TW201608930A - 驅動電路、發光裝置和減少功率耗散的方法 - Google Patents

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Abstract

一種驅動電路，其包括變壓器、第一電容器和第一控制器。該變壓器包括初級線圈和次級線圈。該次級線圈被置於次級側並被配置成產生功率。第一電容器被串聯連接至初級線圈。其中，第一電容器和變壓器被配置成構成諧振單元。該第一控制器被配置成從次級側獲得回饋電流，並且基於回饋電流改變諧振單元的工作頻率，以改變功率。

Description

驅動電路、發光裝置和減少功率耗散的方法
本公開涉及驅動電路，並更具體地，但非排它性地限於驅動電路、發光裝置和減少功率耗散的方法。
工作在穩定電流下的常規LED並不強調解決LED的熱功率耗散問題。由LED產生的熱經由良好的熱傳導性的金屬製成的熱耗散裝置被耗散。被定位在不同環境下的LED將最終與環境空氣達到熱平衡。高熱功率耗散導致LED工作在高溫下，這因此導致對LED的工作壽命產生負面影響，這導致它們的工作可靠性的降低並且浪費能源。而且，在用於熱耗散的熱耗散元件中將消耗許多金屬。因此，目前需要一種新型的驅動電路和裝置以克服LED的熱耗散。
本發明的實施例揭示了一種包括變壓器的驅動電路，變壓器包括初級線圈和次級線圈；該次級線圈被置於次級側上並且被配置成產生功率；第一電容器被串聯連接至初級線圈，其中第一電容器和變壓器被配置成形成諧振單元；一個控制器被配置成從次級側獲得回饋電流，並且基於該回饋電流改變諧振單元的工作頻率，以改變功率。
備選地，驅動電路進一步包括第一MOSFET和第二MOSFET，其中，第一MOSFET和第二MOSFET被配置成交替接通，並控制諧振單元以改變後的工作頻率充電或放電。
備選地，第一MOSFET的柵極被連接至第一控制器的第一輸出埠，第二MOSFET的柵極被連接至控制器的第二輸出埠，第一MOSFET的漏極被連接至輸入電壓，第一MOSFET的源極被連接至第二MOSFET的漏極以及初級線圈，第二MOSFET的源極接地，其中第一控制器的第一輸出埠和第二輸出埠被配置成輸出互補的方波。
備選地，第一控制器被進一步配置成獲得諧振單元的工作電流，並且基於回饋電流和工作電流改變諧振單元的工作頻率。
備選地，第一控制器被進一步配置成獲得對輸入電壓的改變，並基於回饋電流、輸入電壓的改變和工作電流來改變諧振單元的工作頻率。
備選地，驅動電路進一步包括第二電容器，其被連接在初級線圈和第一電容器的連接點與第一控制器的第一輸入埠之間，第二電容器被配置成檢測工作電流。
備選地，次級側進一步包括第一整流器，其被連接至次級線圈，並且該第一整流器被配置成，當第一整流器上的電壓低於第一電壓閾值時切斷功率，其中該第一整流器包括金屬氧化半導體場效應電晶體。
備選地，次級側進一步包括第二控制器；其被配置成，如果電壓在持續時間期間大於第二電壓閾值並且該持續時間大於時間閾值，則接通第一整流器。
備選地，第二控制器進一步包括計時器、RS觸 發器、第一比較器、第二比較器、第三比較器以及放大器，其中第一比較器、第二比較器和第三比較器中每一個的一個輸入埠被配置成接收輸入電壓，第一比較器、第二比較器和第三比較器中另一個輸入埠被配置成分別獲得第三電壓閾值、第四電壓閾值和第五電壓閾值，其中第一比較器的輸出埠被連接至RS觸發器的S埠，第二比較器的輸出埠被連接至RS觸發器的R埠，第三比較器的輸出埠被連接至放大器的第一輸入埠，計時器的輸入埠被連接至RS觸發器的Q埠，計時器的第一輸出埠被連接至RS觸發器的控制埠，計時器的第二輸出埠被連接至放大器的第二輸入埠。
備選地，次級側進一步包括第一二極體、第三電容器，其中第一二極體的陽極被連接至次級線圈的第一抽頭，第三電容器被連接在第一二極體的陰極和次級線圈的第二抽頭之間，並且第一整流器被連接至第二抽頭和第三電容器的連接點。
備選地，次級側進一步包括第二整流器，其被連接至次級線圈，其中第一整流器和第二整流器被交替接通以執行全波整流。
備選地，該驅動電路進一步包括光耦合器，其被連接至次級側和第一控制器之間，其中該光耦合器被配置成提供回饋電流。
備選地，該驅動電路進一步包括被配置成將交流輸入電流整流成直流電的第三整流器；被連接至第三整流器並被配置成調節驅動電路的功率因數的功率因數控制器。
本發明的另一個實施例公開了一種發光裝置，其包括驅動電路，該驅動電路包括變壓器、初級線圈和次級線 圈；該次級線圈被置於次級側上並被配置成產生功率；第一電容器被串聯連接至初級線圈，其中該第一電容器和變壓器被配置成形成諧振單元，第一控制器被配置成從次級側獲得回饋電流，並且基於該回饋電流改變諧振單元的工作頻率；並且其中，該諧振單元被配置成以改變的工作頻率振盪以輸出改變的功率；多個LED元件被連接至驅動電路的次級側，其中LED元件工作在大約正常工作電流和大約峰值脈衝電流之間的範圍內。
備選地，正常工作電流包括額定工作電流。
備選地，LED元件工作在約峰值脈衝電流。
備選地，多個LED元件被佈置成列，並且這些列並聯連接。
備選地，該發光裝置進一步包括第二控制器，其被配置成控制所述列LED元件依次發光。
備選地，該驅動電路進一步包括第一MOSFET和第二MOSFET，其中該第一MOSFET和第二MOSFET被配置成交替接通並且控制諧振單元以改變後的工作頻率充電或放電。
備選地，第一MOSFET的柵極被連接至第一控制器的第一輸出埠，第二MOSFET的柵極被連接至控制器的第二輸出埠，第一MOFSET的漏極被連接至輸入電壓，第一MOSFET的源極被連接至第二MOSFET的漏極以及初級線圈，第二MOSFET的源極接地，其中第一控制器的第一輸出埠和第二輸出埠被配置成輸出互補的方波。
備選地，該第一控制器被進一步配置成獲得諧振單元的工作電流，並且基於回饋電流和工作電流改變諧振單 元的工作頻率。
備選地，該第一控制器被進一步配置成獲得輸入電壓的改變，並且基於回饋電流、輸入電壓的變化和工作電流改變諧振單元的工作頻率。
備選地，該驅動電路進一步包括第二電容器，其被連接在初級線圈和第一電容器的連接點和第一控制器的第一輸入埠之間，該第二電容器被配置成檢測工作電流。
備選地，次級側進一步包括第一整流器，其被連接至次級線圈，並且該第一整流器被配置成當第一整流器上的電壓低於第一電壓閾值時切斷功率，其中，該第一整流器包括金屬氧化半導體場效應電晶體。
備選地，該次級側進一步包括第三控制器，其被配置成，如果電壓在持續時間期間大於第二電壓閾值，並且該持續時間大於時間閾值，則接通第一整流器。
備選地，該第三控制器進一步包括計時器、RS觸發器、第一比較器、第二比較器、第三比較器，以及放大器，其中，第一比較器、第二比較器和第三比較器中的每一個的一個輸入埠被配置成接收輸入電壓，第一比較器、第二比較器和第三比較器的另一個輸入埠被配置成分別獲得第三電壓閾值、第四電壓閾值和第五電壓閾值，其中該第一比較器的輸出埠被連接至RS觸發器的S埠，第二比較器的輸出埠被連接至RS觸發器的R埠，第三比較器的輸出埠被連接至放大器的第一輸入埠，計時器的輸入埠被連接至RS觸發器的Q埠，計時器的第一輸出埠被連接至RS觸發器的控制埠，計時器的第二輸出埠被連接至放大器的第二輸入埠。
備選地，該次級側進一步包括第一二極體、第三 電容器，其中，第一二極體的陽極被連接至次級線圈的第一抽頭，第三電容器被連接在第一二極體的陰極和次級線圈的第二抽頭之間，並且第一整流器被連接至第二抽頭和第三電容器的連接點。
備選地，該次級側進一步包括第二整流器，其被連接至次級線圈，其中，該第一整流器和第二整流器交替接通以執行全波整流。
備選地，該驅動電路進一步包括光耦合器，其被連接在次級側和第一控制器之間，其中該光耦合器被配置成提供回饋電流。
備選地，該驅動電路進一步包括第三整流器，其被配置成將交流輸入電流整流成直流電；功率因數控制器連接至第三整流器並被配置成調節驅動電路的功率因數。
本發明的另一個實施例揭示了一種驅動方法，其包括：由變壓器產生功率，該變壓器包括初級線圈和次級線圈，次級線圈被置於次級側上；通過電容器和變壓器以工作頻率振盪；從次級側獲得回饋電流，基於該回饋電流改變工作頻率；並且基於改變的工作頻率改變功率。
備選地，該方法進一步包括獲得諧振單元的工作電流，並且基於該回饋電流和工作電流改變諧振單元的工作頻率。
備選地，該方法進一步包括獲得輸入電壓的改變，並基於回饋電流、輸入電壓的改變和工作電流改變諧振單元的工作頻率。
備選地，該方法進一步包括通過光耦合器將回饋電壓轉換成回饋電流；通過檢測電容器獲得工作電流；確定 該工作電流是否大於限流閾值；如果其不大於限流閾值，則依據回饋電流改變諧振單元的工作頻率；如果其大於限流閾值，則增加工作頻率以至於降低輸出電壓。
本發明的另一個實施例揭示了一種控制LED裝置的方法，其包括：檢測LED裝置的溫度；基於該溫度確定LED裝置的週期中的關斷時間；以及週期性地接通和關斷LED裝置，其中該LED裝置在每一迴圈中被關斷確定的關斷時間。
備選地，該方法進一步包括將電壓供給LED裝置，使得該LED裝置工作在大約正常工作電流和大約峰值脈衝電流之間的範圍內。
備選地，該方法進一步包括將電壓供給LED裝置，使得LED裝置工作在大約峰值脈衝電流。
本發明的另一個實施例揭示了一種電腦可讀介質，其包括指令，當由處理器執行時，這些指令被配置成用於執行：檢測LED裝置的溫度；基於該溫度確定LED裝置迴圈中的關斷時間，以及週期性地將LED裝置接通或關斷，其中該LED裝置在每一迴圈中被關斷確定的關斷時間。
10、20、40、50、60‧‧‧驅動電路
100‧‧‧變壓器
110‧‧‧第一電容器
120‧‧‧控制器
200‧‧‧EMI
210‧‧‧PFC
220‧‧‧LC諧振頻率變換器
230‧‧‧同步整流器
400‧‧‧第一整流器
500‧‧‧第二整流器
5‧‧‧LED陣列控制器
6‧‧‧LED陣列
本發明通過附圖以示例性的方式示出。附圖應被理解為示例性的而不構成限制，因為本發明的範圍是通過申請專利範圍限定的。在這些附圖中，相同的參考標記代表相同的元件。
圖1是示出本驅動電路的實施例的裝置框圖。
圖2是示出本驅動電路的另一個實施例的電路圖。
圖3是示出本驅動電路的另一個實施例的電路圖。
圖4是示出本驅動電路的另一個實施例的電路圖。
圖5是示出本驅動電路的另一個實施例的電路圖。
圖6是示出本驅動電路的另一個實施例的電路圖。
圖7是用於次級輸出電壓的感應電路和FB回饋管腳的實施例的示意圖。
圖8是示出整流器電路的實施例的電路示意圖。
圖9是圖8中示出的晶片IC3和IC4的內部框圖。
圖10是示出發光電路的實施例的框圖。
圖11是示出LED電路的實施例的框圖。
圖12是示出包括驅動電路的LED裝置的實施例的電路圖。
圖13是示出驅動方法的實施例的流程圖。
圖14A和圖14B是示出發光控制的方法的實施例的流程圖。
圖15是示出控制晶片U1的方法的方法流程圖。
圖16是控制晶片U1的另一個方法的方法流程圖。
圖17A是示出LC串聯諧振電路的等效電路圖。
圖17B是示出諧振增益測試的圖示。
圖18是示出LC串聯諧振電路的波形的實施例的示意圖。
現在將說明本發明的各種示例。以下說明提供了具體細節以便透徹理解和實現這些示例的說明。但是，一個相關領域的技術人員將理解的是本發明可在沒有許多這些細 節的情況下被實施。此外，一些熟知的結構或功能可能並未在下面詳細示出或說明，以避免不必要地模糊相關的說明。
驅動LED裝置僅是對本驅動電路的實施例的一種應用。本發明的實施例還可被應用於音頻放大器、印表機電源、LCD TV的電源或任意其他的電裝置。
圖1是示出本驅動電路的實施例的裝置框圖。該驅動電路10包括變壓器100、第一電容器110和控制器120。變壓器100包括初級線圈和次級線圈，並且次級線圈被配置成產生電能。次級線圈被置於次級側。初級線圈和次級線圈將在圖2中具體說明。第一電容器110串聯連接至初級線圈，其中，第一電容器110和變壓器100被配置成構成諧振單元。控制器120被配置成獲得來自次級側的回饋電流，並且基於回饋電流改變諧振單元的工作頻率。諧振單元工作在改變後工作頻率下，使得輸出功率被改變。備選地，控制器120還被配置成獲得初級線圈的工作電流，也就是該諧振單元的工作電流，並且基於回饋電流和諧振單元的工作電流改變諧振單元的工作頻率。備選地，控制器120還被配置成獲得輸入電壓的改變，並且基於回饋電流、輸入電壓的改變和工作電流來改變諧振單元的工作頻率。
圖2是示出本驅動電路的另一個實施例的電路示圖。該驅動電路包括雙向無源的EMI(電磁幹擾)抑制器200、升壓型功率因數控制器PFC 210、LC諧振頻率變換器200和同步整流器230。LC諧振頻率變換器220和同步整流器230將在下面更加詳細地說明。
圖3是示出驅動電路的實施例的電路圖。驅動電路20包括變壓器TS、第一電容器C1和控制器U1，並進一步包括第一MOSFET Q1和第二MOSFET Q2。變壓器TS包括初級線圈PW以及次級線圈SW。第一MOSFET Q1和第二MOSFET Q2被配置成交替接通並且控制諧振單元以進行充電或放電。
控制器U1包括多個輸出，例如，第一輸出埠out1和第二輸出 埠out2。第一MOSFET Q1的柵極被連接至控制器U1的第一輸出埠out1，並且第二MOSFET Q2的柵極被連接至控制器U1的第二輸出埠out2。第一MOSFET Q1的漏極被連接至電源電壓V1。例如，V1可為380 VDC(直流)。第一MOSFET Q1的源極被連接至第二MOSFET Q2的漏極以及初級線圈。第二MOSFET Q2的源極被接地，其中控制器U1的第一輸出埠和第二輸出埠被配置成輸出互補的方波。
當第一MOSFET Q1接通並且第二MOSFET Q2關斷時，電流路徑如圖3所示。電源V1經由第一MOSFET Q1流過變壓器TS以改變電容C1並且因此電能被存儲在第一電容器C1中。當第二MOSFET Q2接通並且第一MOSFET Q1關斷時，電流路徑如圖4所示。存儲在第一電容器C1中的電能通過變壓器TS放電。變壓器TS和第一電容器C1構成諧振電路。諧振電路的諧振頻率fR，也稱為本地頻率，可被表示成：
在以上表達中，fR為串聯諧振頻率(Hz)，LL是變壓器TS的漏電感(leakage inductance)(H)，以及C1是諧振電容器C1的值(F)。在實際應用中，最大可變頻率可為0.8fR。
控制器U1通過改變第一輸出埠和第二輸出埠的輸出方波的頻率來改變第一MOSFET Q1和第二MOSFET Q2的開關頻率。因此，諧振單元的工作頻率隨之改變。也就是，包括第一電容器C1和變壓器TS的諧振單元的充電和放電週期也被改變。因此，由變壓器TS的次級線圈SW所感應的感應電能量隨之改變。結果，由變壓器TS的次級線圈SW提供的功率因此而改變。
如圖3所示，驅動電路20進一步包括第二電容器C2，其被連接在初級線圈PW和第一電容器C1的連接點與控制器U1的第一輸入埠in1之間，並被配置成檢測諧振單元的工作電流。
圖3還示出了光耦合器OC，其被連接在次級線圈SW和控制器U1之間。光耦合器OC被配置成提供回饋電流。光耦合器OC的左側為光電電晶體且右側為發光二極體(LED)。發光二極體(LED)使代表次級側的電壓的電信號轉換成光信號。光電電晶體檢測入射光信號並且生成對應於次級側電壓的電流。光耦合器可以是線性光耦合器。次級側電壓越高，光耦合器OC所生成的電流越大。
圖3中所示出的驅動電路20進一步包括第三整流器REC。第三整流器REC被配置成將交流輸入電流整流成直流電流。如圖3所示，REC可被實施為電橋。驅動電路20進一步包括功率因數控制器，其被配置成連接至第三整流器REC並調節驅動電路的功率因數。
圖18是示出LC串聯諧振電路的波形的實施例的示圖。
U1的第一輸出埠out1的電壓可被表達為VGS1，並且U1的第二輸出埠out2的電壓可被表達為VGS2。如圖18所示，由第一輸出埠和第二輸出埠輸出的方波是互補的。因此，第一MOSFET Q1和第二MOSFET Q2的柵極電壓相反。當第一輸出埠以高電壓水準輸出VGS1時，第二輸出埠以低電壓水準輸出VGS2。相反地，當第一輸出埠以低電壓水準輸出VGS1時，第二輸出埠以高電壓水準輸出VGS2。因此，第一MOSFET Q1和第二MOSFET Q2交替地接通。根據圖18，可看出在VGS1和VGS2的上升沿和下降沿之間存在間隙，以避免Q1和Q2同時接通而損壞電路。根據圖18可以看出由U1輸出的電壓為方波的脈衝序列，但是LC諧振電流為諧波。IS1表示Q1的源極電流，且IS2表示Q2的源極電流。
圖17A是示出LC串聯諧振電路的等效電路示圖。R表示MOSFET的等效電阻。L表示變壓器的電感。C表示諧振電容。
圖17B是示出對諧振增益的測試的圖示。Fs表示工作頻率，並且Fr表示諧振頻率。Fs/Fr表示工作頻率與諧振頻率之比，其最大值為1。可選地，工作頻率Fs可在諧振點的右側選定，因為諧振點右側的增益比諧 振點左側的增益高。也就是，操作區域可在諧振點的右側選定。Q表示品質因數，且Gain表示增益。當工作頻率Fs改變時，諧振電壓或電流的增益是不同的。從諧振頻率到其右邊，頻率越高，增益越小，因此輸出電壓和電流降低。
依據本發明的實施例，將驅動電路設計成諧振頻率變換器的優點包括使變壓中的熱功率耗散最小化，並且輸出功率可自動匹配發光元件的負載，以便達到最大效率。輸出功率在開路(包括待機)、短路、最大負載和成比例負載(proportional load)的環境下可被很好地匹配。對供電電路和LED電路之間的匹配的設計包括在操作期間對電路的動態熱平衡，其能夠使電路工作在最佳效率下，並且降低熱耗散。
本驅動電路不限於驅動LED裝置，其還可被用於驅動電氣或電力設備，例如空調。而且，本驅動電路的實施例為有效驅動電源。隨著這些實施例解決了電源的熱功率耗散的問題，這些實施例還可被應用於，但不限於，LED街燈和戶外照明、音頻放大器、印表機電源、LCD TV電源和其他電氣裝置。
圖4是示出驅動電路40的另一個實施例的電路圖。這裏省略了細節，因為這些元件已經參考圖3做出討論。如圖4所示，變壓器TS的次級側進一步包括第一整流器400，其被連接至次級線圈SW。次級線圈SW被置於次級側上。第一整流器400被配置成在第一整流器400的電壓低於閾值時切斷電源，該閾值可以是例如約-310mV。第一整流器400包括金屬氧化半導體場效應電晶體Q3。如圖4所示，次級側進一步包括第一二極體D1和第三電容器C3，其中，第一二極體D1的陽極被連接至次級線圈SW的第一抽頭。第三電容器C3被連接在第一二極體D1的陰極和次級線圈SW的第二抽頭之間。第一整流器400被連接至第二抽頭和第三電容器C3的連接點。次級線圈的第三抽頭被接地。如圖4所示，第一整流器400進一步包括整流器控制器IC3以檢測第一整流器400上的電壓並確定第一整流器400上的電壓是否 高於閾值，該閾值可以是例如約-310mV。如果該電壓高於閾值，則Q3將接通，而如果該電壓低於該閾值，則Q3關斷。備選地，整流器控制器IC3可進一步確定電壓高於閾值的持續時間。如果該持續時間大於時間閾值，例如約2μ秒，則其表示該電壓為輸入信號且整流器控制器IC3控制Q3以被接通。如果該持續時間小於時間閾值，則整流器控制器IC3將確定其可能為幹擾，例如尖峰脈衝，並且在整流器控制器IC3的控制下Q3將仍被關斷。次級側進一步包括電阻器R5並被配置成限制電流。第一整流器400對於輸出波形執行半波整流並且間斷地輸出功率。由於Q3被定位在主電流路徑上並且其為MOSFET，並且該MOSFET的內電阻在接通時與二極體相比是非常小的，所以其能夠隨後進一步降低熱耗散。
圖5是示出驅動電路的另一個實施例的電路圖。放置次級線圈SW的次級側進一步包括第二整流器500，其被連接至次級線圈SW，其中該第一整流器400和第二整流器500備選地接通以執行全波整流。特定地，該次級側進一步包括第二二極體D2、第四電容器C4，其中，第二二極體D2的陽極被連接至次級線圈SW的第四抽頭。該第四電容器C4被連接在第二二極體D2的陰極和次級線圈SW的第五抽頭之間。第二整流器500被連接至第五抽頭和第四電容器C4的連接點。如圖5所示，第二整流器500進一步包括整流器控制器IC4以檢測第二整流器500上的電壓並且確定在第二整流器500上的電壓是否高於閾值，該閾值可以是例如-310mV。如果該電壓高於閾值，Q4將被接通，而如果該電壓低於該閾值，Q4將關斷。次級側進一步包括電阻器R6，並且被配置成限制電流。
圖6是示出驅動電路60的另一個實施例的電路圖。U1的輸出HB通過DC隔直電容器/諧振電容器C14(相當於圖3中的C1)來驅動輸出變壓器TS。TS和諧振電容器C14構成初級串聯諧振電路且初級串聯諧振頻率可被表示為：
在以上表達中，fR為串聯諧振頻率(Hz)，LL是變壓器TS的漏電感(H)，以及C14是諧振電容器C14的值(F)。
元件D4、R12和C12構成升壓電路並且用於向U1的內部驅動器供電，用於上MOSFET，其為Q1。元件C16、R11和C5提供濾波和對輸入Vcc(約+12V)的旁路。該輸入Vcc(約+12V)為控制器U1的VCC電源，其為輔助電源。分壓器R7、R8、R9和R10被用於設置高壓接通、關斷和過壓的閾值。當輸入高壓時，通過選定分壓器的值，過壓截止點為約473 VDC，接通點可被設定在約360VDC並且欠壓截止點被設置在約285 VDC。輸入欠壓截止點可被設置在約280VDC，這歸因於內部遲滯特徵(internal hysteresis characteristics)。電容器C13為約+380V的高頻旁路電容器。
電容器C15和C14一起構成分流器(shunt)以對初級電流的一部分進行採樣。電阻R16可檢測初級電流(也就是，被饋入控制器U1的IS管腳的電流)並且生成的信號由R17和C11濾波。C15的額定值可依據故障情況下產生的峰值電壓來確定。電容器C15相當於圖3中的電容器C2。該電容器C15可由具有低損耗的穩定介質(例如金屬膜、SL陶瓷或NP0/C0G陶瓷等)製成。所使用的電容器為盤狀陶瓷電容器(discoid ceramic capacitor)，其具有“SL”溫度特徵並通常被用於冷陰極螢光燈(CCFL)的驅動器。依據以下公式，所選定的值可將一個週期的電流限制(高速)設為約5.5A，並且將七個週期的電流限制(低速)設為約3A：
ICL為七個週期的電流限制值(A)，且R16為限流電阻(Ohms)。C14和C15為諧振電容和電流採樣電容的值(nF)。對於一個週期的電流限制值，在以上公式中的約為0.5V可被替換為約0.9V。也就是
電阻器R17和電容器C11對要被發送至控制器U1的IS管腳的初級電流信號進行濾波。電阻器R17可被設置在最小建議值，約220Ohms(Ω)。電容器C11的設定值可為約1nF，以便避免由於雜訊導致的錯誤觸發並且該值並不足以影響以上計算的電流限制設定值ICL1和ICL2。電阻器R17和電容器C11的元件可被定位在IS管腳附近以便使對它們的利用最大化。該IS管腳可承擔負電流，從而該電流感應並不需要採用複雜的整流方案。
電阻器R15被連接至控制器U1的管腳DT/BF。死區時間DT被設定成約330nS並且控制器U1的最大工作頻率FMAX被設置成約773kHz。C9對控制器U1的FMAX輸入進行濾波。R15和R18的並聯連接可將脈衝序列的模式選定為U1的“一個”週期。通過這樣的方式，脈衝序列的閾值頻率的下限fSTART和上限fSTOP可被設置成分別為約338kHz和約386kHz。
回饋管腳FB具有近似特性，其中流入該回饋管腳的每一個μA電流產生的頻率約為2.6kHz。隨著流入回饋管腳FB的電流增加，U1的工作頻率相應地更高，因此減少了輸出電壓。串聯連接的R13和R14使U1的最小工作頻率的設定值能夠在約115kHz。該設定值通常稍微低於所需的頻率，以在滿載的情況下以及在最小化的大容量電容電壓下達到電壓穩定性。
電阻器R13通過C7被旁路，以在開始工作時提供軟啟動輸出。其操作模式如下：當反饋回路被斷開時，最初使得較高電流流入回饋管腳FB。因此，控制器U1的工作頻率較高，這使得Q1和Q2在剛開始具有較高的開關頻率。然後，在輸出電壓穩定之後，Q1和Q2的開關頻率降低。電阻器R14的設定值通常與電阻器R15的值一樣以便軟啟動的原始頻率等於由電阻器R15所設定的最大工作頻率。如果R14的值小於R15，其將在施加輸入電壓和開始轉換操作之間的週期期間引起延遲。
光耦合器OC經由電阻器R19驅動控制器U1的回饋管腳FB。該電阻器R19可限制流入回饋管腳FB的最大光耦合器電流，這實現了限制電流的效果。電容器C8被用於對回饋管腳FB濾波。電阻器R20可載入光耦合器的輸出以便迫使其以相對較高的穩定電流工作並改進其增益。電阻器R19和R20可改進該信號的步驟相應和脈衝序列模式的輸出波紋。R20可通過二極體D5與FMAX/軟啟動的網路隔離。
以下部分將專注於U1的基本工作原理。
-脈衝序列的死區時間、最大啟動頻率，以及閾值頻率
諧振變換器U1需要半個轉換週期持續時間的固定的和精確的死區時間(避免直通(shoot-through))。被連接在管腳DT/BF、管腳VREF和接地管腳G之間的電阻器分壓器被用於設定脈衝序列的死區時間、最大開始頻率FMAX和閾值頻率。
-死區時間/脈衝序列頻率管腳(DT/BF)
該管腳同時具有接地二極體的電壓-電流(V-I)特徵。被連接至管腳VREF和接地管腳G的電阻分壓器可設置該脈衝序列的死區時間、最大啟動頻率和閾值頻率；該最大啟動頻率FMAX由通過電阻分壓器流入管腳DT/BF的電流確定。電阻器的比值可從脈衝序列的閾值頻率的三個獨立的比值中選擇。這三個比值為FMAX的固定的分量。
-頻率變化
回饋管腳FB是對反饋回路的頻率控制的輸入。該頻率與回饋管腳FB的電流成比例。該回饋管腳的電壓-電流(V-I)特徵類似於接地二極體。
-脈衝序列模式
如果控制器U1確定由回饋管腳FB的電流控制的頻率超過由管腳DT/BF上的電阻分壓器設置的脈衝序列閾值頻率的上限(fSTOP)，輸出MOSFET Q1和Q2將被截止。如果對應于回饋管腳FB的電流的工作頻率低於 脈衝序列的閾值頻率的下限(fSTART)，MOSFET Q1和Q2將再此啟動開關。通常，脈衝序列模式控制類似於具有遲滯特徵的控制器：重複頻率從fSTART增加至fSTOP並然後停止的過程。回饋管腳FB的最小的和啟動電流由被連接至管腳VREF和回饋管腳FB的外部電路確定，因此，該最小的和啟動頻率fSTART被確定。電路中的軟啟動電容器確定了軟啟動的時序。
-管腳VREF
VREF管腳提供了用於回饋管腳FB的外部電路以及其他功能控制電路的例如約3.4V的參考電壓。由VREF管腳所提供的最大電流必須約4mA。
-管腳OV/UV
管腳OV/UV檢測通過電阻分壓器的高壓輸出B+。其執行電壓斜坡上升、電壓斜坡下降和遲滯特徵的過壓(OV)保護功能。這些電壓之比是固定的。使用者可選擇電阻分壓器之比並可使斜坡上升的電壓低於額定大電容器(輸入)電壓的最小穩定設定值以便確保啟動。
但是，重啟電壓OV(低保護閾值)高於額定大電容器電壓的最大設定值以便確保在輸入電壓波動觸發OV的上閾值時重啟LC。如果需要不同的電壓斜坡上升-電壓斜坡下降-OV比值，可能需要在電阻分壓器周圍加入額外的外部電路。
-管腳VCC欠壓鎖定(UVLO)
管腳VCC具有內部欠壓鎖定UVLO的功能並且還具有遲滯特徵。該控制器U1將不啟動直到管腳電壓VCC超過VCC啟動閾值VUVLO(+)。當VCC降至VCC的截止閾值VUVLO(-)時U1將截止。
管腳VCCH欠壓鎖定(UVLO)
管腳VCCH為上側驅動器的電源管腳。該管腳類似于管腳VCC並且具有UVLO的功能，但是該閾值低於管腳VCC。因此，VCCH的電壓比VCC略低，這是因為管腳VCCH是由VCC通過升壓二極體D4以及串聯 限流電阻器供電的。
自動啟動和重啟
啟動之前，晶片U1的內部將回饋管腳FB的電壓拉升至管腳VREF以便釋放軟啟動電容器並且保持輸出MOSFET Q1和Q2的關斷。啟動後，內部拉升的電晶體關斷並且軟啟動電容器充電。輸出啟動在FMAX下的轉換操作。回饋管腳的電流降低並且開關頻率下降。此時，電源輸出升高。
當輸出達到電壓的設定點時，光耦合器OC接通，其關閉反饋回路並且輸出被調整至達到穩定電壓。每次管腳VCC上電時，管腳DT/BF在高阻抗模式下500ms來檢測分壓器的比率並選擇脈衝序列的工作閾值。將這些設定值存儲直到VCC被上電並且下一次需要重新選擇這些設定值。然後管腳DT/BF轉換成正常模式，這與接地二極體相似。感測的電流然後將設定FMAX頻率。該脈衝序列的閾值頻率為FMAX的固定分量。只要晶片U1的內部將回饋管腳FB的電壓拉升至啟動，內部振盪器在FMAX下操作內部計數器。
當管腳IS、OV/UV或者VCC(UVLO)檢測到故障時，內部回饋管腳FB拉升電晶體並且接通例如131072個時鐘週期，以便使軟啟動電容器完全放電並且然後嘗試重啟。VCC電源迴圈之後第一次接通僅等待例如1024個週期，包括在VCC接通之後第一次管腳OV/UV升高到斜坡電壓閾值以上的情況。
-遠程關閉
遠端關閉可通過將OV/UV管腳電壓拉低至接地或將IS管腳拉升至高於約0.9V以便啟動來實現。這兩個方法均可獲得啟動例如131072次迴圈的重啟迴圈。
這還可通過將VCC拉低以關閉該裝置來實現，但是當VCC被拉高時，回饋管腳FB的電壓將被拉高至VREF管腳電壓，並且軟啟動電容器被放電僅例如1024 Fmax時鐘迴圈。如果使用這一方案，此時應保證的是VCC被拉低，加上例如1024次迴圈足以用於軟啟動電容器放電，否則，將 引起啟動頻率被降低並且導致初級電流過大，這甚至可觸發過流保護。
-電流感應
IS管腳被用於感應初級電流。這類似於反向連接到接地管腳G的二極體。這允許在負電流被限制成小於約5mA的條件下具有負電壓。為了這一目的，IS管腳通過大於220Ω的串聯限流電阻器(例如R17)(或者通過初級電容分壓器和感應電阻器，例如C11和R16)被連接至電流感應電阻器。因此，IS管腳可接受AC波形，並且不需要整流器或峰值傳感電路。如果IS管腳感應到七個連續迴圈的約0.5V的額定峰值正向電壓，則將啟動自動重啟。IS管腳還具有較高的約0.9V的額定閾值，並且當單個脈衝電壓超過該閾值時，將啟動自動重啟。觸發兩個電壓閾值的最小感應脈衝寬度需要約30ns的等級，即，正常閾值感應時間應大於30ns。
在圖6中示出的電阻和電容的參數如下。以下值僅是舉例，並且本領域技術人員可依據實際實踐的應用而選擇其他值。
圖7是次級輸出電壓和FB回饋管腳的感應電路的實施例的示圖。
回饋管腳FB是具有穩定電壓的管腳。它具有額定電壓為約0.65V且電阻為約2.5kΩ的大衛南(Thevenin)等效電路的特徵。在正常工作情況下，其吸收電流。在自動重啟的關斷時間期間，以及在啟動前時鐘延遲週期期間，其將在內部拉升電壓至VREF，以使軟啟動電容器Cstart(相當於圖6中的C7)放電。進入管腳的電流確定工作頻率，也就是開關頻率。該電流越大，開關頻率越大，以降低LC諧振輸出電壓。在典型的應用中，去往VREF管腳的光耦合器通過電阻網路拉升回饋管腳FB的電壓。當輸出電壓提高時，光耦合器起到電流源的作用以將電流注入回饋管腳FB中，以增加回饋管腳FB的電流。在光耦合器、回饋管腳FB和VREF管腳之間的電阻網路確定最小的和最大的回饋管腳電流(由此確定最小和最大工作頻率)。 在電流範圍從截止到飽和的持續時間期間，光耦合器可控制回饋管腳FB的電流。該電阻網路還包括軟啟動定時電容器Cstart(見圖7)。
在頻率所需的最小輸入電壓下，該網路設定應低於最小頻率變換控制電路U1的功率。在圖7中，這是由Rfmin和Rstart決定的，並且此時作為電流回饋管腳的光耦合裝置是由這兩個電阻決定的。在正常工作情況下，Cstart可忽略不計。
-匹配負載
變換器U1是可變頻率諧振變換器。在更小的範圍內，當負載降低時，輸出電壓增加，因此在回饋管腳FB上的回饋電流增加，並且頻率增加。參考圖17B所示的諧振曲線，當操作區域在諧振點右側時，頻率越高，增益越低，因此輸出電壓相應地降低，其達到穩定電壓和負載匹配的效果。當變換器U1工作在串聯諧振頻率下時，就算有頻率變化，也是隨著負載變化而頻率稍有變化。當在滿負載下電壓斜坡下降時(最小輸入電壓)，工作頻率將達到所需最小工作頻率(接近於諧振點)。
圖7中所示的諧振、電容和電感的參數如下：
此外，在負載電壓檢測電路中的齊納二極體，如圖7所示，可使用普通431類型。
圖15是控制器U1的方法流程圖。對於U1，硬體電路功率輸入和硬體檢測管理包括：將約12V輔助電源提供至VCC和VCCH電源管腳。當輸入電壓大於VCC管腳電壓閾值時，U1啟動。當輸入電壓低於VCC管腳電路截止閾值時，U1不工作，並且所有輸出關閉。當輸入電壓大於VCCH管腳電路閾值時，Q1開始工作狀態。
對於軟體部分，如圖15所示，首先在框1500中初始化控制器U1的硬體和參數變數。然後，在框1510中控制器U1確定輸入DC電源(約380V)是否正常。如果不正常，則在框1520中關閉控制器U1，以防止控制器U1被損壞。如果正常，則在框1530中控制器U1確定工作頻率fs是否小於最大頻率閾值(fstop)。如果小於最大頻率閾值，則在框1540中控制器U1繼續確定工作頻率是否大於最小頻率閾值(fstart)。如果fs小於或等於最小頻率閾值，或者如果fs大於或等於最大頻率閾值，則在框1550中同時關斷Q1和Q2。如果fstart<fs<fstop，則在框1560中使Q1和Q2接通。
圖16是示出調節輸出功率的方法的流程圖。首先在框1600中該方法檢測負載電壓，也就是，回饋電壓。然後在框1610中光耦合器將回饋電壓轉換成回饋電流。然後在框1620中，回饋電流依據回饋電壓的變化而變化。然後，在框1630中控制器U1依據回饋電流改變諧振單元的工作頻率，以在框1640中改變輸出電壓。如果工作電流大於限流閾值，控制器U1增加工作頻率，以降低輸出電壓，而不是立刻關閉Q1和Q2。
圖8是示出整流器電路的實施例的電路圖。圖8將結合圖4和 圖5進行說明。圖8中的IC3相當於圖4和圖5中的IC3，並且圖8中的IC4相當於圖4和圖5中的IC4。如圖8所示，IC3和IC4分別具有Srsense輸入埠和Driver輸出。在圖8中的Rsrsense相當於圖5中的R5和R6。Qsec相當於圖5中的Q3和Q4。D3相當於圖5中的D1，且D4相當於圖5中的D2。
圖9是圖8中所示的晶片IC3和IC4的內部框圖。IC3和IC4為相同的同步整流器晶片。晶片IC3和IC4分別包括計時器、RS觸發器、第一比較器COMP1、第二比較器COMP2、第三比較器COMP3和放大器AMP。該第一比較器COMP1、第二比較器COMP2和第三比較器COMP3中的每一個的一個輸入埠被配置成接收輸入電壓。該第一比較器COMP1、第二比較器COMP2和第三比較器COMP3中的每一個的另一個輸入埠被配置成分別獲得第一電壓閾值(例如約-310mV)、第二電壓閾值(例如約-12mV)，和第三電壓閾值(例如約-55mV)。第一比較器COMP1的輸出埠被連接至RS觸發器的S埠。第二比較器COMP2的輸出埠被連接至RS觸發器的R埠。第三比較器COMP2的輸出埠被連接至放大器AMP的第一輸入埠。計時器的輸入埠被連接至RS觸發器的Q埠。計時器的第一輸出埠被連接至RS觸發器的控制埠。計時器的第二輸出埠被連接至放大器AMP的第二輸入埠。該計時器是遲滯的(hysteresis)。
圖10是示出發光電路的實施例的框圖。
當整流電路工作時，其操作原理如下：當SRSENSE管腳感應到負電壓(典型值為約-310mV)時，驅動器輸出高電壓電平，並且外部MOSFET Qsec接通。SRSENSE管腳電壓升至約-55mV後，驅動輸出電壓將管腳電壓保持在約-55mV；當SRSENSE管腳電壓升至約-12mV時，驅動輸出將立即拉低至接地。
同步整流器MOSFET接通後，SRSENSE管腳的輸入信號將被打斷約2ms，以便防止由於高頻的次級衝擊電流引起錯誤關斷。
當SRSENSE管腳電壓為約-55mV時，驅動器輸出電壓將立 即降低。當開關電流為零時，外部功率開關Qsec(其相當於圖5中的Q3和Q4)將立即關斷。當SRSENSE管腳電壓等於約-12mV時，檢測到零電流。
當計時器檢測到次級脈衝低於2微秒(μs)時(典型地)，驅動器輸出關閉，這導致電路以較小占空比工作。當二次脈衝增加至2.2微秒(μs)以上時，驅動器輸出重新打開。那些本領域普通技術人員將理解到的是以上數位(例如，2微秒和2.2微秒)僅用於參考，並且那些本領域普通技術人員可依據實際應用來調節實際值。
用於外部功率MOSFET Qsec的柵極驅動電路的驅動能力(driving capacity)包括典型的約250mA的驅動電流，並且典型的反向電流約2.7A。驅動能力可以高效實現迅速打開和關閉。輸出驅動電壓限於約10V。該驅動電壓可通過最小導通電阻驅動所有的MOSFET。
在啟動(VCC<Vstartup)和欠壓鎖定時，輸出驅動電壓被立即拉低。
整流器電路可具有至少以下優點：準確同步的整流功能；寬電壓電源(約8.6V至約38V)；精確的內部參考電壓(精確度為1%)；具有高驅動能力和低導通電阻的10V電壓可驅動所有的MOSFET；綠色特徵：低電流消耗、從空載到滿載的高系統效率；保護特徵：當VCC電壓達到約8.6V(典型的)時欠壓保護、移除欠壓鎖定，以及啟動同步整流器電路。當VCC電壓降至低於8.1V時，IC再次進入欠壓鎖定狀態，並且同步整流器輸出低電平電壓。
圖11是示出LED電路的實施例的示意圖。該發光電路包括LED陣列控制器5和LED陣列6。
圖12是示出包括驅動電路的LED裝置的電路的實施例的示意圖。該發光裝置50包括驅動電路。驅動電路進一步包括變壓器TS、電容器C1和控制器U1。發光裝置還包括被連接至驅動電路的次級側的多個LED元件。這些LED元件被佈置成若干組，即形成若干列，並且該若干組並聯 連接，其中，LED元件工作在大約額定工作電流和大約峰值脈衝電流之間。備選地，LED元件可工作在大約峰值脈衝電流下。一般來說，LED元件的峰值脈衝電流等於峰值電流，並且是正常工作電流的3倍。正常工作電流包括額定工作電流。
在LED陣列中的LED元件的數量可為一個高功率(集成光源，COB等)或多個。LED元件的最大總功率可高達幾百瓦。依據電源的功率參數和LED元件參數可採用串聯連接(即，通道CH1、CH2......)或並聯連接(類似串的列數)。每一串的參數是相同的並且操作原理也是相似的。LED陣列可被設計成表面，而不是點。LED陣列可以是通風良好的，並且LED元件可以首先串聯連接，然後這些串可並聯連接。
當需要許多LED元件來建立高功率LED陣列LED時，首先通過串聯連接形成多個通道。(在該實施例中，具有四個通道CH1-CH4)。每一個陣列獨立控制。如果所有者四個串被並聯連接將產生差異，這將導致額外的熱耗散。
圖12中的Q5至Q8為用於控制器U2的電流驅動器。R21、R22、R23和R24為由U2使用的採樣電阻器以檢測每一個通道的接通電流的值。採樣電阻器還可起到用於相應的通道CH1和CH2的限流電阻器的功能。這些採樣電阻器可被調節來確定最大電流。每一個通道的電流的值可採用由製造商所提供的LED產品參數的峰值脈衝電流值。使用峰值脈衝電流值的優點在於建立了熱功率波動模式(thermal fluctuation mode)，並且熱波動傳遞遠優於恒流熱傳遞(constant current heat transfer)。在適當足夠的頻率下，並且通過利用人眼功能來感應物件的亮度，熱波動模式在達到同樣效果的同時充分降低了功率消耗。
除檢測每一個通道(例如CH1和CH2)的電流和保護每一個通道以外，控制器U2進一步確定LED陣列的接通/關斷時間週期以消除閃爍，並且確定關斷時間的值Toff。該關斷時間Toff確定LED陣列的操作溫度 以及總體亮度。當LED裝置不連續工作時，並且當LED元件立即接通時，LED元件將具有最大亮度(當操作在峰值脈衝電流下)，這可有效增強人眼的主觀亮度感覺，以更加高效節能。增強的瞬間溫度差異將有利於將熱量傳導至外部，這是因為傳導的熱與溫度差異成正比。通過增加一些元件容易地實現無失真的調光變暗，這大大降低了LED元件的光衰減和老化，以使LED裝置壽命在正常情況下能夠達到50000至100000小時。如果對電路的操作參數和LED裝置的空間結構進行小心的調節，LED裝置可使用相當少的有色金屬(nonferrous metal)散熱器或者甚至根本不用。
圖13是示出驅動方法的實施例的示意圖。該驅動方法可被用於調節功率耗散。該方法包括在框1300中通過變壓器產生功率。該變壓器包括初級線圈和次級線圈，並且次級線圈被置於次級側；在框1310中在工作頻率下通過由電容器和變壓器構成的諧振單元振盪；在框1320中從次級側獲得回饋電流，並且在框1330中基於回饋電流改變諧振單元的工作頻率，使功率改變。
圖14A和圖14B為示出發光控制的方法的實施例的流程圖。U2對應於圖12中的LED控制晶片。它可以是可編程單晶片MCU，並且可被用於控制LED陣列。如果電路正常工作，該LED陣列週期性地打開和關閉。該工作迴圈可在編程時進行設置，並且最大循環應保持沒有LED陣列閃爍。工作迴圈涉及工作在脈衝模式下的LED陣列，並且該LED陣列並不是總被接通，而是週期性地接通和關斷，並且關斷時間為Toff。只要該脈衝頻率足夠高(>約50Hz)，則將不會發生閃爍。
圖14A示出了通電和重啟後的U2的步驟：該方法在框1400中開始，然後在框1410中初始化控制器U2的硬體，並且然後在框1420中，該處理進入主控制程式，並且在時間分隔內迴圈測試LED串。
確定LED裝置中的LED陣列的工作溫度的方法包括固定方 法和自動管理方法：
1)手動固定方法
當在工廠中製造出產品時，依據環境溫度選定不同的關斷時間Toff，以當LED陣列穩定時測量工作溫度，也就是說，基於該工作溫度確定LED元件的Toff時間。Toff值可被編程在晶片中。
2)自動管理方法
當在工廠中製造出產品時，它們在電路中裝備有溫度感測器，並且Toff值是通過晶片程式根據由該溫度感測器所回饋的LED元件的溫度自動確定的，以確定LED裝置的總體溫度。
對LED陣列(每一個通道CH1和CH2或......)的電流檢測：控制器U2被連接至電阻器R21、R22......，其分別為對應於相應的通道CH1、CH2......的採樣電阻，各通道分別是對應於U2的類比數位轉換通道ADC1、ADC2......。當U2打開每一個通道CH1、CH2......時，對從每一個通道由U2測試的電流進行如下處理：U2比較通過相應的類比數位轉換ADC通道獲得的電流與LED串的最大脈衝電流(也就是，峰值脈衝電流)。最大電流為通道CH1或CH2......所容許的最大脈衝電流值(其可在LED元件參數表中查詢)。該最大脈衝電流值通常為正常工作電流的三倍。
所測量的電流與LED串的最大脈衝電流相比較。當所測量的電流大於LED串的最大脈衝電流值時，通道關閉，以防止LED串過流和電短路。
當LED串接通時，最大電流是正常工作值(其可以在LED元件資訊中查詢)的三倍；並且最小電流值可為正常工作值。軟體工程師可預先編程輸入。
備選地，LED串接通時間和關斷時間值Toff可以是經驗值，其可以通過軟體工程師預先編程輸入。
圖14B示出了控制LED的實施例方法的流程圖。在圖14B中，該方法在框1430中通過比較測量的電流與在編程過程中的最大和最小電流值首先確定LED串的電流是否正常。如果電流正常，該方法在框1440中接通相應的LED串，並且向相應的LED串的柵極供電。否則，該方法在框1450中關斷相應的LED串；U2將相應的通道(CHANNEL)的輸出設置為0。將相應的LED串接通後，該方法在框1460中繼續執行ADC以測試電流，並且然後其在框1470中確定接通時間是否符合預定條件，諸如該時間是否達到預確定的持續時間，諸如約2ms。如果接通時間符合預定條件，則在框1480中所有LED串都關閉，並且然後該方法在框1490中確定關斷時間Toff是否符合預定條件，諸如其是否達到預定的持續時間，諸如3ms。如果該關斷時間符合預定條件，則該方法返回框1430中確定LED串電流是否正常。如果關斷時間Toff不符合預定條件，該方法在框1490中繼續確定關斷時間Toff是否符合預定條件。如果接通時間不符合預定條件，則該方法返回框1470繼續確定接通時間是否符合預定條件。
可選地，如果接通和關斷週期被設定，則對確定該接通時間和關閉時間的處理可省略。
雖然已經參考具體示例性實施例說明瞭本發明，但是本發明並不限於在此所說明的這些實施例，並且可以以變型或改變的形式實現，而不背離隨附的請求項的精神和範圍。因此，說明書和附圖應被認為是示例性的而不構成限制的含義。
根據前述，將可理解的是在本文中為了說明的目的已經描述了該技術的具體實施例；但是可做出各種變型而不背離本發明的精神和範圍。據此，本發明除了隨附的申請專利範圍的精神以外並不受限制。
根據對附圖、說明書和隨附的申請專利範圍的研究，對所揭示的實施例的其他變化可在實現本要求保護的發明時被那些本領域技術人員理解並實現。在申請專利範圍中，措辭“包括”並不排除其他元素或步驟， 並且不定冠詞“一”或“一個”並不排除存在多個。即使在不同的從屬申請專利範圍中引用了特定的特徵，本發明也還涉及包括所有這些特徵的實施例。在申請專利範圍中的所有參考符號並不應被解釋為限制該範圍。
不同實施例的特徵和方面可與其他實施例結合，並且在本文件中說明的實施例可在沒有所說明或描述的全部特徵或方面的情況下被實施。本領域技術人員將理解的是雖然為了說明的目的已經描述了該系統和方法的具體示例和實施例，但是可做出不同的變體而不背離本發明的精神和範圍。而且，一個實施例的特徵可與其他實施例結合，即使那些特徵並不是在本檔內的單個實施例中一起說明的。因此，本發明是通過隨附的申請專利範圍描述的。
10‧‧‧驅動電路
100‧‧‧變壓器
110‧‧‧第一電容器
120‧‧‧控制器

Claims (37)

  1. 一種驅動電路，包括：變壓器，其包括初級線圈和次級線圈，所述次級線圈被置於次級側上並被配置成產生功率；第一電容器，其被串聯連接至所述初級線圈，其中，所述第一電容器和所述變壓器被配置成形成諧振單元；第一控制器，其被配置成從所述次級側獲得回饋電流，並且基於所述回饋電流改變所述諧振單元的工作頻率以改變所述功率。
  2. 如請求項1所述的驅動電路，進一步包括第一MOSFET和第二MOSFET，其中，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET被配置成交替接通並控制所述諧振單元以改變的工作頻率充電或放電。
  3. 如請求項2所述的驅動電路，其中，所述第一MOSFET的柵極被連接至所述第一控制器的第一輸出埠，所述第二MOSFET的柵極被連接至所述第一控制器的第二輸出埠，所述第一MOSFET的漏極被連接至輸入電壓，所述第一MOSFET的源極被連接至所述第二MOSFET的漏極和所述初級線圈，所述第二MOSFET的源極被接地，其中，所述第一控制器的所述第一輸出埠和所述第二輸出埠被配置成輸出互補的方波。
  4. 如請求項1所述的驅動電路，其中，所述第一控制器進一步被配置成獲得所述諧振單元的工作電流，並且基於所述回饋電流和所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  5. 如請求項4所述的驅動電路，其中，所述第一控制器被進一步配置成獲得輸入電壓的改變，並且基於所述回饋電流、所述輸入電壓的所述改變和 所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  6. 如請求項1所述的驅動電路，進一步包括第二電容器，其被連接在所述初級線圈和所述第一電容器的連接點與所述第一控制器的第一輸入埠之間，所述第二電容器被配置成檢測所述工作電流。
  7. 如請求項1所述的驅動電路，其中，所述次級側進一步包括第一整流器，其被連接至所述次級線圈，並且所述第一整流器被配置成當所述第一整流器上的電壓低於第一電壓閾值時切斷所述功率，其中，所述第一整流器包括金屬氧化物半導體場效應電晶體。
  8. 如請求項7所述的驅動電路，其中，所述次級側進一步包括第二控制器；其被配置成如果所述電壓在持續時間期間大於第二電壓閾值並且所述持續時間大於時間閾值，接通所述第一整流器。
  9. 如請求項8所述的驅動電路，其中，所述第二控制器進一步包括計時器、RS觸發器、第一比較器、第二比較器、第三比較器和放大器，其中所述第一比較器、所述第二比較器和所述第三比較器中每一個的一個輸入埠被配置成接收輸入電壓，所述第一比較器、所述第二比較器和所述第三比較器的另一個輸入埠被配置成分別獲得第三電壓閾值、第四電壓閾值和第五電壓閾值，其中，所述第一比較器的輸出埠被連接至所述RS觸發器的S埠，所述第二比較器的輸出埠被連接至所述RS觸發器的R埠，所述第三比較器的輸出埠被連接至所述放大器的第一輸入埠，所述計時器的輸入埠被連接至所述RS觸發器的Q埠，所述計時器的第一輸出埠被連接至所述RS觸發器的控制埠，所述計時器的第二輸出埠被連接至所述放大器的第二輸入埠。
  10. 如請求項7所述的驅動電路，其中，所述次級側進一步包括第一二極體、第三電容器，其中，所述第一二極體的陽極被連接至所述次級線圈的第一抽頭，所述第三電容器被連接在所述第一二極體的陰極和所述次級線圈的第二抽頭之間，並且所述第一整流器被連接至所述第二抽頭和所述第三電容器的連接點。
  11. 如請求項7所述的驅動電路，其中所述次級側進一步包括第二整流器，其被連接至所述次級線圈，其中，所述第一整流器和所述第二整流器交替接通以執行全波整流。
  12. 如請求項1所述的驅動電路，進一步包括光耦合器，其被連接在所述次級側和所述第一控制器之間，其中，所述光耦合器被配置成提供所述回饋電流。
  13. 如請求項1所述的驅動電路，進一步包括：第三整流器，其被配置成將交流輸入電流整流成直流電流；功率因數控制器，其被連接至所述第三整流器並被配置成調節所述驅動電路的功率因數。
  14. 一種發光裝置，包括：驅動電路，其包括變壓器，該變壓器包括初級線圈和次級線圈，所述次級線圈被置於次級側並被配置成產生功率；第一電容器，其被串聯連接至所述初級線圈，其中，所述第一電容器和所述變壓器被配置成形成諧振單元； 第一控制器，其被配置成從所述次級側獲得回饋電流，並且基於所述回饋電流改變所述諧振單元的工作頻率；並且其中，所述諧振單元被配置成以改變的工作頻率振盪以輸出改變的功率；多個LED元件，其被連接至所述驅動電路的所述次級側，其中，所述LED元件工作在大約正常工作電流和大約峰值脈衝電流之間的範圍內。
  15. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述正常工作電流包括額定工作電流。
  16. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述LED元件工作在大約所述峰值脈衝電流。
  17. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述多個LED元件被佈置成列，並且所述列並聯連接。
  18. 如請求項14所述的發光裝置，進一步包括第二控制器，其被配置成控制所述列所述LED元件以依次發光。
  19. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述驅動電路進一步包括第一MOSFET和第二MOSFET，其中，所述第一MOSFET和所述第二MOSFET被配置成交替接通並且控制所述諧振單元以所述改變的工作頻率充電或放電。
  20. 如請求項19所述的發光裝置，其中，所述第一MOSFET的柵極被連接至所述第一控制器的第一輸出埠，所述第二MOSFET的柵極被連接至所述第一控制器的第二輸出埠，所述第一MOSFET的漏極被連接至輸入電壓， 所述第一MOSFET的源極被連接至所述第二MOSFET的漏極和所述初級線圈，所述第二MOSFET的源極被接地，其中，所述第一控制器的所述第一輸出埠和所述第二輸出埠被配置成輸出互補的方波。
  21. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述第一控制器被進一步配置成獲得所述諧振單元的工作電流，並且基於所述回饋電流和所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  22. 如請求項21所述的發光裝置，其中，所述第一控制器被進一步配置成獲得輸入電壓的變化，並且基於所述回饋電流、所述輸入電壓的所述變化和所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  23. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述驅動電路進一步包括第二電容器，其被連接在所述初級線圈和所述第一電容器的連接點與所述第一控制器的第一輸入埠之間，所述第二電容器被配置成檢測所述工作電流。
  24. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述次級側進一步包括第一整流器，其被連接至所述次級線圈，並且所述第一整流器被配置成當所述第一整流器上的電壓低於第一電壓閾值時切斷所述功率，其中，所述第一整流器包括金屬氧化物半導體場效應電晶體。
  25. 如請求項24所述的發光裝置，其中，所述次級側進一步包括第三控制器，其被配置成如果所述電壓在持續時間期間大於第二電壓閾值且所述持續時間大於時間閾值，接通所述第一整流器。
  26. 如請求項25所述的發光裝置，其中，所述第三控制器進一步包括計時 器、RS觸發器、第一比較器、第二比較器、第三比較器和放大器，其中所述第一比較器、所述第二比較器和所述第三比較器中每一個的一個輸入埠被配置成接收輸入電壓，所述第一比較器、所述第二比較器和所述第三比較器的另一個輸入埠被配置成分別獲得第三電壓閾值、第四電壓閾值和第五電壓閾值，其中，所述第一比較器的輸出埠被連接至所述RS觸發器的S埠，所述第二比較器的輸出埠被連接至所述RS觸發器的R埠，所述第三比較器的輸出埠被連接至所述放大器的第一輸入埠，所述計時器的輸入埠被連接至所述RS觸發器的Q埠，所述計時器的第一輸出埠被連接至所述RS觸發器的控制埠，所述計時器的第二輸出埠被連接至所述放大器的第二輸入埠。
  27. 如請求項24所述的發光裝置，其中，所述次級側進一步包括第一二極體、第三電容器，其中，所述第一二極體的陽極被連接至所述次級線圈的第一抽頭，所述第三電容器被連接在所述第一二極體的陰極和所述次級線圈的第二抽頭之間，並且所述第一整流器被連接至所述第二抽頭和所述第三電容器的連接點。
  28. 如請求項24所述的發光裝置，其中，所述次級側進一步包括第二整流器，其被連接至所述次級線圈，其中，所述第一整流器和所述第二整流器交替接通以執行全波整流。
  29. 如請求項1所述的驅動電路，其中，所述驅動電路進一步包括光耦合器，其被連接在所述次級側和所述第一控制器之間，其中，所述光耦合器被配置成提供所述回饋電流。
  30. 如請求項14所述的發光裝置，其中，所述驅動電路進一步包括： 第三整流器，其被配置成將交流輸入電流整流成直流電；功率因數控制器，其被連接至所述第三整流器並被配置成調節所述驅動電路的功率因數。
  31. 一種驅動方法，包括：通過變壓器產生功率，該變壓器包括初級線圈和次級線圈，所述次級線圈被置於次級側；通過電容器和所述變壓器以工作頻率振盪；從所述次級側獲得回饋電流；基於所述回饋電流改變所述工作頻率；以及基於所述改變的工作頻率改變所述功率。
  32. 如請求項31所述的方法，進一步包括：獲得所述諧振單元的工作電流，並且基於所述回饋電流和所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  33. 如請求項31所述的方法，進一步包括：獲得輸入電壓的改變，以及基於所述回饋電流、所述輸入電壓的所述改變和所述工作電流改變所述諧振單元的所述工作頻率。
  34. 如請求項31所述的方法，進一步包括：通過光耦合器將回饋電壓轉換成所述回饋電流；通過檢測電容器獲得工作電流；確定所述工作電流是否大於限流閾值；如果其不大於所述限流閾值，根據所述回饋電流改變所述諧振單元的所述 工作頻率；如果其大於所述限流閾值，增加所述工作頻率以降低輸出電壓。
  35. 一種控制LED裝置的方法，包括：檢測所述LED裝置的溫度；基於所述溫度，確定所述LED裝置的迴圈中的關斷時間；以及週期性地將所述LED裝置接通或關斷，其中，在每一迴圈中所述LED裝置關斷所確定的關斷時間。
  36. 如請求項35所述的方法，進一步包括：將電壓供給所述LED裝置，使得所述LED裝置工作在大約正常工作電流和大約峰值脈衝電流之間的範圍內。
  37. 如請求項35所述的方法，進一步包括：將電壓供給所述LED裝置，使得所述LED裝置工作在大約所述峰值脈衝電流。
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