JPH08228478A - フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
- Publication number
- JPH08228478A JPH08228478A JP7058143A JP5814395A JPH08228478A JP H08228478 A JPH08228478 A JP H08228478A JP 7058143 A JP7058143 A JP 7058143A JP 5814395 A JP5814395 A JP 5814395A JP H08228478 A JPH08228478 A JP H08228478A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- main switching
- period
- saturable reactor
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 入力電圧変動巾の大きい仕様に於いても、主
スイッチング素子のＯＦＦからＯＮまでの遅延時間を充
分長くとる事が出来、スイッチングロスの少ない、フライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することを目的と
する。 【構成】 トランスの制御巻線と直列に、可飽和リアク
トルと抵抗及び第１のコンデンサからなるスイッチング
信号回路を構成し、かつ、可飽和リアクトルに逆極性の
２次巻線を設け、該２次巻線と第２のコンデンサを直列
にしてこれをＦＥＴと並列に接続する様に構成したフラ
イバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
スイッチング素子のＯＦＦからＯＮまでの遅延時間を充
分長くとる事が出来、スイッチングロスの少ない、フライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することを目的と
する。 【構成】 トランスの制御巻線と直列に、可飽和リアク
トルと抵抗及び第１のコンデンサからなるスイッチング
信号回路を構成し、かつ、可飽和リアクトルに逆極性の
２次巻線を設け、該２次巻線と第２のコンデンサを直列
にしてこれをＦＥＴと並列に接続する様に構成したフラ
イバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明はトランス電流不連続のフ
ライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タのスイッチングロス
低減及びノイズ低減に関するものである。
ライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タのスイッチングロス
低減及びノイズ低減に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年小型、高効率のスイッチング方式の
ＤＣ−ＤＣコンバ−タがコンピュ−タ用、通信機用等に
広く用いられている。特に図１に一例を示すトランス電
流不連続のフライバック形ＤＣ−ＤＣコンバ−タは回路
構成が簡単なことより、テレビ用電源等比較的低コスト
を要求される分野に使用されている。
ＤＣ−ＤＣコンバ−タがコンピュ−タ用、通信機用等に
広く用いられている。特に図１に一例を示すトランス電
流不連続のフライバック形ＤＣ−ＤＣコンバ−タは回路
構成が簡単なことより、テレビ用電源等比較的低コスト
を要求される分野に使用されている。
【０００３】 （２） 図１の回路に於いて、直流電源Ｅ、トランスＴの１次巻
線ＮP及び主スイッチング素子ＦＥＴの直列回路によ
り、スイッチング回路の１次側を構成し、トランスＴの
制御巻線ＮC、可飽和リアクトルＭＡ、抵抗Ｒ1及び第１
のコンデンサＣ1によって、ＦＥＴのゲ−ト信号回路を
構成している。
線ＮP及び主スイッチング素子ＦＥＴの直列回路によ
り、スイッチング回路の１次側を構成し、トランスＴの
制御巻線ＮC、可飽和リアクトルＭＡ、抵抗Ｒ1及び第１
のコンデンサＣ1によって、ＦＥＴのゲ−ト信号回路を
構成している。
【０００４】又２次側はトランスＴの逆極性２次巻線Ｎ
S、整流ダイオ−ドＤ1及び平滑コンデンサＣ3によっ
て、負荷ＲLに直流出力を供給する様に構成されてい
る。
S、整流ダイオ−ドＤ1及び平滑コンデンサＣ3によっ
て、負荷ＲLに直流出力を供給する様に構成されてい
る。
【０００５】ＩＣは基準電源Ｅ0と出力電圧を比較制御
するコンパレ−タＩＣである。
するコンパレ−タＩＣである。
【０００６】ＦＥＴと並列に接続された第２のコンデン
サＣ2と抵抗Ｒ2の直列回路はスイッチングロス低減の為
のスナバの回路である。
サＣ2と抵抗Ｒ2の直列回路はスイッチングロス低減の為
のスナバの回路である。
【０００７】図２の各波形により動作説明をする。ＦＥ
ＴがＯＮと共に１次電流ｉ1が図２（ａ）の様に鋸歯状
波状に流れ、このエネルギ−がトランスＴに蓄えられ
る。
ＴがＯＮと共に１次電流ｉ1が図２（ａ）の様に鋸歯状
波状に流れ、このエネルギ−がトランスＴに蓄えられ
る。
【０００８】ＦＥＴがＯＦＦするとＦＥＴのドレイン、
ソ−ス間電圧ＶDSは図２（ｂ）の様になり、トランスＴ
に蓄えられたエネルギ−は図２（ａ）の様にｉ2となっ
て放出し、負荷に流れる。
ソ−ス間電圧ＶDSは図２（ｂ）の様になり、トランスＴ
に蓄えられたエネルギ−は図２（ａ）の様にｉ2となっ
て放出し、負荷に流れる。
【０００９】２次電流ｉ2が流れ終り、ＯＦＦ期間とＯ
Ｎ期間の間の不連続期間(ｔ0〜ｔ1)に、スナバ回路を構
成する第２のコンデンサＣ2の放電々流ｉcが、図２
（Ｃ）の様にトランスＴの１次巻線ＮPを通って直流電
源Ｅに戻される。
Ｎ期間の間の不連続期間(ｔ0〜ｔ1)に、スナバ回路を構
成する第２のコンデンサＣ2の放電々流ｉcが、図２
（Ｃ）の様にトランスＴの１次巻線ＮPを通って直流電
源Ｅに戻される。
【００１０】そしてＦＥＴがＯＮすると、可飽和リアク
トルＭＡがない時の放電々流ｉcは急激にＦＥＴを通っ
て流れるので、図２（Ｃ）の様に時刻ｔ1の時点で急峻
なピ−ク電流となって流れる。この電流はスイッチング
ロスの増加や、スイッチング （３） ノイズの増加をもたらす。
トルＭＡがない時の放電々流ｉcは急激にＦＥＴを通っ
て流れるので、図２（Ｃ）の様に時刻ｔ1の時点で急峻
なピ−ク電流となって流れる。この電流はスイッチング
ロスの増加や、スイッチング （３） ノイズの増加をもたらす。
【００１１】これを防ぐ為に、トランスＴの制御巻線Ｎ
Cと直列に可飽和リアクトルＭＡを設け、これが飽和す
るまでの（すなわち時刻ｔ2までの）遅延時間を設ける
事によって、図２（ｂ）のＦＥＴのドレイン、ソ−ス間
電圧ＶDSはｔ1からｔ2まで延びる。従って第２のコンデ
ンサＣ2の電圧が充分放電してからＦＥＴに転流するの
で、放電々流ｉCは図２（ｄ）のｔ1〜ｔ2期間の様に流
れ、ピ−ク電流が減少する。
Cと直列に可飽和リアクトルＭＡを設け、これが飽和す
るまでの（すなわち時刻ｔ2までの）遅延時間を設ける
事によって、図２（ｂ）のＦＥＴのドレイン、ソ−ス間
電圧ＶDSはｔ1からｔ2まで延びる。従って第２のコンデ
ンサＣ2の電圧が充分放電してからＦＥＴに転流するの
で、放電々流ｉCは図２（ｄ）のｔ1〜ｔ2期間の様に流
れ、ピ−ク電流が減少する。
【００１２】しかし、上記の遅延時間の決定は、入力電
圧仕様毎に可飽和リアクトルを設計して決められるもの
である。従って入力電圧がＤＣ９０Ｖ〜２７６Ｖと大き
く変動するフルレンジ仕様の場合は、入力電圧が低い時
に最適な可飽和リアクトルは、入力電圧が高くなると早
く飽和してしまう等の欠点がある。
圧仕様毎に可飽和リアクトルを設計して決められるもの
である。従って入力電圧がＤＣ９０Ｖ〜２７６Ｖと大き
く変動するフルレンジ仕様の場合は、入力電圧が低い時
に最適な可飽和リアクトルは、入力電圧が高くなると早
く飽和してしまう等の欠点がある。
【００１３】従って必要とする遅延時間が短くなってし
まい、第２のコンデンサＣ2の電荷が充分放電しきらな
い内にＦＥＴに転流するので、ＦＥＴに流れるコンデン
サ放電々流はより大きくなり、結果的にスイッチングロ
スが増大してしまう。
まい、第２のコンデンサＣ2の電荷が充分放電しきらな
い内にＦＥＴに転流するので、ＦＥＴに流れるコンデン
サ放電々流はより大きくなり、結果的にスイッチングロ
スが増大してしまう。
【００１４】
【発明の目的】そこで本発明は入力電圧の広範囲な変動
があっても、可飽和リアクトルの飽和時間を充分遅らせ
ることにより、スナバ回路から主スイッチング素子ＦＥ
Ｔに流れる放電々流を減らし、スイッチングロスを低減
したフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供するこ
とを目的とする。
があっても、可飽和リアクトルの飽和時間を充分遅らせ
ることにより、スナバ回路から主スイッチング素子ＦＥ
Ｔに流れる放電々流を減らし、スイッチングロスを低減
したフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供するこ
とを目的とする。
【００１５】
【実施例】図３が上記問題点を解決した本発明のフライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タの一実施例である。図３
に於いて、図１の従来技術と同一部分は同一符号を記し
説明は省略する。 （４）
バック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タの一実施例である。図３
に於いて、図１の従来技術と同一部分は同一符号を記し
説明は省略する。 （４）
【００１６】図３に於いては、図１の従来技術のスナバ
回路である第２のコンデンサＣ2及び抵抗Ｒ2を省略し、
代わりに可飽和リアクトルＭＡ′に逆極性の２次巻線を
設け、これと第２のコンデンサＣ2を直列にして、ＦＥ
Ｔに並列接続してスナバ回路を構成している。
回路である第２のコンデンサＣ2及び抵抗Ｒ2を省略し、
代わりに可飽和リアクトルＭＡ′に逆極性の２次巻線を
設け、これと第２のコンデンサＣ2を直列にして、ＦＥ
Ｔに並列接続してスナバ回路を構成している。
【００１７】従来技術と同一モ−ドの期間は既に説明し
てあるのでここでは省略し、ＯＦＦからＯＮに切り替わ
るまでの不連続期間について図２に従って説明する。
てあるのでここでは省略し、ＯＦＦからＯＮに切り替わ
るまでの不連続期間について図２に従って説明する。
【００１８】ＦＥＴがＯＦＦの期間に於いて、スナバ回
路の第２のコンデンサＣ2の放電々流ｉcは、可飽和リア
クトルＭＡ′の２次巻線を通り、トランスＴの一次巻線
ＮPを経て直流電源Ｅに帰還される。
路の第２のコンデンサＣ2の放電々流ｉcは、可飽和リア
クトルＭＡ′の２次巻線を通り、トランスＴの一次巻線
ＮPを経て直流電源Ｅに帰還される。
【００１９】この放電々流ｉcにより、可飽和リアクト
ルは１次、２次が逆極性に巻かれているので、可飽和リ
アクトルの１次側の磁束が相殺されて、該可飽和リアク
トルの飽和時間はよりに遅くなる方向に動作する。
ルは１次、２次が逆極性に巻かれているので、可飽和リ
アクトルの１次側の磁束が相殺されて、該可飽和リアク
トルの飽和時間はよりに遅くなる方向に動作する。
【００２０】入力電圧が高くなれば第２のコンデンサＣ
2の充電々圧も高くなるので、ＯＦＦ期間のコンデンサ
放電々流ｉcはより大きな値となり、従って可飽和リア
クトルの相殺磁束は増加するので、結果的に可飽和リア
クトルの飽和時間を遅らせることが出来る。
2の充電々圧も高くなるので、ＯＦＦ期間のコンデンサ
放電々流ｉcはより大きな値となり、従って可飽和リア
クトルの相殺磁束は増加するので、結果的に可飽和リア
クトルの飽和時間を遅らせることが出来る。
【００２１】従って、入力電圧の高さに比例して随時可
飽和リアクトルの飽和時間を遅らせることが出来、入力
電圧の変動にかかわらずＦＥＴ ＯＮまでの充分な遅延
時間を作ることが出来る。
飽和リアクトルの飽和時間を遅らせることが出来、入力
電圧の変動にかかわらずＦＥＴ ＯＮまでの充分な遅延
時間を作ることが出来る。
【００２２】従って入力電圧が高くなっても第２のコン
デンサから電源へ帰還する放電時間が長くなるので、放
電々流ｉcは充分減衰してからＦＥＴに転流する為、図
２（ （５） ｄ）の波形と同様に、ピ−ク電流を流すことはなく、ス
イッチングロスの増加もない。
デンサから電源へ帰還する放電時間が長くなるので、放
電々流ｉcは充分減衰してからＦＥＴに転流する為、図
２（ （５） ｄ）の波形と同様に、ピ−ク電流を流すことはなく、ス
イッチングロスの増加もない。
【００２３】尚、本発明回路に於いて、可飽和リアクト
ルＭＡ′の２次巻線に直列に制限抵抗を入れても良い。
ルＭＡ′の２次巻線に直列に制限抵抗を入れても良い。
【００２４】
【発明の効果】入力電圧変動巾の大きい仕様に於いて
も、スナバ回路のエネルギ−を効率的に電源に帰還する
ことが出来、かつスイッチングロスの少ないフライバッ
ク型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することが出来る。
も、スナバ回路のエネルギ−を効率的に電源に帰還する
ことが出来、かつスイッチングロスの少ないフライバッ
ク型ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することが出来る。
【図１】従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
【図２】従来及び本発明回路の各部波形
【図３】本発明のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
Ｅ 直流電源 Ｔ トランス ＦＥＴ 主スイッチング素子（ＦＥＴ） ＭＡ 従来の可飽和リアクトル Ｃ1 第１のコンデンサ Ｃ2 第２のコンデンサ Ｃ3 平滑用コンデンサ Ｒ1〜Ｒ2 抵抗 Ｄ1 整流用ダイオ−ド ＩＣ コンパレ−タＩＣ （６） ＲＬ 負荷抵抗 Ｅ0 基準電源 ＭＡ′ 本発明の可飽和リアクトル
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線及び主ス
イッチング素子の直列回路から成り、前記主スイッチン
グ素子がオン期間に前記トランスに貯えられたエネルギ
−を、オフ期間に前記トランスの２次巻線より整流ダイ
オ−ド及び平滑コンデンサを介して、直流出力に変換し
て負荷に供給し、前記主スイッチング素子のオン期間又
はオフ期間を変化する事により、前記直流出力電圧を制
御するフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タに於いて、
前記主スイッチング素子の制御信号電源は前記トランス
の制御巻線より取り、該制御巻線と直列の可飽和リアク
トルと抵抗及び第１のコンデンサの直列回路により、前
記主スイッチング素子のゲ−トに信号を印加する事によ
り、前記主スイッチング素子のオフ期間とオン期間の間
の不連続期間を長くする様に構成した前記主スイッチン
グ素子の制御信号回路であって、前記可飽和リアクトル
に逆極性の２次巻線を設け、該可飽和リアクトルの２次
巻線と第２のコンデンサの直列回路を、前記主スイッチ
ング素子と並列に接続する様にした事を特徴とするフラ
イバック型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7058143A JPH08228478A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7058143A JPH08228478A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08228478A true JPH08228478A (ja) | 1996-09-03 |
Family
ID=13075779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7058143A Pending JPH08228478A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08228478A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0975084A2 (en) * | 1998-07-24 | 2000-01-26 | Ajax Magnethermic Corporation | Method and apparatus for switching circuit system including a saturable core device |
| KR20160098714A (ko) | 2015-02-11 | 2016-08-19 | 주식회사 솔루엠 | 전원공급장치 및 그를 이용한 전원공급방법 |
| CN109728710A (zh) * | 2018-10-16 | 2019-05-07 | 江苏万邦微电子有限公司 | 一种开关变换器延时控制方法及实施装置 |
| WO2019155379A1 (en) * | 2018-02-12 | 2019-08-15 | Silanna Asia Pte Ltd | Quasi-resonant flyback converter controller |
-
1995
- 1995-02-22 JP JP7058143A patent/JPH08228478A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0975084A2 (en) * | 1998-07-24 | 2000-01-26 | Ajax Magnethermic Corporation | Method and apparatus for switching circuit system including a saturable core device |
| EP0975084A3 (en) * | 1998-07-24 | 2001-04-11 | Ajax Magnethermic Corporation | Method and apparatus for switching circuit system including a saturable core device |
| KR20160098714A (ko) | 2015-02-11 | 2016-08-19 | 주식회사 솔루엠 | 전원공급장치 및 그를 이용한 전원공급방법 |
| WO2019155379A1 (en) * | 2018-02-12 | 2019-08-15 | Silanna Asia Pte Ltd | Quasi-resonant flyback converter controller |
| US10700613B2 (en) | 2018-02-12 | 2020-06-30 | Silanna Asia Pte Ltd | Quasi-resonant flyback converter controller |
| US11011994B2 (en) | 2018-02-12 | 2021-05-18 | Appulse Power Inc. | Quasi-resonant flyback converter controller |
| CN109728710A (zh) * | 2018-10-16 | 2019-05-07 | 江苏万邦微电子有限公司 | 一种开关变换器延时控制方法及实施装置 |
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