专利4453109号的教导构成，具体细节参见该文献。正如图中示意的那样，变压器64包括一个由磁性材料构成的铁芯结构66，铁芯结构66包括绕有初级绕组68的部件67和绕有次级绕组70-74的部件69，部件67和69的端部67A和69A相邻但被一个气隙75隔开，而它们相反的端部67B和69B通过铁芯结构66的低磁阻部件76内连接起来。此外，虽然没有用在最佳实施例中，但铁芯结构也可以另外包括一个所示的部件77，它从部件69的端部69A延伸至一个位置，气隙78将这个位置与部件77的中间位置隔开。在点火以后，次级绕组70-74中的较高的电流产生一种使谐振频率降低并且使“Q”也降低的条件。
次级绕组70、71和73是灯丝绕组，它们通过电容耦合到加热器电极上，这些电容用来防止灯丝线短路。绕组72是供给灯电压的绕组，而绕组74在导线48上供给一个灯电压信号。如图所示，绕组70的一端通过一个电容器79连接到导线13上，另一端直接连接到导线14上。绕组71的一端通过电容器80连接到导线15上，而另一端直接连接到导线16上。绕组73的一端通过电流变换器82的初级绕组81连接到导线17上，而绕组73的另一端通过电容器83并通过电流变换器82的第二初级绕组84连接到导线18上。绕组72的一端连接到导线16上，另一端通过一个电容器86连接到一个节点上，该节点通过电容器87连接到导线16上，通过电容器88连接到导线14上，并通过绕组81连接到导线17上。电流变换器82的次级绕组90与电阻91并联，并且连接到电流检测线46和46a上。
初级绕组68的一端通过一个耦合电容器93连接到输入导线21上，而其另一端通过一个电流检测电阻（current  sense  resis-tor）94连接到另一输入导线22上，导线22接电路的地。耦合电容93的作用是去除方波电压的直流分量，该方波电压是由直流-交流转换器电路24供给的。“IPRIM”导线47通过电容器95接地，并通过电阻96连接到电流检测电阻94的非接地端。初级绕组68的抽头通过导线98连接到电压源40上，以便供给一个大约±20V的方波电压，使得在起动以后电压源40工作，这将在后面说明。
导线98也连接到本发明的调光器电路110上，以便供给它同样的方波工作电压。
输出电路起到一个谐振电路的作用，其频率取决于有效的漏电感、次级绕组的电感和起谐振电容作用的电容器87的大小。电容器87跨接在串联组合的两个灯11和12上，并且还通过电容器86跨接在次级绕组72上，电容器86相对于谐振电容器87来说具有较高的电容值，而且电容器86起反整流（anti-rectification）电容器的作用。电容器88是一个旁路电容，它有助于灯的起动，并且其电容值较低。
图3的曲线表示输出电路20的一般类型的工作过程，电路20例如是所示的电路。虚线100是一条无载响应特性曲线，表示该电路无负载时，理论上在次级绕组72上可能产生的电压，其频率可以在10至60KHz的范围内变化。如所示的那样，无载状态下的谐振频率大约为36KHz，如果电路工作在这个频率上，则将会产生一个无穷大的初级电流，这个电流会使得晶体管和其它元件热击穿。在频率大约为40KHz时，产生一个比较高的电压，通常这足以将灯点亮。虚线72表示在有载状态下次级绕组72上将产生的电压，这里所用的负载是该电路中有灯时的等效负载。如所示的那样，在有载状态下的谐振频率是一个实质上较低的频率，接近20KHz。有载状态下的谐振峰也具有较宽的波形，并且由于负载阻抗而使得幅度较低。应该理解，示出谐振峰是便于说明，实际工作范围偏离谐振频率。
实际工作过程由图3中的实线所示。开始时工作频率比较高，大约50KHz，如图中的点105所示。这时，灯上的电压不足以使其点火，但在加热器绕组70、71和73上产生较高的电压。在预热过程中，频率保持在点105上或者点105附近。然后预点火过程开始，在这个过程中，频率沿着无载响应特性曲线100向无载谐振频率36KHz的方向逐步减小。在到达点106时或者之前，灯11和12将正常点火，点106的频率大约为40KHz，其电压大约为600V（峰值）。
在点亮以后，有效负载阻抗减小，工作过程移到负载状态特性曲线102上。根据点亮后的负载电流，工作频率迅速降低到点108上，此时频率大约为30KHz，基本上大于有载状态下的谐振峰103处的频率。此后，在点108附近的一个较窄的范围内继续工作过程，并根据工作状态而移动，以使得灯电流的平均值基本保持恒定。
调光器接口电路（图4）
图4表示调光接口电路110，这是按照本发明的原理所构成的电路的最佳形式。如前所述，接口电路110连接到控制器10的控制信号供给电路112上，以便根据加到接口电路110的输入端113和114上的低压直流控制信号来控制对荧光灯11和12的供电。它在控制器10的未接地的电路与接地的调光控制装置之间提供了高压隔离装置，而且，它将标准形式的低压直流输入控制信号变换成一种能够与控制器10的电路相容的形式。它由控制器10供电，从而不需要单独的电源。
调光器接口电路110包括一个变压器116，其初级和次级绕组117和118绕在一个磁性材料的铁芯120上，以便使它们之间具有高的磁耦合系数。控制器10提供一个高频交流电源，以便给初级绕组117供电。如图4所示，初级绕组117的上端通过电阻121连接至导线98上，而导线98连接到输出电路20中的变压器64的初级绕组68的抽头上。如前所述，在导线98上产生一个大约±20V的方波电压，在完成一个起动过程后，用这个方波电压控制电压源40。初级绕组117的下端通过一个电平移位电路122接地。
次级绕组118连接到限幅电路123上，电路123将次级绕组上的电压限制或固定在一个与加到输入端113和114上的电压成比例的值上，从而限制了次级绕组118上的电压。由于初级和次级绕组117和118之间具有紧密的耦合或者高的耦合系数，并由于初级绕组与电阻121形成的阻抗串联，因此，初级绕组117的交流电压被限制到一个相应的值上。
初级绕组117上产生的、受控制的交流电压，再加上由电平移位电路122所产生的电平移位电压一起被加到峰值检波器和校准电路124上。电路124产生一个相应的直流电压，该直流电压用来控制一个连接到信号供给电路112上的阻抗的有效值，而且它以某种方式控制该控制器10，以便以某种方式控制对灯11和12的供电，这些将在下面说明。
为了这样提供一种受控制的阻抗，峰值检波器和校准电路124的输出端通过导线125连接到比较器电路126的一个输入端，电路126的第二个输入端通过导线128连接到控制电路36上，导线128通过一个电容器130接地。正如下面所述的那样，电容130被充电和放电，以便在导线128上产生一个周期性变化的三角形电压。通过将这样产生的三角形电压与峰值检波器和校准电路124的输出电压进行比较，在比较器电路126的输出端产生一个脉宽调制的方波信号，其占空度受输入导线125上的电压控制，通过一根输出导线131将上述方波信号加到模拟开关电路132上。开关电路132通过导线133连接到控制电路36上，通过导线134连接到信号供给电路112上，以便以某种方式控制该控制器10的工作过程，如下所述。
限幅电路123包含四个二极管135-138，这四个二极管形成一个桥式整流器电路，其输入端连接到次级绕组118上，其输出端连接到晶体管140的集电极和发射极，还通过一个二极管141和一个电阻142连接到电路节点143和144上，节点143和144通过电阻145和146连接到输入端113和114上。晶体管140的基极连接到电路节点144上。电容器147和齐纳二极管148连接到电路节点143和144之间，电容器150连接在导线113和114之间。齐纳二极管148将电路节点143和144之间的电压限制到一个安全值。
在工作过程中，在输入端113和114之间加一个直流控制电压，其大小例如在1到10V之间。晶体管140导通以限制整流器电路的输出电压，使该电压的值仅仅略大于加到输入端113和114的控制电压。注意，晶体管140起电流放大器的作用以便使所要求的流过控制电压源的损耗电流（sinking  current）限制在一个比较小的值上。从次级绕组118的任意一端流出一个正的控制电流，它流过一个相应的二极管135或136，然后流过二极管141和电阻145到达端点113，然后流过控制电压源到达端点114，然后再流过电阻146和由晶体管的发射结（base-emitter  junction）和电阻142并联的组合电路，再流过二极管137或138到达次级绕组的任意一端，这时的电流是负的。通过晶体管140的放大，流过的负载电流足以使次级绕组118的峰压限制到一个仅仅略高于控制电压的数值上，并能可靠地在初级绕组上获得一个相应的电压来控制对灯的供电。控制电流是非常小的，它沿着供能的方向流向控制电压源，而且当控制电压最大时控制电流最小。因此，当需要时，一些调光接口电路的控制线能够并联连接到一个普通的控制电压源上。由于有变压器116，从控制器电路到输入端没有直流通路，而且控制器电路与输入端、电压源和/或其它控制器的电路是隔离的，这里所说的其它控制器具有连接到输入端的接口。电阻145和146与电容器147和150一起提供了另一种隔离措施，它将控制器电路产生的开关噪音滤波，从而基本上防止了这些噪音传输到输入端113和114上。
由二极管135-138组成的桥式电路将晶体管140的单向直流限幅作用转换成双向交流限幅作用，以便限制次级绕组118两端的交流电压。最好，二极管135-138是低压降的肖特基（Schottky）二极管。
由于初级和次级绕组117和118之间具有牢固的耦合或者高耦合系数，因此，初级绕组117上的交流电压相应于次级绕组118的交流电压。变压器116的匝数比可以优先选择1∶1，以致于两个电压基本相同。电阻121的阻值是足够得低而使得初级绕组117上产生的电压在所要求的范围内，同时限制电流并防止交流源过载，该交流源是通过导线98由控制器10提供的。
图4A表示另一个负载电路，该电路包括变压器116A，它具有一个初级绕组117A和次级绕组118A，绕组118A带有一个中间抽头，它可以连接到晶体管140的发射极，如图所示，次级绕组118A可通过两个二极管135A和136A连接到晶体管140的集电极并且还连接到二极管141的阳极。可以看出，这个替换电路的工作方式类似于图4中的相应电路。将控制电流放大以便使两个半周期的负载电流基本上相等并且将初级绕组117A上的电压限制在一个与控制电压相应的值上。
电平移位电路122包括一个晶体管151，其发射极通过一个保护性二极管152连接到初级绕组117的下端，其集电极接地。反向连接的二极管153并联到由晶体管151和二次管152串联所组成的电路上，因而，不仅在所加交流电压的正半周可以导通电流，而且在负半周也能导通电流。晶体管151的基极通过一个电阻154接地，而且还通过一个电阻155连接到前述的“VREG”导线42上，控制电路36在该导线42上供给一个稳定的电压。最好将一个热敏电阻156并联到电阻155上。
电平移位电路122工作使得增加一个正的直流电压，它大约等于“VREG”导线42上的电压，晶体管151起缓冲器的作用以限制“VREG”导线42上所需的电流消耗。热敏电阻156的使用对改善系统的性能，尤其是对改善系统在高温下的性能来说是重要的。已经发现，在没有热敏电阻156时，由于二极管电压的积累效应下降并且处于低亮度状态，因而调光过程与温度密切相关，在25至80℃的温度范围内，灯的电流可能会漂移32%左右。在所示的电路中，用正温度系数的热敏电阻与电阻154和155相连接，从而形成一个分压器网络并改变电平移位的幅度来补偿调光电路中所有二极管压降的温度效应。
峰值检波器和校准电路124包括一个二极管158，其阳极连接到初级绕组117的上端，而其阴极通过电容160和分压器接地，分压器由电阻161和162组成，输出导线125连接到电阻161和162的接合点上。在初级绕组117的上端为正值的半周内，电容器160充电，使其电压等于初级绕组117上的电压与电平移位电路122所产生的电压之和。电容器160的电压的一部分加到比较器电路上，其大小取决于电阻161的阻值与电阻161和电阻162的总阻值之比。已经发现，为了获得最佳性能，这些电阻值应该与电阻154和155的阻值和热敏电阻156的特性相配，电阻154和155以及热敏电阻156都是在电平移位电路中。
比较器电路126包括一个比较器164，它由“VSUPPLY”导线39供给一个工作电压。比较器164的负输入端通过导线128连接到控制电路36上。正输入端通过一个电阻165连接到峰值检波器和校准电路124的输出线125上。比较器164的输出端连接到导线131上，通过一个电阻166连接到它的正输入端以及通过一个电阻167连接到“VSUPPLY”导线39上。
如前所述，控制电路36使电容器130充电和放电，从而在导线128上产生一个周期性变化的三角形波。举例来说，电压可以从大约2.48V变化到大约4.6V，频率在30KHz量级上。当由峰值检波器和校准电路124加给正输入端的电压大于通过导线128加给负输入端的三角形波的电压时，比较器164就被触发到“导通”状态。这样，在输出线131上就产生了脉冲，其持续时间受导线125上所加的信号的电位控制。电阻166起正反馈和滞后作用，它使得比较器164产生较整齐的无噪声输出信号，而不会明显地影响比较器164的阈值。可以用另一种不同形状的周期性参考信号来代替周期性变化的三角形波。
模拟开关电路132包括一个集成电路模拟开关元件168，它由导线39供给工作电压。电阻170跨接在开关168上。举例来说，开关168可以是一种MC14066BCP  Quad  CMOS模拟开关的四分之一。比较器126通过导线131给开关168提供控制信号，开关168根据这个控制信号来有效地开路或短路，当“高”输入时则短路，而当“低”输入时则开路。
经改进的模拟开关电路（图5）
图5表示一个经改进的模拟开关电路132′。它包括MOS场效应晶体管开关171，它连接在导线133和134之间，电阻172与其并联。MOS场效应晶体管171的栅极连接到晶体管开关173的发射极，晶体管173的集电极连接到电源线39上。晶体管173的基极通过电阻174连接到比较器电路126的输出导线131上，二极管175连接在导线131和MOS场效应晶体管171的栅极之间。晶体管173起发射极跟随器作用，它将比较器164输出的阻抗较高的集电极输出信号变换成低阻抗的，以便加速MOS场效应晶体管171的门脉冲上升时间（gate  rise-time）。二极管175在MOS场效应晶体管171和比较器164的输出端之间提供一个直接放电的通路。
控制电路36（图6-9）
控制电路36的内部电路及其外接元件如图6、7和8所示。图6表示脉宽调制器和振荡器电路，用来在导线37和38上产生“GPC”和“GHB”选通信号;图7表示用来给图6所示的振荡器电路提供可变的频率和控制信号的电路，还示出了在图1中用方框表示的信号供给电路112;图8表示用来给图6所示的脉宽调制电路提供控制信号的电路;图9是一曲线图，表示图7所示的相位比较电路所产生的波形，用来说明其工作过程。
脉宽调制器和振荡器电路（图6）
如图6所示，“GPC”和“GHB”导线37和38连接到控制电路36的“PC”和“HB”缓冲器191和192的输出端。“PC”缓冲器191的输入端连接到“与”门193的输出端，“与”门193有三个输入端，其中一个输入端连接到“PC”触发器194的输出端，它用来控制脉宽调制的脉冲的产生。“HB”缓冲器192的输入端连接到比较器195的输出端，比较器195具有两个输入端，分别连接到“HB”触发器196的两个输出端上，触发器196被控制而作为振荡器工作并产生一个方波信号。
首先来描述“HB”振荡器触发器196的电路，这些电路在每个周期内控制“PC”触发器194的置位时间，而“PC”触发器194的复位则由其它电路来完成，从而控制了脉冲宽度。如所示的那样，“HB”触发器196的置位输入端连接到比较器197的输出端，比较器197的正输入端通过“CVCO”导线198连接到外部电容器200上。比较器197的负输入端连接到一个电阻分压器上（未示出），该分压器供给一个电压，该电压是导线42上的稳定的电压“VREG”的一部分，图中所示的分压比为5/7。“HB”触发器196的复位输入端连接到“或”门201的输出端，“或”门201的一个输入端连接到第二比较器202的输出端。比较器202的负输入端连接到“CVCO”导线198上，其正输入端连接到一个分压器上，该分压器供给一个电压，该电压是“VREG”电压的一部分，它小于加给比较器197的负输入端的电压，图中所示的分压比为3/7。
“CVCO”导线198通过一个电流源204接地。电流源204是双向的，并且通过与“HB”触发器196的输出端相连的级电路（stage）205来控制，以便当“HB”触发器196复位时电容200以一定的速率充电，当“HB”触发器196置位时电容200以同样的速率放电。充电和放电的速率是相同的，并且保持一个恒定的值，通过控制“FCONTROL”导线206上的控制信号可以调节上述充电和放电速率。
在前述“HB”振荡器电路的工作过程中，电容器200通过电流源204充电，直到电压达到加给比较器197的参考电压的高电平为止，这时触发器196置位从而使电流源204转换到放电状态。然后电容器200放电，直到电压达到加给比较器202的参考电压的低电平为止，这时触发器196又复位从而开始了下一个周期。其频率由充电和放电的速率控制，充电和放电的速率由“FCONTROL”导线206上的控制信号来控制。
在脉宽调制器电路中，电流源208连接在地和“CP”线209之间，“CP”线209连接到一个外接电容210上，电流源208也是由“FCONTROL”导线206上的信号控制，它仅仅以充电的方式工作。一个固态开关211跨接在电容器210上，当触发器194复位时，固态开关211闭合。当比较器202的输出端产生一个信号使“HB”触发器196复位时，这个信号也加给“PC”触发器194的置位输入端，然后“PC”触发器194工作而使得开关211打开并使得电容器210以恒定的速率充电，这个恒定的速率由“FCONTROL”导线206上的控制信号来确定。
在正常的工作过程中，电容器210持续充电，直至其电压达到“DCOUT”导线60上的信号的电平值为止，上述信号是由电路36中的其它电路产生的，这将在后面结合图8来说明。
导线60上的“DCOUT”信号加到比较器214的负输入端，其正输入端连接到“CP”导线209上。比较器214的输出信号通过“或”门215和另一个“或”门216加到“PC”触发器194的复位输入端上，“PC”触发器194工作使得开关211闭合并使得电容器210放电，从而使导线209处于地电位。导线209保持地电位直至触发器194响应比较器202的输出信号而重新置位为止。
“PC”触发器194也可以响应另外三种过程或状态中的任何一种而复位。“或”门216的第二输入端连接到“PWMOFF”导线217上，导线217连接到控制电路36中的其它电路上，这将在后面结合图8说明。“或门”215的第二输入端连接到比较器218的输出端，比较器218的正输入端连接到“CP”导线209上，其负输入端连接到一个电阻分压器上，未示出，该电阻分压器供给一个电压，该电压是导线42上的稳定的电压“VREG”的一部分，图中所示的分压比为9/14。在触发器194置位后的任何时刻，如果导线209上的电压超过加给比较器218的负输入端的参考电压，那么触发器194将复位。从而，所产生的脉冲宽度有一个上限。
“或”门215的第三输入端连接到比较器220的输出端，比较器220的正输入端连接到导线209上，而其负输入端连接到前述的“DMAX”导线53上。“DMAX”导线53也连接到控制电路36中的其它电路上，有关“DMAX”导线53的工作方式将在后面说明。
可采取措施使半桥式振荡器和脉宽调制器电路都响应“HBOFF”导线222上的信号而截止。“HBOFF”导线222连接到固态开关223和224上，开关223和224工作而使得“CVCO”和“CP”导线198和209接地。导线222也连接到“或门”201的第二输入端，以便使“HB”触发器196复位。倒相器电路225连接在触发器194的置位输入端和“与门”193的一个输入端之间。另一个倒相器226连接在“或”门215的输出端和“与”门193的第三输入端之间，以保证只有在合适的条件下脉宽调制器电路才产生输出信号。
频率控制和信号供给电路（图7）
图7示出了控制电路36中的频率控制电路的具体细节，还示出了信号供给电路112，本发明的调光接口电路110连接到信号供给电路112上。图7的频率控制电路控制“FCONTROL”导线206上的频率控制信号的大小，该信号被供给图6所示的振荡器和脉宽调制器电路的电流源204和208。如图7所示，导线206连接到加法电路228的输出端，其输入端连接到两个电流源229和230上。电流源229与起动过程一起受到控制，当灯点火起动失败时，电流源与“再”点火起动过程一起受到控制。电流源230按照输出的灯电流进行控制。
在正常的工作过程中，点火后，电流源229的电流是恒定的，其频率变化只受电流源230的控制。电流源230连接到灯电流误差放大器231的输出端，在放大器231的负输入端供给一个参考电压，该参考电压是由电路36中的分压器（未示出）产生的，图中所示的参考电压为稳定的电压“VRFG”的2/7。
放大器231的正输入端连接到“CRECT”导线232上，导线232通过信号供给电路112连接到本发明的调光接口电路110的一条输出导线133上。放大器231的正输入端还通过电流源234接地。电流源234受一个有源整流器236控制，整流器236的输入端通过“L1和L2”和导线237和238以及外接电阻239和240连接到电流检测导线46和46a上。如所示的那样，电流检测导线46a是一根内部接地线。
在信号供给电路112中，“CRECT”导线232通过一个电容器241接地，而且它还连接到本发明的调光接口电路110的输出导线134上。调光接口电路110的第二输出导线133通过一个电阻242接地，而且还通过一个电阻243连接到电路节点244上，节点244通过一个电阻245接地，而通过电阻246和247连接到电路节点248上。电路节点248通过一个二极管250连接到电压检测导线48上。通过一个电容器251接地，而且还通过一对电阻253和254接地，“VLAMP”导线49连接到电阻253和254之间的节点上。二极管256连接到电阻246和247的节点与“VREG”导线42之间，以便使该节点的电压限制到导线42上的稳定电压上。
在工作过程中，放大器231受电流源234所供给的第一控制信号与“CRECT”导线232所供给的第二控制信号之和的控制。同样，放大器231本身又控制电流源230，电流源230通过加法电路228和导线206来控制电流源204（图6）并因此而控制工作频率。
由电流源234供给的第一控制信号受有源整流器236控制，整流器236则根据电流变换器82取出的灯电流进行控制。从而灯电流被调节到一个数值上，这个数值取决于来自本发明的调光接口电路110的第二信号。尤其是，调光接口电路110控制“CRECT”导线232与电阻242和243的节点之间的有效电阻，并从而控制了通过导线232加到灯的误差校正放大器231上的信号。因此，按照调光电路110的输入端113和114所加的控制信号使得工作过程得到控制。二极管256用来限制“CRECT”导线在起动过程中所产生的电压。电阻242、243、245、246和247的阻值由灯及其它元件的特性决定，并且可以改变以适合不同规格或类型的灯。
为了得到最小的工作频率，通过“FMIN”导线257将一个控制电流加到电流源229上，“FMIN”导线257通过电阻257A连接到一个电路节点上，该节点通过电阻258接地并通过一对电阻259和259A连接到“VREG”导线42上。
电流源229也受频率扫描放大器260的控制，放大器260的正输入端连接到一个基准电压源上，图中所示的基准电压为导线42上的稳定的电压的4/7。放大器260的负输入端连接到“START”导线44上，并且还通过两个开关261和262接地。开关261受比较器263控制，当预控制器电路28的输出电压小于一定的阈值时，它就闭合。如所示的那样，将导线42上的稳定的电压的5/7作为基准电压，该基准电压加到它的正输入端，而其负输入端连接到“OV”导线50上。
开关262连接到“VLAMP  OFF”触发器264的输出端，触发器264的复位输入端连接到“START”比较器265的输出端。比较器265的负输入端连接到“START”导线44上，而其正输入端连接到一个基准电压上，所示的基准电压为导线42上的稳定的电压的3/14。触发器264的置位输入端连接到“或”门266的输出端上，“或”门266有三个输入端，用来接受三个信号中的任何一个信号，这三个信号能使得“VLAMP  OFF”触发器置位并使开关262闭合。
“或”门266的一个输入端连接到灯电压比较器267的输出端，比较器267的负输入端连接到“VREG”导线42上，而其正输入端连接到“VLAMP”导线49上。当灯电压超过一定的值时，灯电压比较器267就供给一个信号使触发器264置位，并由此而使开关262有效地闭合以及“START”导线44接地。
“或”门266的第二输入端的连接应使之能与后面将说明的并在图8中示出的脉宽调制电路的一个触发器的置位响应。
“或”门266的第三输入端的连接应使之响应于下面将要说明的电路所产生的一个信号，当“IPRIM”上的信号的相位变化到超过安全值时，使触发器264工作。
在起动过程中，电流源229的电流具有最大值，电流源230的电流具有最小值，频率在一定的最大值上，如50KHz。一旦预调节器和直流-交流转换器电路28和24开始工作，那么输出电路供给的电压就足以使灯丝加热但不足以使灯点火。当能量开始加到控制器10上时，开关261闭合而开关262断开。在“OV”导线50上的电压超过“VREG”导线上电压的5/7之后，开关261由低HB电压比较器263断开。然后“START”导线44上的电压响应电阻43上流过的电流而开始按指数规律上升。
当“START”导线44的电压接近一定的值时，点火阶段开始，这里所说的电压的一定值由加给频率扫描放大器260的基准电压来确定，大约是“VREG”电压的4/7。这时，频率扫描放大器260起动，使得流过电流源229的电流减小，通过加法电路228和导线206使工作频率减小。当频率减小到一定的值时，灯将点火，通常在一个高于40KHz的频率上。然后灯的工作阶段开始。这时，输出电路的有效谐振频率大大降低。同时，用电流变换器82来读取灯的电流，并且有源整流器236产生一个控制信号使频率降低到一个适用于灯工作的范围内，大约30KHz。
如果在点火阶段灯没有点燃，那么频率将继续降低，而灯电压将继续增加，直到“VLAMP”导线49上的电压达到一定的值为止，这时，灯电压比较器267将提供一个信号通过“或”门266使触发器264置位，并使开关262瞬时闭合，从而使“START”导线44接地以及使电容器45放电。于是，“START”导线44的电压下降到低于一定的值，而且促使比较器265供给一个复位信号使触发器264复位。然后“START”导线的电压又开始按指数规律升高。当它达到一定的较高的值时，通过频率扫描比较器260按上述方式工作而使点火阶段重新开始。这样一次或多次重复上述过程，直到点燃为止，或者直到控制器的供电停止为止。
如上所述，当“IPRIM”导线上信号的相位变化到超过安全值时，触发器264也可以被控制在置位状态。图7所示的电路进一步包括一个初始电流比较器268，其负输入端连接到“IPRIM”导线47上，其正输入端连接到一个基准电压源上，该基准电压源未示出但它可以提供-0.1V的基准电压，如所示的那样。比较器268的输出端连接到“与”门269的一个输入端而且还连接到“或非”门270的一个输入端上。“与”门269的输出端连接到“CLP”触发器272的复位输入端上，触发器272的输出端连接到“或非”门270的第二输入端上。触发器272的置位输入端连接到倒相器273的输出端上。倒相器273的输入端和“与”门269的第二输入端一起通过导线274连接到图6所示的半桥式振荡器电路上，连接到半桥式触发器196的输出端。“或非”门270的输出端通过“或”门266连接到触发器264的置位输入端。
在工作过程中，只有当触发器272复位时，“或非”门270才是高输出，同时初始电流比较器268是低输出。只有当导线47上的电流相对于导线274上所加信号的相位在加载方向变化到超过一定的阈值角时，这样的状态才会产生，这里所说的一定的阈值角取决于初级电流比较器268上所加的基准电压。导线274上的信号是由“HB”触发器196（图6）的输出端供给的，它给直流-交流转换器或者半桥式转换器电路24提供选通信号。
图9是一个特性曲线图，表示“IPRIM”导线上的信号相位在加载方向超前时，导线274上的电压和比较器268、触发器272以及“或非”门270的输出端的电压的关系。当比较器268的输出脉冲的后沿产生在触发器272的输出脉冲前沿之前时，“或非”门270产生高输出，并通过“或”门266使“VLAMP”触发器264置位，而且以前面所述的方式使频率变高。
图7所示的包括元件268、269、270、272和273的电路按照所示的结构工作，仅用来检测电路24中的一个MOS场效应晶体管的导电。通常，就其它的MOS场效应晶体管来说，使用所示的和所述的电路将提供更加充分的保护。然而可以推测，对于另外的保护或者根据其它类型的转换器电路，所示的相位比较装置可以用于转换器中的每一个其它MOS场效应晶体管或者其它类型的晶体管。
脉宽调制器控制电路（图8）
“DCOUT”导线60上的电压控制由图8的脉宽调制电路所产生的脉冲的宽度，该电压在乘法器电路276的输出端产生，乘法器电路276的一个输入端通过电流源277接地，电流源277受直流误差放大器278控制。放大器278的正输入端连接到电压调节器的导线42上，而其负输入端连接到“DC”导线57上，在导线57上供给了一个与预调节器电路28的输出电压成比例的电压。倍增器电器276的另一输入端连接到加法电路280的输出端上，加法电路280连接到两个电流源281和282上。
电流源281供给一个恒定的单向基准电流或偏置电流，而电流源282在“PF”导线58的电压的控制下供给一个反方向的电流。电流源282连接到“PF”放大器283的输出端，放大器283的正输入端连接到导线58上，负输入端接地。在工作过程中，输入波形实际通过电流源282的控制被倒相，并且然后被迭加到由电流源281确定的基准上，波形被放大一定的倍数，这个放大倍数与预调节器电路28的平均输出成比例。
通过适当地调节就可以对各个选通脉冲的宽度进行控制，以便使在各个全选通信号周期的短期间内的平均输入电流与恒定的预调节器电路的输入电压值成比例。同时，通过电流源277来控制脉冲宽度，以便根据每个完整的半周期内所加的全部高频选通信号来控制总的传输能量，所述的半周期是所加的全波整流的低频50或60Hz电压的半周期。其结果是，预调节器电路28的输出电压基本恒定，同时输入电流的波形与输入电压的波形成比例并且同相，因此，当输入电压波形是正弦波时，输入电流波形也是正弦波。
“PWMOFF”导线217连接到“或”门286的输出端，“或”门286的一个输入端连接到过电流比较器287的输出端。比较器287的正输入端连接到基准电压源（未示出）上，该电压源供给一个-0.5V的电压，如所示的那样，比较器287的负输入端连接到“CSI”导线56上。在工作过程中，如果预调节器电路28的输入电流超过一定的值，那么过电流比较器287就提供一个信号给“或”门286到导线217并通过“或”门216使预调节器触发器194复位（见图6）。
“或”门286的第二输入端连接到“PWMOFF”触发器288的输出端，触发器288的置位输入端连接到施密特（schmitt）触发器电路289的输出端，触发器电路289的一个输入端连接到“VSUPPLY”导线39上，而它的第二个输入端连接到电压调节器导线42上。如所示的那样，电压调节器290包含在控制电路36中，并通过导线39被供给电压以便在导线42上产生稳定的电压。施密特触发器电路289的输出还加到触发器292的置位输入端，触发器292连接到“HBOFF”导线222上。在工作过程中，如果电源电压下降到低于一定的值，那么两个触发器288和292都置位，使得脉宽调制器和半桥式振荡电路截止。
触发器292的复位输入端连接到“DMAX”比较器294的输出端，比较器294的正输入端连接到“DMAX”导线53上，负输入端连接到一个基准电压源上，基准电压可以是“VREG”电压的1/7，如所示的那样。触发器288的复位输入端连接到倒相器295的输出端，倒相器295的输入端连接到比较器294的输出端。“DMAX”导线53还通过开关296接地，开关296由“PWMOFF”触发器288控制。
注意，触发器288的输出端还通过导线297连接到图7所示的频率控制电路中的“或”门的第三输入端。过压比较器300的一个输入端连接到“OV”导线50上，输出端通过“或”门256连接到“PWMOFF”导线217上。
在图8的脉宽调制器控制电路的工作过程中，当控制器开始被供电时，触发器288和292当然处于复位状态。在延迟一定的时间以后，根据要求在“VSUPPLY”和“VREG”导线39和42上产生电压，施密特触发器电路工作使两个触发器288和292都置位，但其后，“DMAX”比较器294的输出通过倒相器295使触发器288复位。然后，当“DMAX”电容器52充电到大于1/7（VREG）的值时，“DMAX”比较器工作使得“HBOFF”触发器292复位。同时，“HB”振荡器触发器（图6）可以开始工作。“PC”触发器194（图6）也可以开始工作。开始，通过增大“DMAX”导线53上的信号来控制“GPC”门脉冲的宽度，以便使预调节器电路28的输出逐步增大并因此得到“软（soft）”起动。
开始供电以后，“DMAX”电压就这样控制振荡电路的开启时间的延迟，并在其后控制由脉宽调制器触发器194所产生的脉冲的宽度，从而获得逐步增大的电压并获得软起动。
所示的这种调光接口电路的结构具有特别的优点，它可以与控制器10一起使用并能容易地连接到控制器10上，如所示的那样，它能够自动根据工作状态的变化和元件特性或大小的变化以某种方式进行动态控制，例如获得安全可靠的工作过程，同时达到最佳性能和效果，例如，调光器电路工作在宽的频率范围内，这些频率是例如在工作过程中所产生的频率，控制器10如此工作以致于允许输出电路的谐振频率有较大的变化。限幅电路严格控制次级绕组上的电压，并且初级和次级绕组之间紧密耦合，限幅电路直接检测初级绕组上的电压，调光电路的输出端与输入端之间的关系在一个较宽的频率范围内与频率无关。
带有开/关控制的改进型电路（图10）
图10表示一个改进的调光接口电路302，该电路302按照本发明的原理构成并且有一个“关”的功能。电路302包括变压器116、电平移位电路122、限幅电路123、峰值检波器和校准电路124、比较器电路126和图4所示电路中的模拟开关电路132。另外，它包括一个开/关电路304，电路304的输出端305和306连接到“FMIN”导线257和“START”导线44上。输出端305通过电阻307、二极管308和模拟开关310连接到“VREG”导线42上。输出端306通过第二模拟开关312接地。
模拟开关310和312受比较器314的输出信号控制，比较器314的负输入端连接到峰值检波器和校准电路124的输出线125上，正输入端通过电阻315连接到“VREG”导线42上，通过一个电阻316接地，并且通过电阻317连接到比较器314的输出端，比较器314的输出端还通过电阻318连接到“VSUPPLY”导线39上。
在工作过程中，在比较器314的负输入端读取峰值检波器和校准电路124的输出信号，并且当读取值等于正输入端所加的基准电压时，比较器314的输出就从“低”状态变化到“高”状态，同时使得两个模拟开关310和312变换到“导通”或闭合状态。开关312导通使电容器45充电，电容器45连接到“START”导线44上，同时模拟开关310使校准的直流电流流到控制电路36的“FMIN”输入端。校准的直流电流由电阻307的阻值来确定，并使得控制器电路的工作频率远高于预热的频率。在这样的高频状态下，工作频率远离谐振点，并且没有充足的能量供给灯负载（包括灯丝）。结果灯处于熄灭状态，并且形成低功率“关闭”状态，但是，通过增大输入端的控制电压可以迅速给灯供电。正反馈电阻317的滞后作用保证变换过程无噪声（clean  transition）。
可以理解，在不脱离本发明的新颖构思的精神和范围的前提下，能够对本发明做许多改进和变换。

Claims (17)

1、一种灯控制器，包括一个调光器电路，以便根据一个控制电压源的控制电压来控制一个高频交流灯供电电源，并由此而控制灯的亮度，所说的调光器电路包括：一个隔离变压器、用于将高频电流从所说的控制器加到所说隔离变压器的初级绕组装置上的装置、与所说的控制电压源连接的输入端、负载装置、以及检测器和输出装置，所说的隔离变压器包括相互耦合的初级和次级绕组装置，所说的负载装置耦合到所说的次级绕组装置上和所说的输入端上，以便根据所说的控制电压来限制所说的次级绕组装置的电压，并由此来限制所说的初级绕组装置上的高频电压，这个高频电压是由于高频电流而产生的，所说的检测器和输出装置用来产生一个输出信号并将这个输出信号加到所说的控制器上，以控制灯的亮度，所说的灯的亮度相应于所说的初级绕组装置上所产生的高频电压，所说的负载装置包括放大器装置，并用来响应流过所说的电压源的小控制电流，以便在所说高频电流的正半周和负半周内、在所说的次级绕组装置上产生放大的和基本上相等的负载电流，这里所说的高频电流是加到所说的初级绕组装置上的。
2、根据权利要求1所说的灯控制器，其中，所说的小控制电流是从所说的负载流向所说的电压源。
3、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的放大器装置被设计成仅仅使一个方向的电流通过，所说的负载电路包括一个全波整流器，该整流器的第一和第二输出端耦合到所说的放大器装置上，其输入端耦合到所说的次级绕组装置上。
4、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的次级绕组装置包括一个带中间抽头的次级绕组，所说的中间抽头连接到所说的第一输出端上，而且所说的全波整流器包括两个二极管，这两个二极管连接在所说次级绕组的相反的端部和所说的第二输出端之间。
5、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的放大器装置包括：一个有基极、发射极和集电极的晶体管、将所说的发射极和集电极耦合到所说的全波整流器装置上的装置、连接所说的基极和发射极的电阻装置、以及将所说的集电极和基极耦合到所说的输入端上的装置。
6、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的小控制电流从所说的全波整流器的所说第二输出端流到所说的一个输入端，然后通过所说的电压源流到另一个所说的输入端，再从另一个所说的输入端通过所说的电阻装置流到所说的全波整流器的所说第一输出端。
7、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的负载装置包括滤波器装置和电容器装置，所说的滤波器装置包括电阻装置，该电阻装置串联在所说的输入端和所说的放大器装置之间，所说的电容器装置并联到所说的输入端和所说放大器装置的所说输入端上。
8、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，其中，所说的检测器和输出装置包括一个峰值检波器装置，该峰值检波器装置直接连接到所说的初级绕组装置上并且用来产生一个正比于峰值电压的直流信号分量，所说的峰值电压是在所说的高频电流的每一个正半周或负半周内在所说的初级绕组上产生的。
9、根据权利要求8所说的灯控制器，进一步包括一个电平移位装置，用来给所说的直流信号分量加一个偏移分量。
10、根据权利要求9所说的灯控制器，其中，所说的电平移位装置包括晶体管装置和电平控制装置，所说的晶体管装置串联到所说的初级绕组装置上，所说的电平控制装置用来控制由所说的晶体管装置所传导的电流，以便控制其电压，而且其中所说的峰值检波器装置响应这样的总电压，即在所说高频电压的每一个所说的正半周或负半周内所说的初级绕组装置和所说的晶体管装置上的总电压。
11、根据权利要求10所说的灯控制器，其中，所说的电平控制装置包括温度补偿网络，该网络包括一个热敏电阻，而且它对受环境温度影响的所说晶体管的传导性进行控制。
12、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，所说的检测器和输出装置有一对输出端连接到所说的控制器上，以便控制灯的亮度使其随着所说初级绕组上所产生的高频电压的变化而改变，所说的检测器和输出装置包括峰值检波器装置和输出装置，所说的峰值检波器装置直接连接到所说的初级绕组上并用来产生一个直流信号，该直流信号包括一个与所说的初级绕组上所产生的峰值电压相应的分量。所说的输出装置根据所说的直流信号控制所说的一对输出端之间的有效电阻。
13、根据权利要求12所说的灯控制器，其中，所说的输出装置包括：一个有第一和第二输入端的比较器、将所说的直流信号加到所说的第一输入端的装置、将一个周期性三角波信号加到所说的第二输入端的装置、以及模拟开关装置，该模拟开关装置耦合到所说的一对输出端并且受所说的比较器控制。
14、根据前述的一个或多个权利要求所说的灯控制器，包括开-关控制装置，以便根据所说控制电压的阈值来控制所说的灯控制器的开-关状态。
15、根据权利要求14所说的调光器电路，其中，所说的开-关控制装置包括比较装置，用来将所说的直流信号与基准电压进行比较。
16、根据前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器，具体的控制器电路包括：直流-交流转换器装置、直流供电装置、输出电路装置以及控制装置，所说的直流-交流转换器装置有一个输入端和一个输出端，并且其工作频率可变，所说的直流供电装置耦合到所说的输入端上，所说的输出电路装置耦合到所说的输出端上，并且耦合到灯负载上，所说的控制装置用来控制所说的直流供电装置和所说的直流-交流转换器的工作。
17、一种调光器电路，适合用在前述的一个或几个权利要求所说的灯控制器中。
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