WO2020017260A1 - 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 - Google Patents

整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 Download PDF

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the following disclosure relates to a rectifier circuit.
  • a rectifying element such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor, metal oxide semiconductor field effect transistor) or FRD (First Recovery Diode) is used for the rectifier circuit provided in the power supply circuit.
  • a rectifying element includes a diode having a PN junction.
  • transient current causes a loss in the power supply circuit.
  • Patent Documents 1 and 2 each disclose circuits aimed at reducing a transient current.
  • a diode and a transformer connected in parallel to a semiconductor switching element are provided in order to reduce a transient current.
  • Patent Literature 2 discloses a circuit similar to that of Patent Literature 1.
  • JP-A-2011-36075 Japanese Patent Application Publication JP-A-2013-298298
  • An object of one embodiment of the present disclosure is to effectively reduce a transient current in a rectifier circuit.
  • a rectifier circuit is a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal.
  • the positive voltage applied to the terminal is a forward voltage
  • the positive voltage applied to the first terminal is a reverse voltage with respect to the second terminal
  • the forward voltage is continuously
  • a forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal, and when the reverse voltage is continuously applied, the forward rectifier circuit current is interrupted
  • the rectifier circuit includes a first rectifier element connected to the first terminal and the second terminal, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and the transformer via the secondary winding.
  • a second rectifier connected in parallel with the first rectifier, and a second rectifier connected to the primary winding.
  • a switching element and a power supply connected to the primary winding, wherein when the switching element is turned on, a primary winding current that is a current flowing from the power supply to the primary winding is provided.
  • a second rectifier element current which is a current flowing from the secondary winding to the second rectifier element, flows.
  • a first reverse voltage which is the reverse voltage, is applied.
  • a method for driving a rectifier circuit is a method for driving a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal.
  • a positive voltage applied to the second terminal when the first terminal is used as a reference is defined as a forward voltage
  • the first terminal when the second terminal is used as a reference is used as a reference.
  • the forward voltage is continuously applied with the positive voltage applied to the first terminal as a reverse voltage
  • a forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal, and the reverse voltage Is continuously applied, the rectifier circuit current in the forward direction is cut off, and the rectifier circuit includes a first rectifier element connected to the first terminal and the second terminal, and a primary winding.
  • a transformer having a secondary winding and a secondary winding.
  • a second rectifier element connected in parallel with the first rectifier element, a switch element connected to the primary winding, and a power supply connected to the primary winding.
  • a transient current in the rectifier circuit can be effectively reduced. Further, a similar effect can be obtained by the method of driving the rectifier circuit according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to the first embodiment. It is a figure showing the waveform of each voltage and current. It is the figure which expanded and displayed each graph of FIG. (A)-(d) is a figure which shows the path
  • FIG. 9 is a diagram illustrating waveforms of a rectifier circuit voltage and a rectifier circuit current in a power supply circuit of a comparative example.
  • (A) is a reference diagram for explaining an inappropriate operation in the rectifier circuit of the first embodiment, and (b) is a diagram for explaining improvements in the rectifier circuit.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating respective waveforms when each improvement point illustrated in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating voltage dependency of a parasitic capacitance in a first rectifier.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a power supply device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the voltage dependence of a parasitic capacitance in each element.
  • a transient current flows through the rectifier having a PN junction.
  • examples of a rectifying element composed of a compound semiconductor having no PN junction include SiC-SBD (Schottky Barrier Diode) or GaN-HEMT (High Electron Mobility Transistor). And the like. In the rectifier, no transient current originating from the PN junction occurs.
  • the rectifying element has a parasitic capacitance. Therefore, when a voltage for stopping the current is applied to the rectifying element, a current for charging the parasitic capacitance flows as a transient current.
  • the rectifier circuit 1 is newly created by the inventor of the present application (hereinafter, the inventor) for the purpose of reducing a transient current.
  • Forming voltage Voltage for conducting the rectifier.
  • the rectifying element is a diode
  • a forward current flows through the diode by applying a forward voltage to the diode.
  • the rectifier is a MOSFET or a GaN-HEMT. That is, a case where the rectifying element has a gate (gate terminal), a source (source terminal), and a drain (drain terminal) is considered.
  • the forward voltage means "a voltage at which the rectifying element conducts when a positive voltage is applied to the source with respect to the drain when the gate is OFF (the gate is less than the threshold voltage)".
  • the GaN-HEMT may be a cascode type or an e-mode (normally off) type.
  • the forward voltage refers to a continuously applied forward voltage.
  • a forward voltage in a duty period corresponds to a continuously applied forward voltage.
  • An instantaneous voltage such as noise generated by a parasitic component or the like does not correspond to a continuously applied forward voltage.
  • the forward voltage can also be expressed as a positive voltage applied to a second terminal (described later) of the rectifier circuit with reference to a first terminal (described later) of the rectifier circuit.
  • the current flowing through the rectifier circuit due to the continuous application of the voltage is referred to as the forward current of the rectifier circuit.
  • the forward current may be referred to as a rectified current.
  • Reverse voltage Voltage to keep the rectifier from conducting. When a reverse voltage is applied to the rectifier, no forward current flows.
  • the rectifying element is a diode, a forward current can be prevented from flowing through the diode by applying a reverse voltage to the diode.
  • the reverse voltage means "a positive voltage applied to the drain with respect to the source when the gate is OFF (when the gate is lower than the threshold voltage)".
  • a reverse voltage is applied to the rectifier, a main current can be prevented from flowing through the rectifier.
  • the reverse voltage refers to a continuously applied reverse voltage.
  • the reverse voltage in the duty period corresponds to the continuously applied reverse voltage.
  • a “second reverse voltage” described later is a continuous reverse voltage.
  • a “first reverse voltage” described later is an instantaneous reverse voltage, it is considered separately from a general reverse voltage (continuous reverse voltage).
  • the reverse voltage can also be expressed as a positive voltage applied to the first terminal with respect to the second terminal. When the voltage is continuously applied, no forward current flows through the rectifier circuit.
  • Transient current generically means (i) reverse recovery current and (ii) charging current due to the parasitic capacitance of the rectifier. That is, the transient current means a transient current generated when a reverse voltage is applied to the rectifier. The amount (magnitude) of the transient current increases in cases such as “parasitic capacitance increases”, “reverse recovery current increases”, and “reverse voltage increases”. This transient current causes a loss in the circuit. In the rectifier circuit 1 of FIG. 1, a transient current can be measured by IR1 and IR2 described later.
  • Rectification function A function that allows only the current flowing in a certain direction (one direction) to pass (conducts) and does not allow the current in the opposite direction to pass (blocks). For example, if the rectifying element is a diode, the diode (i) conducts forward current and (ii) blocks reverse current. This function of the diode is an example of a rectifying function.
  • the rectifier is a MOSFET or a GaN-HEMT.
  • the rectifying element when the gate is OFF, the rectifying element conducts (i) current from the source to the drain, and (ii) cuts off current from the drain to the source.
  • the rectifying element is a MOSFET or a GaN-HEMT
  • the rectifying function consider replacing (i) the source with the anode (anode terminal) of the diode and (ii) replacing the drain with the cathode (cathode terminal) of the diode.
  • the terms “anode” and “cathode” are appropriately used instead of the terms “source / drain” for convenience.
  • Rectifying element A device having a rectifying function is generically meant.
  • the above-described diode, MOSFET, and GaN-HEMT are all examples of a rectifying element.
  • connection means “electrical connection” unless otherwise specified.
  • An element including a winding of a transformer may be interposed between (i) the connection between the cathode and the first terminal and (ii) the connection between the anode and the second terminal, if necessary. .
  • “Rectified current” Forward current flowing through a rectifier element or rectifier circuit.
  • a rectified current can be measured by IR1 and IR2.
  • Switch function A function to switch whether or not a current flows from the drain to the source of the element only by turning on / off the gate of the element.
  • An element having a switching function is called a switching element (switching element).
  • MOSFET, GaN-HEMT, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor, insulated gate bipolar transistor) and the like correspond to the switch element.
  • a basic operation of the rectifier circuit according to one embodiment of the present disclosure will be described. Further, the rectifier circuit may have additional functions which are not described in this specification. For example, a synchronous rectification function may be added to the rectification circuit.
  • a rectifier circuit according to an embodiment of the present disclosure has a first terminal and a second terminal. For the first terminal and the second terminal, the following two conditions are satisfied.
  • Condition 1 When a positive voltage is applied to the second terminal with respect to the first terminal (that is, a forward voltage is applied), a rectified current (a forward current) flows through the rectifier circuit.
  • Condition 1 is equivalent to the forward characteristic of the diode. For example, by applying a low forward voltage of about 1 V, a forward current of a predetermined magnitude (eg, on the order of 1 A to 100 A) can flow. The magnitude of the forward current is greatly affected by the current value of each element (eg, coil) provided in the circuit.
  • Condition 2 When a positive voltage is applied to the first terminal with reference to the second terminal (that is, a reverse voltage is applied), the rectification current can be cut off in the rectifier circuit.
  • Condition 2 is equivalent to the reverse characteristic of the diode. For example, even when a reverse voltage of about 400 V is applied, only a small amount of reverse current (eg, on the order of 1 nA to 1 ⁇ A) flows. Naturally, a high voltage exceeding the breakdown voltage characteristics of each element of the rectifier circuit is excluded and considered.
  • the characteristics between the first terminal and the second terminal in the rectifier circuit according to an embodiment of the present disclosure are equivalent to the characteristics between the anode and the cathode in the diode.
  • the first terminal is equivalent to a cathode
  • the second terminal is equivalent to an anode.
  • the rectifier circuit includes a first rectifier (eg, FR1) and a second rectifier (eg, SR1).
  • a first rectifier eg, FR1
  • a second rectifier eg, SR1
  • the rectifying circuit itself can be used as a switch element.
  • the rectifier circuit can be applied to, for example, a bidirectional chopper circuit, an inverter circuit, or a totem-pole PFC (Power Factor Correction) circuit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply circuit 10.
  • the power supply circuit 10 includes the rectifier circuit 1 (see also FIG. 11 described later).
  • power supply circuit 10 is a boost chopper circuit.
  • the rectifier circuit 1 functions as a rectifier of the power supply circuit 10.
  • the power supply circuit 10 has a configuration in which a rectifier of a known power supply circuit is replaced with a rectifier circuit 1. It should be noted that the numerical values described below are merely examples. First, main components of the power supply circuit 10 excluding the rectifier circuit 1 will be described.
  • the power supply circuit 10 includes a power supply FP1 and a coil FC1 as input units.
  • the power supply FP1 is an input power supply for the power supply circuit 10 (step-up chopper circuit).
  • the voltage (input voltage) of the power supply FP1 is 200V.
  • the (+) side of the circuit symbol shown in FIG. 1 indicates the positive electrode of the power supply FP1.
  • the voltage (more precisely, the potential) of the positive electrode of the power supply FP1 is 200V.
  • the (-) side of the circuit symbol indicates the negative electrode of the power supply FP1.
  • the voltage of the negative electrode of the power supply FP1 is 0V.
  • the coil FC1 is a step-up coil of the power supply circuit 10.
  • the current flowing through the coil FC1 is referred to as a coil current.
  • the average value of the coil current is 14A.
  • the inductance of the coil FC1 is 500 ⁇ H.
  • the power supply circuit 10 includes a load RS1 and a capacitor RV1 as an output unit.
  • the load RS1 is a load connected to the output side of the power supply circuit 10. In a steady state, the load RS1 consumes about 2800 W of power.
  • the capacitor RV1 is an output-side smoothing capacitor.
  • the positive electrode of the capacitor RV1 is an upper electrode on the paper surface of FIG.
  • the voltage of the positive electrode of the output unit (that is, the positive electrode of the capacitor RV1) is 400V.
  • the power supply circuit 10 is designed so that the output voltage is twice the input voltage.
  • the capacitance of the capacitor RV1 is 3.3 mF.
  • the power supply circuit 10 includes a switch element SST1 as a switch unit.
  • the switch element SST1 serves as a switch for exciting the coil FC1 and increasing the coil current.
  • the switching element SST1 is turned on at a duty ratio of 50%.
  • the drive frequency of the switch element SST1 is 100 kHz. For this reason, the forward voltage and the reverse voltage are alternately applied to the rectifier circuit 1 at a duty ratio of 50%.
  • the switch element SST1 is an element similar to the first rectifier element FR1.
  • the switch element SST1 allows a current to flow from the drain side to the source side when the gate is turned on. When the gate is turned off, the switch element SST1 cuts off the current.
  • the rectifier circuit 1 includes a first rectifier FR1, a second rectifier SR1, a transformer TR1 (transformer), a switch TT1, a power supply TP1, a first terminal FT1, and a second terminal ST1.
  • First rectifying element FR1 is an example of the above-described first rectifying element.
  • the first rectifying element FR1 is a rectifying element in which a high breakdown voltage GaN-HEMT is cascode-connected to a low breakdown voltage Si-MOSFET.
  • a GaN-HEMT is also called a cascode GaN-HEMT.
  • the cascode GaN-HEMT is represented using the same circuit symbol as the MOSFET.
  • the cascode GaN-HEMT and the MOSFET exhibit the same rectifying function. Further, they are also common in that synchronous rectification is possible. However, the magnitude of the generated transient current differs between the cascode GaN-HEMT and the MOSFET.
  • the reverse breakdown voltage of the cascode GaN-HEMT used as the first rectifying element FR1 is 650V.
  • the cascode GaN-HEMT has an on-resistance of 50 m ⁇ . GaN-HEMT can withstand relatively high voltages for short periods of time. Therefore, the cascode GaN-HEMT can withstand a voltage up to 800 V within 1 ⁇ sec (second).
  • the second rectifier SR1 is an example of the above-described second rectifier.
  • the second rectifier SR1 is a SiC-SBD.
  • the withstand voltage of the second rectifier SR1 is 650V.
  • the forward voltage of the second rectifier SR1 at the time when the conduction of the second rectifier SR1 is started is 0.9V.
  • the resistance of the second rectifier SR1 is 50 m ⁇ .
  • the second rectifier SR1 is connected in parallel with the first rectifier FR1 via a secondary winding SW1 described below.
  • Transformer TR1 includes a primary winding PW1 and a secondary winding SW1.
  • the number of turns of the primary winding PW1 is 9 turns.
  • the inductance of the primary winding PW1 is 1.6 ⁇ H.
  • the resistance of the primary winding PW1 is 10 m ⁇ .
  • the inductance of the primary winding PW1 is also called an exciting inductance.
  • the transformer TR1 can store energy in the primary winding PW1.
  • the number of turns of the secondary winding SW1 is six turns.
  • the resistance of the secondary winding SW1 is 7 m ⁇ .
  • Switch element TT1 is connected to primary winding PW1.
  • the switch element TT1 is an element similar to the first rectifier element FR1. However, like the switch element SST1, the switch element TT1 is used only as a switch.
  • gate terminals of each element are connected to the control circuit. Specifically, a gate terminal (gate) provided for each rectifying element and switching element provided in the power supply circuit 10 is connected to a control circuit 8 (control device) (not shown in FIG. 1 and the like, see FIG. 11) described later. Have been. The ON / OFF switching of each gate is executed by the control circuit 8. This is the same for the second and subsequent embodiments.
  • Power supply TP1 is connected to primary winding PW1.
  • the voltage of the power supply TP1 is 15V.
  • the (+) side of the circuit symbol shown in FIG. 1 indicates the positive electrode of the power supply TP1.
  • the voltage of the positive electrode of the power supply TP1 is 15V.
  • the (-) side of the circuit symbol indicates the negative electrode of the power supply TP1.
  • the voltage of the negative electrode of the power supply TP1 is 0V.
  • First terminal FT1 is an example of the above-described first terminal.
  • a path is branched into a path on the first rectifier element FR1 side and a path on the secondary winding SW1 side with reference to the first terminal FT1.
  • the first terminal FT1 is connected to the cathode of the second rectifier SR1.
  • the first terminal FT1 is connected to the secondary winding SW1 via the second rectifier SR1.
  • the first terminal FT1 is connected to the cathode of the first rectifier FR1.
  • the first terminal FT1 is connected to the second terminal ST1 via the first rectifier FR1.
  • the second terminal ST1 is an example of the above-described second terminal.
  • the path is further branched into a path on the first rectifier element FR1 side and a path on the secondary winding SW1 side with reference to the second terminal ST1.
  • the second terminal ST1 is connected to the secondary winding SW1.
  • the second terminal ST1 is connected to the anode of the second rectifier SR1 via the secondary winding SW1.
  • the second terminal ST1 is connected to (i) the anode of the first rectifier FR1 and (ii) the drain of the switch SST1.
  • the second rectifier SR1 is arranged on the first terminal FT1 side, and the secondary winding SW1 is arranged on the second terminal ST1 side.
  • the positions of the second rectifier SR1 and the secondary winding SW1 may be reversed.
  • IR1 and IR2 indicate a current measuring unit.
  • the current measuring units IR1 and IR2 indicate the portions where the rectified current of the rectifier circuit can be measured. Note that the current measuring units IR1 and IR2 are not current sensors.
  • the measurement result of the rectified current described in this specification is a measurement result in the current measurement units IR1 and IR2. The same current value is observed in both the current measuring units IR1 and IR2.
  • the rectified current can be measured by any current sensor. That is, the method of measuring the rectified current is arbitrary. For example, a Hall element type current sensor, a CT (Current Transformer) sensor, a Rogowski coil shunt resistance method, and the like can be used.
  • the direction of current measurement (detection direction) in the current measurement units IR1 and IR2 is positive when the current flows from the second terminal ST1 to the first terminal FT1.
  • the transient current can also be measured by the current measuring units IR1 and IR2. This transient is measured as an instantaneous negative current.
  • the boost chopper circuit of the comparative example is referred to as a power supply circuit 10r.
  • the power supply circuit 10r includes a power supply FP1, a coil FC1, a switch element SST1, a first rectifier element FR1, a capacitor RV1, and a load RS1.
  • the rectifier circuit is configured only by the first rectifier element FR1.
  • the first rectifier element FR1 is referred to as a rectifier circuit for comparison with the power supply circuit 10.
  • the operation of the power supply circuit 10r and the relationship between the reverse voltage and the transient current in the rectifier circuit of the power supply circuit 10r will be described in detail.
  • One terminal of the coil FC1 is connected to the positive electrode (voltage 200V) of the power supply FP1.
  • the other terminal of the coil FC1 is connected to the drain (about 0 V) of the switch element SST1. Therefore, a voltage of about 200 V is applied to the coil FC1. Since the voltage is applied to the coil FC1, the coil current increases with time. The coil current follows a path of “the positive electrode of the power supply FP1 ⁇ the coil FC1 ⁇ the switching element SST1 ⁇ the negative electrode of the power supply FP1”.
  • the switch element SST1 is switched from ON to OFF. With the switching, the parasitic capacitance of the switch element SST1 is charged. As a result, the drain voltage of the switch element SST1 increases. When the drain voltage exceeds the positive voltage (400 V) of the capacitor RV1, a forward voltage is applied to the first rectifier FR1. As a result, a forward current flows through the first rectifying element FR1.
  • the drain voltage of switch element SST1 has increased to about 401V.
  • the anode voltage is about 401V and the cathode voltage is 400V. Therefore, a forward voltage of about 1 V is applied to the first rectifier FR1. With the application of the forward voltage, the first rectifying element FR1 conducts a rectified current.
  • the switch element SST1 is switched from OFF to ON. With the switching, the drain voltage of the switch element SST1 decreases. As the drain voltage decreases, the anode voltage of the first rectifier FR1 also decreases. On the other hand, the voltage of the cathode of the first rectifier element FR1 is fixed at 400V. This is because the cathode of the first rectifier FR1 is connected to the positive electrode of the capacitor RV1. Therefore, as the drain voltage of the switch element SST1 decreases, a reverse voltage is applied to the first rectifier element FR1. As a result, a transient current flows through the first rectifier FR1.
  • the drain voltage of the switch element SST1 reaches about 0V. Further, the first rectifying element FR1 is in a state where a reverse voltage of 400 V is applied.
  • SST1 repeats ON / OFF with a 50% duty ratio at a driving frequency of 100 kHz (that is, a cycle of 10 ⁇ sec). For this reason, the forward voltage and the reverse voltage are alternately applied to the first rectifying element FR1 every 5 ⁇ sec.
  • FIG. 2 is a graph showing waveforms of each voltage and current in the rectifier circuit 1.
  • FIG. 2 shows four waveforms on a common time axis (horizontal axis). The horizontal axis of FIG. 2 shows the timings of the first to fourth steps described below.
  • RCV rectififier circuit voltage
  • RCI rectififier circuit current
  • PW1I primary winding current
  • SR1I second rectifier current
  • FIG. 3 is an enlarged graph of each graph in FIG. In FIG. 3, unlike FIG. 2, four waveforms are shown in one graph. In FIG. 3, the RCV protrudes from the upper end of the graph for convenience of enlarged display.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the paths of each current in the first to fourth steps. Specifically, FIGS. 4A to 4D show the paths of the currents in the first to fourth steps, respectively.
  • FIG. 4 the reference numerals of the respective elements shown in FIG. 1 are omitted as appropriate.
  • FIG. 4 the illustration of each element is simplified as compared with FIG.
  • a first step a step of applying a forward voltage to the rectifier circuit 1 to flow a rectified current through the rectifier circuit 1;
  • a second step a step of passing a current through the primary winding PW1 by turning on the switch element TT1;
  • a third step a step of supplying a current to the second rectifier SR1 and applying a first reverse voltage to the rectifier circuit by turning off the switch element TT1;
  • Fourth step a step of stopping the rectified current by applying a second reverse voltage to the rectifier circuit.
  • the magnitude of the current flowing through the second rectifier SR1 is smaller than the magnitude of the current flowing through the first rectifier FR1. This is because the second rectifier SR1 is connected in series to the secondary winding SW1. Specifically, the inductance of the secondary winding SW1 reduces the second rectifier current (SR1I). Since the second rectifying element current has a relatively small value, SR1I is not shown in FIG. 4A, unlike FIGS. 4C to 4D.
  • hird step-1 Pass current to the second rectifier
  • This current path of the SR1I can be described from another viewpoint.
  • RCI rectifified current
  • SR1I second rectifying element current
  • FIG. 4C The flow of two currents in opposite directions through the same path at the same timing means that the value of the two currents (current value) is subtracted in the path.
  • the current value of RCI is smaller than the current value of SR1I.
  • the RCI is offset by SR1I.
  • the first reverse voltage is a voltage generated by the second rectifying element current, no transient current is generated.
  • the “period during which an instantaneous reverse voltage is applied” can be regarded as a “period of 10% or less of the cycle at the drive frequency”. If the period is 10% or less of the above period, the influence of the application of the first reverse voltage on the circuit operation is small, so it can be regarded as instantaneous.
  • the duty period in which the switch element SST1 is ON is a period longer than 10% of the above cycle, and can be considered as a continuous period.
  • the switching frequency is 100 kHz (period: 10 ⁇ sec)
  • a period of 1 ⁇ sec or less can be said to be an instantaneous period.
  • a second reverse voltage is applied to the rectifier circuit 1.
  • the second reverse voltage is different from the first reverse voltage, and corresponds to a continuous reverse voltage (a general reverse voltage).
  • the second reverse voltage can be applied by turning on the switch element SST1.
  • a general reverse voltage including the second reverse voltage is generally referred to as a reverse voltage.
  • Various methods can be selected for applying the reverse voltage according to the type of the power supply circuit. What is necessary is just to apply a reverse voltage by the method according to various power supply circuits.
  • a transient current for charging the parasitic capacitance of the first rectifier FR1 is generated.
  • a transient current flows through a path indicated by RCI in FIG.
  • the transient current is reduced by the following “fourth step-2” and “fourth step-3” effects.
  • a current flows from the start of the fourth step in the path of “the positive electrode of the power supply FP1 ⁇ the coil FC1 ⁇ the switching element SST ⁇ the negative electrode of the power supply FP1”.
  • the current for charging the parasitic capacitance of the first rectifier element FR1 is not limited to the reverse RCI.
  • the SR1I generated in the third step also flows in the path for charging the parasitic capacitance of the first rectifying element FR1 in the fourth step (see (d) of FIG. 4). That is, the parasitic capacitance can be charged by SR1I and RCI.
  • the transient current (RCI in the reverse direction) has a value subtracted by the second rectifier current (SR1I). That is, the transient current can be effectively reduced as compared with the related art.
  • the reverse voltage continuously applied in the power supply circuit 10 is 400 V (a value determined by the capacitor RV1).
  • the rectifier circuit voltage (RCV) has increased. Therefore, the magnitude of the reverse voltage to be additionally applied (that is, the magnitude of the second reverse voltage) is a value (about 375 V) obtained by subtracting the first reverse voltage (about 25 V) from 400 V. For this reason, the transient current can be effectively reduced as compared with the related art.
  • transformer TR1 is provided as a member for storing magnetic energy in the second step. Therefore, it is necessary to prevent the current from flowing through the secondary winding SW1 during the period in which the PW1I flows. However, a current not intended by the designer of the rectifier circuit 1 due to a parasitic capacitance or the like is excluded.
  • FIG. 5 is a graph showing waveforms of a rectifier circuit voltage (hereinafter, RCVc) and a rectifier circuit current (hereinafter, RCIC) in the power supply circuit 10r (comparative example).
  • RCVc rectifier circuit voltage
  • RCIC rectifier circuit current
  • the transient current causes many losses in a high resistance portion in the path of the transient current.
  • the resistance of the switch element SST1 is the highest. This is because the switching element SST1 has not yet sufficiently transitioned to the ON state (low resistance state, ideally 0 ⁇ state) at the timing when the transient current flows.
  • the ON state low resistance state, ideally 0 ⁇ state
  • the loss is effectively reduced by employing various methods for reducing the amount of the transient current.
  • FIG. 6 is a graph schematically showing waveforms of the above-described PW1I, SR1I, RCI, and RCV.
  • the horizontal axis represents the time axis
  • the vertical axis represents the voltage or the current. Zero on the vertical axis indicates a zero level of voltage or current.
  • respective waveforms at the third step and the time around the third step are shown. Since the graph of FIG. 6 is a schematic diagram for explanation, detailed values are not set.
  • FIG. 6A is a diagram (reference diagram) for explaining an inappropriate operation in the rectifier circuit 1.
  • FIG. 6A inappropriate elements are collectively shown as one figure.
  • FIG. 6B is a diagram for explaining an improvement in the rectifier circuit 1.
  • FIG. 7 shows data in a case where each improvement point shown in FIG. 6B is applied in an actual operation of the rectifier circuit 1.
  • FIG. 7 is a graph showing the third step of FIG. 3 and its vicinity in an enlarged manner.
  • the value of SR1I (that is, the maximum value of SR1I) is larger than the value of RCI at the same time.
  • the parasitic capacitance of the first rectifying element FR1 can be charged using SR1I. That is, the first reverse voltage can be applied.
  • FRV in FIG. 6B indicates the magnitude of the first-stage voltage rise of the RCV. This FRV corresponds to the first reverse voltage.
  • a first reverse voltage of about 25 V is applied in the third step (for example, see RCV at the end of the third step).
  • the second reverse voltage is applied after the application of the first reverse voltage (FRV). Therefore, the magnitude of the second reverse voltage is a value (SRV) obtained by subtracting the first reverse voltage (FRV) from 400V. This SRV corresponds to the second reverse voltage. Since SRV is a voltage lower than 400 V, a transient current can be reduced.
  • the timing at which the second reverse voltage is applied may be difficult to determine in detail due to the presence of ringing of the parasitic component.
  • a detailed timing can be determined by focusing on the change in the RCI. Specifically, it can be seen that the RCI is rapidly attenuated in the CP of FIG. This sharp decay of the RCI is due to the fact that the voltage applied to the rectifier circuit has begun to change. Therefore, it can be said that the timing of CP in FIG. 6 is the timing at which the second reverse voltage is applied.
  • a period during which the second rectifying element current (SR1I) flows is a period (primary winding PW1) during which the primary winding current (PW1I) flows.
  • the conduction period of the primary winding PW1 is set to a relatively long time because it is a period for storing magnetic energy. Flowing a current through the second rectifying element SR1 for as long as the conduction period of the primary winding PW1 causes an increase in conduction loss.
  • the conduction period of the second rectifier SR1 is shorter than the conduction period of the primary winding PW1.
  • the conduction period of the second rectifier SR1 is less than 10 nsec, it becomes difficult to appropriately adjust the timing of applying the second reverse voltage to the rectifier circuit 1. It is preferable that the conduction period of the second rectifier SR1 be sufficiently shorter than the conduction period of the primary winding PW1, while keeping in mind that the conduction period is not set to less than 10 nsec.
  • the conduction period of the second rectifier SR1 is less than half the conduction period of the primary winding PW1.
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is set so that the third improvement point is satisfied. More preferably, the conduction period of second rectifier SR1 is preferably about 1/10 or less of the conduction period of primary winding PW1.
  • the conduction period of the primary winding PW1 is approximately 1.15 ⁇ sec
  • the conduction period of the second rectifier SR1 is approximately 85 nsec.
  • the conduction period of the second rectifier SR1 is set to about 7/100 of the conduction period of the primary winding PW1.
  • the number of turns of the secondary winding is smaller than that of the primary winding.
  • SR1I can be increased with respect to PW1I. That is, the conduction loss can be suppressed by reducing PW1I.
  • SR1I can be made larger than PW1I.
  • N1 is increased and the voltage of the secondary winding SW1 is constant, the voltage of the primary winding PW1 increases with the increase of N1. Therefore, in order to avoid destruction of the switching element TT1, it is not preferable to make N1 too large.
  • N1 is preferably equal to or less than three times N2. Further, in consideration of cost reduction of the rectifier circuit 1, N1 is more preferably equal to or less than twice N2.
  • the transient current is reduced by using the FRV (first reverse voltage) of about 25V.
  • FRV first reverse voltage
  • SRV second reverse voltage
  • the parasitic capacitance (hereinafter, Coss) of the first rectifying element FR1 changes depending on the voltage (eg, reverse voltage) applied to the first rectifying element FR1. Specifically, when the reverse voltage becomes 200 V or more, Coss becomes smaller. When the reverse voltage is 200 V or more, the voltage dependency of Coss decreases. On the other hand, when the reverse voltage is 50 V or less, Coss becomes large. In particular, when the reverse voltage is 5 V or less, Coss becomes extremely large.
  • FIG. 8 is a graph showing an example of the voltage dependency of Coss in the first rectifying element FR1.
  • An example of the voltage dependency of Coss as described above is as shown in FIG.
  • the horizontal axis of the graph in FIG. 8 indicates the drain-source voltage (hereinafter, VDS) of the first rectifying element FR1.
  • the vertical axis of the graph in FIG. 8 indicates Coss.
  • VDS can be considered as a reverse voltage applied to the first rectifier element FR1.
  • FRV be a predetermined voltage value of 5 V or more. Further, by setting the FRV to 50 V or more, more Coss can be charged. The SRV (second reverse voltage) can be reduced according to this charge amount, and the transient current can be reduced.
  • FIG. 12 is a graph showing the voltage dependence of Coss in each element.
  • the horizontal axis represents VDS of the first rectifying element FR1
  • the vertical axis represents Coss of each element.
  • the graph of FIG. 12 is a schematic diagram, and an accurate value is not set.
  • the legend “FR1” in FIG. 12 indicates Coss of the first rectifying element FR1.
  • the graph in FIG. 8 corresponds to FR1 in FIG.
  • the legend “SST1” in FIG. 12 indicates the Coss of the switch element SST1.
  • the switch element SST1 is the same GaN-HEMT as the first rectifier element FR1, and can take the same value of Coss as the first rectifier element FR1.
  • FR1SST1 The legend “FR1SST1” in FIG. 12 indicates the Coss obtained by summing the Coss of SST1 and the Coss of FR1 in each VDS.
  • the Coss charged and discharged by SR1I includes not only the first rectifying element FR1 but also the switch element SST1.
  • Charging energy Coss may be defined as 1 / 2CV 2.
  • C is Coss and V is VDS.
  • V is VDS.
  • 400400 V shown in FIG. 12 is a continuously applied reverse voltage, and the reverse voltage can be appropriately changed according to circuit specifications. Although the values of Coss of the rectifier element and the switch element are different for each component, the tendencies are substantially similar, and thus the above concept can be applied.
  • the FRV (first reverse voltage) is preferably in a range of 50% ⁇ 38% with respect to SRV (second reverse voltage). That is, the FRV is preferably in the range of 12% to 88% (more specifically, 12% or more and 88% or less) with respect to the SRV. Further, the FRV is preferably in the range of 50% ⁇ 30% with respect to the SRV. That is, the FRV is preferably in the range of 20% to 80% (more specifically, 20% or more and 80% or less) with respect to the SRV.
  • the value of the first reverse voltage changes with time.
  • the value of the first reverse voltage defined here indicates a value immediately before the second reverse voltage is applied. That is, the value of the first reverse voltage here is the magnitude of RCV at the end of the third step.
  • ⁇ Circle over (2) ⁇ Another method is to store magnetic energy in the transformer TR1 from the secondary winding SW1 side. Specifically, the amount of voltage drop (the magnitude of the voltage drop) of the first rectifier element FR1 generated by the forward current (positive RCI) flowing through the first rectifier element FR1 is determined by the start of conduction of the second rectifier element SR1. What is necessary is just to make it larger than the forward voltage at the time (the forward voltage of the second rectifier SR1 at the time when the conduction of the second rectifier SR1 starts).
  • the forward voltage at the time when the conduction of the second rectifier SR1 is started is 0.9V.
  • the amount of voltage drop of the first rectifying element FR1 is about 1V. Therefore, a voltage higher than the forward voltage at the time of starting conduction is applied to the second rectifier SR1. That is, the second rectifier SR1 can be made conductive. Therefore, a current can flow through the second rectifier SR1 and the secondary winding SW1.
  • SR1I of FIG. 2 Such a current is shown in SR1I of FIG. As shown in FIG. 2, about 3 A of SR1I flows in the latter half period of the first step. Therefore, at the start of the second step, PW1I having a size of about 2 A can be flowed from the beginning. This is because magnetic energy has already been stored in the transformer TR1 using the secondary winding SW1.
  • the first rectifier element FR1 can perform synchronous rectification. It is preferable that the timing of starting the synchronous rectification is set as the timing after the rectifier circuit current (rectified current) is conducted. For example, it is preferable to start synchronous rectification after a dead time of 50 nsec after the current flows through the rectifier circuit.
  • the timing of the end of the synchronous rectification is set as a timing before the current of the first rectifying element FR1 becomes 0 A.
  • the timing of synchronous rectification is determined according to the timing at which a rectified current flows.
  • the rectifier circuit 1 a plurality of current paths are formed. Therefore, it is preferable to determine the timing of the synchronous rectification in accordance with the timing at which the current flows through the first rectifying element FR1.
  • snubber circuit [Modification: addition of snubber circuit]
  • a snubber circuit is not provided in the rectifier circuit 1 for simplification of the description.
  • a known snubber circuit may be provided in the rectifier circuit 1 as appropriate.
  • the snubber circuit may be, for example, an RC snubber circuit or an RCD snubber circuit.
  • the snubber circuit may be an active snubber circuit (a snubber circuit using a transistor).
  • the first embodiment has exemplified the case where the first rectifying element FR1 is a cascode GaN-HEMT and the second rectifying element SR1 is a SiC-SBD.
  • the respective types of the first rectifier FR1 and the second rectifier SR1 are not particularly limited as long as they are included in the category of the rectifier.
  • the type of the switching element eg, the switching element TT1 is not particularly limited as long as it has a switching function.
  • FRD or SiC-SBD may be used as the first rectifying element FR1.
  • FRD or GaN-HEMT may be used as the second rectifier SR1.
  • GaN-HEMT is used as the second rectifier SR1, synchronous rectification is possible.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the power supply circuit 20 according to the second embodiment.
  • the rectifier circuit according to the second embodiment is referred to as a rectifier circuit 2.
  • the power supply TP1 of the rectifier circuit 1 is replaced with a power supply FP1. That is, in the power supply circuit 20, the input power supply (power supply FP ⁇ b> 1) of the step-up chopper also serves as the power supply of the rectifier circuit 2. According to this configuration, the total number of power supplies of the power supply circuit 20 can be reduced, which is advantageous in terms of cost.
  • switch elements TT2, TT3, and TT4 are provided instead of the switch element TT1 of the rectifier circuit 1.
  • the transformer of the rectifier circuit 2 is referred to as a transformer TR2 (transformer).
  • the primary winding and the secondary winding of the transformer TR2 are referred to as a primary winding PW2 and a secondary winding SW2, respectively.
  • the rectifier circuit 2 is a modification of the rectifier circuit 1 on the primary winding side.
  • Each of the switch elements TT2 to TT4 is connected to the primary winding PW2.
  • the switching elements TT2 to TT4 are the same switching elements as the switching element TT1. If necessary, the parameters of the switch elements TT2 to TT4 may be modified.
  • the black point side of the primary winding PW2 is connected to the source of the switching element TT3 and the drain of the switching element TT4.
  • the non-black point side of the primary winding PW2 is connected to the drain of TT2.
  • the positive electrode of the power supply FP1 is connected to the drain of the switching element TT3.
  • the negative electrode of the power supply FP1 is connected to the respective sources of the switching elements TT2 and TT4.
  • the rectifier circuit 2 in FIG. 9 is configured to prevent an excessive voltage from being applied to the switch element connected to the primary winding.
  • both the switching elements TT2 and TT3 are turned on in order to allow a current to flow through the primary winding PW2.
  • PW1I reaches a predetermined current value
  • switch element TT3 is turned off, and then switch element TT2 is turned off.
  • the rectifier circuit 2 does not necessarily need to be provided with the switch element TT4.
  • the following three advantages can be obtained by operating the switching element TT4 complementarily to the switching element TT3.
  • the gate drive power of the switch element TT3 can be supplied by the bootstrap circuit. Since the bootstrap circuit is inexpensive, the cost of the gate drive power supply can be reduced.
  • the voltage at the connection node between the switching elements TT3 and TT4 can be easily reduced to 0V. That is, the connection node can be easily grounded.
  • a return current caused by a leakage inductance (leakage inductance) of the primary winding PW2 flows through the switch element TT4 as a forward current, the voltage at the connection node becomes 0V.
  • one terminal of the primary winding PW2 can be reliably grounded by forcibly turning on the switch element TT4. Therefore, the voltage of the one terminal can be reliably maintained at 0V.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a power supply circuit 30 according to the third embodiment.
  • the rectifier circuit of the third embodiment is referred to as a rectifier circuit 3.
  • the power supply TP1 of the rectifier circuit 1 is replaced with a capacitor RV1. That is, the smoothing capacitor (capacitor RV1) of the boost chopper can be used as a power source for the rectifier circuit 3. According to this configuration, the total number of power supplies of the power supply circuit 30 can be reduced, which is advantageous in terms of cost.
  • switch elements TT5, TT6, and TT7 are provided instead of the switch element TT1 of the rectifier circuit 1.
  • the transformer of the rectifier circuit 3 is called a transformer TR3 (transformer).
  • the primary winding and the secondary winding of the transformer TR3 are referred to as a primary winding PW3 and a secondary winding SW3, respectively.
  • the rectifier circuit 3 is another modification of the rectifier circuit 1 on the primary winding side. Therefore, the rectifier circuit 3 can be said to be a modified example of the rectifier circuit 2.
  • the switch element TT5 of the rectifier circuit 3 plays the same role as the switch element TT2 of the rectifier circuit 2.
  • the switch elements TT6 and TT7 of the rectifier circuit 3 play the same role as the switch elements TT3 and TT4 of the rectifier circuit 2, respectively.
  • damage to the switch element TT5 can be prevented.
  • the rectifier circuit according to one embodiment of the present disclosure is applicable to any power supply circuit that requires a rectification function.
  • the power supply circuit include a step-up chopper circuit, a step-down chopper circuit, a bidirectional chopper circuit, an inverter circuit, a PFC circuit, and an isolated DC / DC converter.
  • FIG. 11 is a diagram showing a power supply device 100 including a power supply circuit 10 (a power supply circuit having the rectifier circuit 1). According to the rectifier circuit 1, the loss of the power supply circuit 10 / power supply device 100 can be reduced. Further, power supply device 100 includes control circuit 8. The control circuit 8 controls each part of the power supply circuit 10. More specifically, the control circuit 8 controls ON / OFF switching of each element provided in the power supply circuit 10. The first to fourth steps may be executed by the control circuit 8 controlling ON / OFF of each switch element provided in the power supply circuit 10.
  • the rectifier circuit according to the first aspect of the present disclosure is a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal, and is configured to output a positive voltage applied to the second terminal with respect to the first terminal.
  • the positive voltage applied to the first terminal with respect to the second terminal is defined as a forward voltage and the forward voltage is continuously applied
  • the second voltage is defined as
  • a forward rectifier circuit current flows from a terminal to the first terminal and the reverse voltage is continuously applied, the forward rectifier circuit current is interrupted, and the rectifier circuit is connected to the first terminal.
  • a second rectifying element a switch element connected to the primary winding, A primary winding current, which is a current flowing from the power supply to the primary winding, when the switch element is turned on, and the switch element is turned off. Then, a second rectifying element current, which is a current flowing from the secondary winding to the second rectifying element, flows, and the second rectifying element current flows, so that a first reverse direction, which is the instantaneous reverse voltage, is generated. A voltage is applied.
  • the inventor has found the above configuration based on the idea that “using a magnetic energy stored in a transformer to generate a reverse voltage leads to suppression of generation of a transient current”.
  • the first reverse voltage (instantaneous reverse voltage) can be generated by the second rectifying element current derived from magnetic energy.
  • the application of the first reverse voltage does not generate a transient current in the rectifier circuit.
  • the first reverse voltage is for causing a current component, which becomes a transient current, to flow through the internal path including the secondary winding, the second rectifier, and the first rectifier due to the magnetic energy. That is, the transient current hardly occurs on the external path of the rectifier circuit.
  • the magnitude of the second rectifier element current is equal to the magnitude of the rectifier circuit current at the same time. It is preferred that it is larger than that.
  • the parasitic capacitance of the first rectifier can be charged by the difference current between the second rectifier current and the rectifier circuit current.
  • the first reverse voltage can be generated.
  • the second reverse voltage that is the continuous reverse voltage is applied after the application of the first reverse voltage. Is preferred.
  • the first reverse voltage is an instantaneous reverse voltage derived from magnetic energy. Therefore, it is difficult to continuously apply the reverse voltage only with the first reverse voltage. Therefore, as in the above configuration, by applying the second reverse voltage following the application of the first reverse voltage, the reverse voltage can be continuously applied.
  • the conduction period of the second rectifying element is shorter than the conduction period of the primary winding.
  • the conduction period of the primary winding (the period during which the primary winding current flows through the primary winding) is a period for accumulating an appropriate amount of magnetic energy in the transformer. For this reason, the conduction period of the primary winding needs to be set to a certain length.
  • the conduction period of the second rectifier (the period in which the second rectifier current flows through the second rectifier) is a period for discharging the stored magnetic energy from the transformer. Therefore, unlike the conduction period of the primary winding, the conduction period of the second rectifier element current does not need to be set long. Rather, if the conduction period of the second rectifier current is set to be long, useless conduction loss is increased. Thus, by setting the conduction period of the second rectifier current to be shorter than the conduction period of the primary winding as in the above configuration, conduction loss can be reduced.
  • the number of turns of the secondary winding is preferably smaller than the number of turns of the primary winding.
  • the second rectifier element current while reducing the primary winding current. Therefore, the first reverse voltage can be effectively generated by increasing the second rectifier current. In addition, the conduction loss can be reduced by reducing the primary winding current.
  • the rectifier circuit in any one of Aspects 1 to 5, after the magnitude of the first reverse voltage reaches a predetermined voltage value of 5 V or more, the rectifier circuit may be configured to continuously output the first reverse voltage.
  • a second reverse voltage which is a reverse voltage, is applied.
  • the second reverse voltage can be applied after the first reverse voltage of 5 V or more is applied. Therefore, the transient current can be effectively reduced.
  • the magnitude of the first reverse voltage is a magnitude of the second reverse voltage that is the continuous reverse voltage. It is preferably 12% or more and 88% or less.
  • the first reverse voltage can be applied in a range where magnetic energy can be effectively used. Therefore, the transient current can be effectively reduced.
  • the voltage drop of the first rectifier element caused by the forward rectifier circuit current flowing through the first rectifier element Is preferably larger than the magnitude of the forward voltage of the second rectifier at the time when the conduction of the second rectifier starts.
  • the second rectifying element when a forward rectifier circuit current is flowing, a voltage higher than the forward voltage at the time of starting conduction is applied to the second rectifier. That is, the second rectifying element can be made conductive. Therefore, current can flow through the second rectifying element and the secondary winding, so that magnetic energy can be stored in the secondary winding. This magnetic energy can also be used to apply the first reverse voltage.
  • the power supply device include the rectifier circuit according to any one of aspects 1 to 8 described above.
  • a method for driving a rectifier circuit according to aspect 10 of the present disclosure is a method for driving a rectifier circuit for driving a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal, wherein the rectifier circuit includes the first terminal
  • the positive voltage applied to the second terminal is referred to as a forward voltage when reference is made, and the positive voltage applied to the first terminal is referred to as a reverse voltage when referred to the second terminal.
  • a forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal, and when the reverse voltage is continuously applied,
  • the rectifier circuit current in the direction is interrupted, the rectifier circuit includes a first rectifier element connected to the first terminal and the second terminal, and a transformer having a primary winding and a secondary winding.
  • a second rectifier element Connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding.
  • a second rectifier element Connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding.
  • a second rectifier element Connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding.
  • a second rectifier element Connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding.
  • a second rectifier element Connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding.
  • the driving method includes applying the forward voltage.
  • a first step of flowing the rectifier circuit current in the forward direction and after the first step, turning on the switch element to flow a primary winding current that is a current flowing from the power supply to the primary winding.
  • a second rectifier element current By turning off the switch element after the second step and the second step, a second rectifier element current, which is a current flowing from the secondary winding to the second rectifier element, flows, and is instantaneous.

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Abstract

整流回路における過渡電流を効果的に低減する。整流回路（１）では、第１端子（ＦＴ１）と第２端子（ＳＴ１）との間に第１整流素子（ＦＲ１）が設けられている。整流回路（１）では、スイッチ素子（ＴＴ１）がＯＮされた場合に、電源（ＴＰ１）からトランス（ＴＲ１）の１次巻線（ＰＷ１）に１次巻線電流が流れる。スイッチ素子（ＴＴ１）がＯＦＦされた場合に、トランス（ＴＲ１）の２次巻線（ＳＷ１）から第２整流素子（ＳＲ１）に第２整流素子電流が流れる。第２整流素子電流を流すことによって、第１端子（ＦＴ１）と第２端子（ＳＴ１）との間に、瞬時的な逆方向電圧である第１逆方向電圧が印加される。

Description

整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法
　以下の開示は、整流回路に関する。
　電源回路に設けられる整流回路には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor，金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）またはＦＲＤ（First Recovery Diode，ファースト・リカバリ・ダイオード）等の整流素子が使用される。このような整流素子は、ＰＮ接合を有するダイオードを含んでいる。
　このため、整流素子に逆方向に電圧を印加すると、ＰＮ接合に蓄積された電荷が、過渡電流として当該整流素子を流れる。この過渡電流は、逆回復電流とも称される。過渡電流は、電源回路における損失を発生させる。
　特許文献１および２にはそれぞれ、過渡電流を低減することを一目的とした回路が開示されている。例えば、特許文献１に開示された回路では、過渡電流を低減するために、半導体スイッチング素子に並列接続されたダイオードとトランスとが設けられている。特許文献２にも、特許文献１と同様の回路が開示されている。
日本国公開特許公報「特開２０１１－３６０７５号公報」 日本国公開特許公報「特開２０１３－１９８２９８号公報」
　但し、後述するように、整流回路における過渡電流を低減するための工夫については、なお改善の余地がある。本開示の一態様の目的は、整流回路における過渡電流を効果的に低減することにある。
　上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、上記第２整流素子電流を流すことによって、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧が印加される。
　また、上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係る整流回路の駆動方法は、第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、上記整流回路では、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記駆動方法は、上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流し、かつ、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧を印加する第３工程と、上記第３工程の後に、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる。
　本開示の一態様に係る整流回路によれば、整流回路における過渡電流を効果的に低減できる。また、本開示の一態様に係る整流回路の駆動方法によっても、同様の効果を奏する。
実施形態１の電源回路の回路構成を示す図である。 各電圧・電流の波形を示す図である。 図２の各グラフを拡大表示した図である。 （ａ）～（ｄ）はそれぞれ、第１～第４工程における各電流の経路を示す図である。 比較例の電源回路における、整流回路電圧および整流回路電流の波形を示す図である。 （ａ）は実施形態１の整流回路における不適切な動作を説明するための参考図であり、（ｂ）は当該整流回路における改良点を説明するための図である。 実施形態１の整流回路の実際の動作において、図６の（ｂ）に示される各改良点が適用された場合の各波形を示す図である。 第１整流素子における寄生容量の電圧依存性を例示する図である。 実施形態２の電源回路の回路構成を示す図である。 実施形態３の電源回路の回路構成を示す図である。 実施形態４の電源装置を示す図である。 各素子における寄生容量の電圧依存性を例示する図である。
　〔実施形態１〕
　実施形態１の整流回路１について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
　（整流回路１の一目的）
　上述の通り、ＰＮ接合を有する整流素子には、過渡電流が流れる。一方で、ＰＮ接合を有しない化合物半導体によって構成される整流素子の例としては、ＳｉＣ－ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode，ショットキーバリアダイオード）またはＧａＮ－ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor，高電子移動度トランジスタ）等が挙げられる。当該整流素子では、ＰＮ接合に由来する過渡電流は発生しない。
　しかしながら、当該整流素子には、寄生容量が存在している。それゆえ、当該整流素子に対して、電流を停止させる向きの電圧を印加した場合、寄生容量を充電する電流が、過渡電流として流れる。整流回路１は、過渡電流を低減させることを目的として、本願の発明者（以下、発明者）によって新たに創作された。
　（用語の定義）
　整流回路１の説明に先立ち、本明細書では、以下の通り各用語を定義する。
　「順方向電圧」：整流素子を導通させるための電圧。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードに順方向電圧を印加することにより、当該ダイオードに順方向電流が流れる。
　別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。つまり、整流素子が、ゲート（ゲート端子）、ソース（ソース端子）、およびドレイン（ドレイン端子）を有する場合を考える。この場合、順方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ（ゲートが閾値電圧未満）時に、ドレインを基準としてソースに正の電圧を印加した場合に、当該整流素子が導通する電圧」を意味する。例えば、ＧａＮ－ＨＥＭＴは、カスコード型であってもよいし、ｅ－ｍｏｄｅ（ノーマリｏｆｆ）型であってもよい。
　また、本明細書では、特に定義されない限り、順方向電圧とは、継続的に印加される順方向電圧のことを指す。例えば、デューティ期間における順方向電圧が、継続的に印加される順方向電圧に該当する。寄生成分等によって発生するノイズ等の瞬時電圧は、継続的に印加される順方向電圧に該当しない。
　なお、順方向電圧とは、整流回路の第１端子（後述）を基準として、当該整流回路の第２端子（後述）に印加される正の電圧とも表現できる。当該電圧が継続的に印加されたことに伴って、整流回路に流れる電流を、整流回路の順方向電流と称する。以下に述べるように、順方向電流は整流電流と称されてもよい。
　「逆方向電圧」：整流素子を導通させないための電圧。逆方向電圧が当該整流素子に印加された場合には、順方向電流が流れない。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードに逆方向電圧を印加することにより、当該ダイオードに順方向電流を流さないようにできる。
　別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。この場合、逆方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ（ゲートが閾値電圧未満）時に、ソースを基準としてドレインに印加される正の電圧」を意味する。当該整流素子に逆方向電圧を印加した場合、当該整流素子に主要な電流を流さないことができる。
　また、特に定義されない限り、逆方向電圧とは、継続的に印加される逆方向電圧のことを指す。例えば、デューティ期間における逆方向電圧が、継続的に印加される逆方向電圧に該当する。本明細書において、後述する「第２逆方向電圧」は、継続的な逆方向電圧である。これに対して、後述する「第１逆方向電圧」は、瞬時的な逆方向電圧であるため、一般的な逆方向電圧（継続的な逆方向電圧）と区別して考える。
　なお、逆方向電圧とは、第２端子を基準として、第１端子に印加される正の電圧とも表現できる。当該電圧が継続的に印加された場合、整流回路には順方向電流が流れない。
　「過渡電流」：（ｉ）逆回復電流、および、（ｉｉ）整流素子の寄生容量に起因する充電電流、を総称的に意味する。つまり、過渡電流とは、整流素子に逆方向電圧を印加した場合に発生する、過渡的な電流を意味する。過渡電流の量（大きさ）は、「寄生容量が多くなる」、「逆回復電流が増加する」、および「逆方向電圧が高くなる」等の場合に増加する。この過渡電流によって、回路内で損失が発生する。図１の整流回路１では、後述するＩＲ１・ＩＲ２によって、過渡電流を測定できる。
　「整流機能」：ある方向（一方向）に流れる電流のみを通過（導通）させ、当該方向とは逆方向の電流を通過させない（遮断する）機能。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードは、（ｉ）順方向電流を導通させ、（ｉｉ）逆方向電流を遮断する。ダイオードのこの機能は、整流機能の一例である。
　別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。この場合、当該整流素子は、ゲートＯＦＦ時において、（ｉ）ソースからドレインへと電流を導通させ、（ｉｉ）ドレインからソースに向かう電流を遮断する。整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合、整流機能に関しては、（ｉ）ソースをダイオードのアノード（アノード端子）に、（ｉｉ）ドレインをダイオードのカソード（カソード端子）に、それぞれ置き換えて考えることができる。従って、後述の整流素子に関する説明では、便宜上、ソース・ドレインという文言に替えて、アノード・カソードという文言を適宜用いる。
　「整流素子」：整流機能を有する素子を、総称的に意味する。上述のダイオード、ＭＯＳＦＥＴ、およびＧａＮ－ＨＥＭＴはいずれも、整流素子の一例である。整流素子がダイオードの場合には、（ｉ）カソードは整流回路の第１端子に接続され、（ｉｉ）アノードは整流回路の第２端子に接続される。なお、本明細書における「接続」は、特に明示されない限り「電気的な接続」を意味するものとする。
　なお、（ｉ）カソードと第１端子との接続、および、（ｉｉ）アノードと第２端子との接続には、必要に応じて、素子（トランスの巻線も含む）を介在させてもよい。
　「整流電流」：整流素子または整流回路を流れる順方向電流。図１の整流回路１では、ＩＲ１およびＩＲ２によって、整流電流を測定できる。
　「スイッチ機能（スイッチング機能）」：素子のゲートのＯＮ／ＯＦＦのみによって、素子のドレインからソースに向けて電流が流れるか否かを切り替える機能。スイッチ機能を有する素子を、スイッチ素子（スイッチング素子）と称する。ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor，絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等が、スイッチ素子に該当する。
　（整流回路の整流機能についての説明）
　本開示の一態様に係る整流回路の基本的な動作について説明する。また、当該整流回路には、本明細書において説明を省略した付加的な機能を追加することもできる。例えば、当該整流回路には、同期整流機能が追加されてよい。本開示の一態様に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する。第１端子と第２端子とについては、以下の２つの条件が成立する。
　（条件１）第１端子を基準として第２端子に正の電圧が印加された場合（つまり、順方向電圧が印加された場合）に、当該整流回路に整流電流（順方向電流）が流れる。条件１は、ダイオードの順方向特性と等価である。例えば、１Ｖ程度の低い順方向電圧を印加することで、所定の大きさの順方向電流（例：１Ａ～１００Ａのオーダ）を流すことができる。順方向電流の大きさは、回路に設けられる各素子（例：コイル）の電流値等に大きく影響される。
　（条件２）第２端子を基準として第１端子に正の電圧が印加された場合（つまり、逆方向電圧が印加された場合）に、当該整流回路において上記整流電流を遮断できる。条件２は、ダイオードの逆方向特性と等価である。例えば、４００Ｖ程度の逆方向電圧を印加しても、わずかな大きさの逆方向電流（例：１ｎＡ～１μＡのオーダ）しか流れない。当然ながら、整流回路の各素子の耐圧特性を越える高い電圧については、除外して考える。
　このように、本開示の一態様に係る整流回路における第１端子・第２端子間の特性は、ダイオードにおけるアノード・カソード間の特性と等価である。具体的には、第１端子がカソードと等価であり、第２端子がアノードと等価である。
　本開示の一態様に係る整流回路は、第１整流素子（例：ＦＲ１）および第２整流素子（例：ＳＲ１）を備えている。一例として、第１整流素子がＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ-ＨＥＭＴ、ＩＧＢＴにダイオードが逆並列接続された素子の場合、整流回路自体をスイッチ素子として利用することもできる。この場合、当該整流回路を、例えば、双方向チョッパ回路、インバータ回路、またはトーテムポールＰＦＣ（Power Factor Correction，力率改善）回路に適用できる。
　（電源回路１０の概要）
　図１は、電源回路１０の回路構成を示す図である。電源回路１０は、整流回路１を含む（後述の図１１も参照）。一例として、電源回路１０は、昇圧チョッパ回路である。整流回路１は、電源回路１０の整流部として役割を果たす。電源回路１０は、公知の電源回路の整流部を、整流回路１に置き換えた構成である。なお、以下に述べる各数値は、単なる一例であることに留意されたい。はじめに、整流回路１を除いた、電源回路１０の主要な構成要素について述べる。
　（電源回路１０の概要：入力部）
　電源回路１０は、入力部として、電源ＦＰ１とコイルＦＣ１とを備える。電源ＦＰ１は、電源回路１０（昇圧チョッパ回路）の入力用電源である。電源ＦＰ１の電圧（入力電圧）は、２００Ｖである。図１に示される回路記号の（＋）側が、電源ＦＰ１の正極を示す。電源ＦＰ１の正極の電圧（より厳密には、電位）は、２００Ｖである。回路記号の（－）側が、電源ＦＰ１の負極を示す。電源ＦＰ１の負極の電圧は、０Ｖである。
　コイルＦＣ１は、電源回路１０の昇圧コイルである。以下、コイルＦＣ１に流れる電流を、コイル電流と称する。電源回路１０の定常状態（以下、単に定常状態）において、コイル電流の平均値は、１４Ａである。コイルＦＣ１のインダクタンスは、５００μＨである。
　（電源回路１０の概要：出力部）
　電源回路１０は、出力部として、負荷ＲＳ１とコンデンサＲＶ１とを備える。負荷ＲＳ１は、電源回路１０の出力側に接続される負荷である。定常状態において、負荷ＲＳ１は、約２８００Ｗの電力を消費する。
　コンデンサＲＶ１は、出力側の平滑コンデンサである。コンデンサＲＶ１の正極は、図１の紙面の上側の電極である。定常状態において、出力部の正極（つまり、コンデンサＲＶ１の正極）の電圧は、４００Ｖである。このように、電源回路１０は、出力電圧が、入力電圧の２倍となるように設計されている。コンデンサＲＶ１の静電容量は、３．３ｍＦである。
　（電源回路１０の概要：スイッチ部）
　電源回路１０は、スイッチ部として、スイッチ素子ＳＳＴ１を備える。スイッチ素子ＳＳＴ１は、コイルＦＣ１を励磁し、かつ、コイル電流を増加させるためのスイッチとしての役割を果たす。定常状態では、スイッチ素子ＳＳＴ１は、５０％のデューティ比でＯＮする。スイッチ素子ＳＳＴ１の駆動周波数は、１００ｋＨｚである。このため、整流回路１には、５０％のデューティ比で、順方向電圧と逆方向電圧とが交互に印加される。
　図１の例では、スイッチ素子ＳＳＴ１は、第１整流素子ＦＲ１と同様の素子である。スイッチ素子ＳＳＴ１は、ゲートがＯＮされた場合に、ドレイン側からソース側へ電流を流す。また、スイッチ素子ＳＳＴ１は、ゲートがＯＦＦされた場合に、当該電流を遮断する。
　（電源回路１０の概要：整流回路１）
　続いて、整流回路１の各部について述べる。整流回路１は、第１整流素子ＦＲ１、第２整流素子ＳＲ１、トランスＴＲ１（変圧器）、スイッチ素子ＴＴ１、電源ＴＰ１、第１端子ＦＴ１、および第２端子ＳＴ１を備える。
　「第１整流素子ＦＲ１」は、上述の第１整流素子の一例である。第１整流素子ＦＲ１は、高耐圧ＧａＮ－ＨＥＭＴが、低耐圧Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴにカスコード接続された整流素子である。このようなＧａＮ－ＨＥＭＴは、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとも称される。図１の例では、ＭＯＳＦＥＴと同じ回路記号を用いて、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴを表す。
　カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとＭＯＳＦＥＴとは、同様の整流機能を示す。さらに、同期整流が可能である点についても、両者は共通している。しかし、発生する過渡電流の大きさは、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとＭＯＳＦＥＴとで異なる。
　第１整流素子ＦＲ１として使用されるカスコードＧａＮ－ＨＥＭＴの逆方向耐圧は、６５０Ｖである。また、当該カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴのオン抵抗は、５０ｍΩである。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、短時間であれば比較的高い電圧に耐えることができる。このため、当該カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴは、１μｓｅｃ（秒）以内であれば、８００Ｖまでの電圧に耐えうる。
　「第２整流素子ＳＲ１」は、上述の第２整流素子の一例である。図１の例では、第２整流素子ＳＲ１は、ＳｉＣ－ＳＢＤである。第２整流素子ＳＲ１の耐圧は、６５０Ｖである。また、第２整流素子ＳＲ１の導通開始時点における、当該第２整流素子ＳＲ１の順方向電圧は、０．９Ｖである。第２整流素子ＳＲ１に順方向電流が流れている場合の、当該第２整流素子ＳＲ１の抵抗は５０ｍΩである。第２整流素子ＳＲ１は、以下に述べる２次巻線ＳＷ１を介して、第１整流素子ＦＲ１と並列に接続されている。
　「トランスＴＲ１」は、１次巻線ＰＷ１および２次巻線ＳＷ１を備える。１次巻線ＰＷ１の巻数は、９ターンである。１次巻線ＰＷ１のインダクタンスは、１．６μＨである。１次巻線ＰＷ１の抵抗は、１０ｍΩである。１次巻線ＰＷ１のインダクタンスは、励磁インダクタンスとも称される。トランスＴＲ１は、１次巻線ＰＷ１にエネルギーを蓄積できる。２次巻線ＳＷ１の巻数は、６ターンである。２次巻線ＳＷ１の抵抗は、７ｍΩである。
　「スイッチ素子ＴＴ１」は、１次巻線ＰＷ１に接続されている。スイッチ素子ＴＴ１は、第１整流素子ＦＲ１と同様の素子である。但し、スイッチ素子ＴＴ１も、スイッチ素子ＳＳＴ１と同様に、あくまでスイッチとして使用されている。
　「各素子のゲート端子」は、全て制御回路に接続されている。具体的には、電源回路１０に設けられる各整流素子およびスイッチ素子に備わるゲート端子（ゲート）は、後述の制御回路８（制御装置）（図１等では不図示，図１１を参照）に接続されている。各ゲートのＯＮ／ＯＦＦの切り替えは、制御回路８によって実行される。この点については、実施形態２以降についても同様である。
　「電源ＴＰ１」は、１次巻線ＰＷ１に接続されている。電源ＴＰ１の電圧は、１５Ｖである。図１に示される回路記号の（＋）側が、電源ＴＰ１の正極を示す。電源ＴＰ１の正極の電圧は、１５Ｖである。回路記号の（－）側が、電源ＴＰ１の負極を示す。電源ＴＰ１の負極の電圧は、０Ｖである。
　「第１端子ＦＴ１」は、上述の第１端子の一例である。整流回路１では、第１端子ＦＴ１を基準として、第１整流素子ＦＲ１側の経路と２次巻線ＳＷ１側の経路とに、経路が分岐されている。第１端子ＦＴ１は、第２整流素子ＳＲ１のカソードに接続されている。そして、第１端子ＦＴ１は、第２整流素子ＳＲ１を介して、２次巻線ＳＷ１に接続されている。また、第１端子ＦＴ１は、第１整流素子ＦＲ１のカソードに接続されている。そして、第１端子ＦＴ１は、第１整流素子ＦＲ１を介して、第２端子ＳＴ１に接続されている。
　「第２端子ＳＴ１」は、上述の第２端子の一例である。整流回路１では、第２端子ＳＴ１を基準として、第１整流素子ＦＲ１側の経路と２次巻線ＳＷ１側の経路とに、経路がさらに分岐されている。第２端子ＳＴ１は、２次巻線ＳＷ１に接続されている。そして、第２端子ＳＴ１は、２次巻線ＳＷ１を介して、第２整流素子ＳＲ１のアノードに接続されている。また、第２端子ＳＴ１は、（ｉ）第１整流素子ＦＲ１のアノード、および、（ｉｉ）スイッチ素子ＳＳＴ１のドレインに、それぞれ接続されている。
　図１の例では、第１端子ＦＴ１側に第２整流素子ＳＲ１が配置されており、かつ、第２端子ＳＴ１側に２次巻線ＳＷ１が配置されている。但し、このような配置は、単なる一例にすぎない。本開示の一態様に係る整流回路では、第２整流素子ＳＲ１と２次巻線ＳＷ１との位置が逆転されてもよい。
　「ＩＲ１およびＩＲ２」は、電流測定部を示す。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２は、整流回路の整流電流が測定できる部分を示している。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２は、電流センサではないことに留意されたい。本明細書において述べる整流電流の測定結果は、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２における測定の結果である。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２とでは、どちらも同じ電流値が観測される。整流電流は、任意の電流センサによって測定可能である。つまり、整流電流の測定方法は、任意である。例えば、ホール素子型電流センサ、ＣＴ（Current Transformer）センサ、ロゴスキーコイル・シャント抵抗方式等が利用可能である。本明細書では、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２における電流測定の向き（検出方向）は、第２端子ＳＴ１から第１端子ＦＴ１に向かう方向に流れる電流を正とする。過渡電流も、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２において測定可能である。この過渡電流は、瞬時的な負の電流として測定される。
　（比較例の昇圧チョッパ回路の構成と基本動作（１～３））
　以下、比較例の昇圧チョッパ回路として、従来の昇圧チョッパ回路を考える。比較例の昇圧チョッパ回路を、電源回路１０ｒと称する。電源回路１０ｒは、電源ＦＰ１、コイルＦＣ１、スイッチ素子ＳＳＴ１、第１整流素子ＦＲ１、コンデンサＲＶ１、および負荷ＲＳ１を備える。
　電源回路１０ｒでは、整流回路は、第１整流素子ＦＲ１のみによって構成されている。電源回路１０ｒの説明においては、電源回路１０との対比のために、第１整流素子ＦＲ１を整流回路と称する。以下、電源回路１０ｒの動作、および、電源回路１０ｒの整流回路における逆方向電圧と過渡電流の関係について詳細に述べる。
　（１）
　まず、スイッチ素子ＳＳＴ１のＯＮ期間では、当該スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧、および、第１整流素子ＦＲ１のアノード電圧が、約０Ｖとなる。第１整流素子ＦＲ１のカソードは、コンデンサＲＶ１の正極（電圧４００Ｖ）に接続されている。このため、第１整流素子ＦＲ１には、４００Ｖの逆方向電圧が印加されている。
　コイルＦＣ１の一方の端子は、電源ＦＰ１の正極（電圧２００Ｖ）に接続されている。コイルＦＣ１のもう一方の端子は、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン（約０Ｖ）に接続されている。このため、コイルＦＣ１には、約２００Ｖの電圧が印加されている。コイルＦＣ１に電圧が印加されていることにより、時間の経過とともに、コイル電流が増加する。当該コイル電流は、「電源ＦＰ１の正極→コイルＦＣ１→スイッチ素子ＳＳＴ１→電源ＦＰ１の負極」という経路を辿る。
　（２）
　続いて、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＮからＯＦＦに切り替える。当該切り替えに伴って、スイッチ素子ＳＳＴ１の寄生容量が充電される。その結果、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が上昇する。当該ドレイン電圧がコンデンサＲＶ１の正極の電圧（４００Ｖ）を越えた場合、第１整流素子ＦＲ１に順方向電圧が印加される。その結果、第１整流素子ＦＲ１に順方向電流が流れる。
　一例として、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が約４０１Ｖまで増加した場合を考える。この場合、第１整流素子ＦＲ１において、アノード電圧は約４０１Ｖであり、カソード電圧は４００Ｖである。このため、第１整流素子ＦＲ１には、約１Ｖの順方向電圧が印加される。当該順方向電圧の印加に伴って、第１整流素子ＦＲ１は、整流電流を導通させる。
　（３）
　続いて、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＦＦからＯＮに切り替える。当該切り替えに伴って、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が低下する。当該ドレイン電圧の減少に伴い、第１整流素子ＦＲ１のアノード電圧も低下する。一方、第１整流素子ＦＲ１のカソードの電圧は、４００Ｖのまま固定されている。第１整流素子ＦＲ１のカソードは、コンデンサＲＶ１の正極に接続されているためである。このため、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧の低下に伴い、第１整流素子ＦＲ１には、逆方向電圧が印加される。その結果、第１整流素子ＦＲ１に過渡電流が流れる。
　過渡電流が流れ終わると、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧は、約０Ｖに至る。また、第１整流素子ＦＲ１は、４００Ｖの逆方向電圧が印加された状態となる。
　ＳＳＴ１は、駆動周波数１００ｋＨｚ（つまり、周期１０μｓｅｃ）において、５０％のデューティ比によってＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このため、第１整流素子ＦＲ１には、５μｓｅｃ毎に、順方向電圧と逆方向電圧とが交互に印加される。
　（整流回路１の動作の一例）
　図２～図４を参照し、整流回路１の動作の一例について説明する。図２は、整流回路１における各電圧・電流の波形を示すグラフである。図２は、４つの波形を共通の時間軸（横軸）のもとに示している。また、図２の横軸には、以下に述べる第１～第４工程のタイミングが示されている。
　図２に示される各電圧・電流は、
　　・「ＲＣＶ」（整流回路電圧）：第２端子ＳＴ１を基準として、第１端子ＦＴ１に印加される電圧；
　　・「ＲＣＩ」（整流回路電流）：第２端子ＳＴ１から第１端子ＦＴ１に流れる電流；
　　・「ＰＷ１Ｉ」（１次巻線電流）：電源ＴＰ１から１次巻線ＰＷ１に流れる電流；
　　・「ＳＲ１Ｉ」（第２整流素子電流）：第２整流素子ＳＲ１の順方向電流；
の通りである。
　図３は、図２の各グラフを拡大表示したグラフである。図３では、図２とは異なり、４つの波形が１つのグラフに示されている。なお、図３では、拡大表示の便宜上、ＲＣＶがグラフの上端からはみ出している。
　図４は、第１～第４工程における各電流の経路について説明するための図である。具体的には、図４の（ａ）～（ｄ）はそれぞれ、第１～第４工程における各電流の経路を示す。図示の便宜上、図４では、図１に付された各素子の符号を適宜省略している。また、図４では、図１に比べて各素子の図示を簡略化している。
　（整流回路１の駆動方法：第１工程～第４工程およびトランスの接続）
　整流回路１の駆動方法（制御方法）では、以下の４つの工程が、この順に実行される。以下では、各工程について、具体的に述べる。
　　・第１工程：整流回路１に順方向電圧を印加することにより、当該整流回路１に整流電流を流す工程；
　　・第２工程：スイッチ素子ＴＴ１をＯＮすることにより、１次巻線ＰＷ１に電流を流す工程；
　　・第３工程：スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることにより、第２整流素子ＳＲ１に電流を流し、かつ、整流回路に第１逆方向電圧を印加する工程；
　　・第４工程：整流回路に第２逆方向電圧を印加することにより、整流電流を停止させる工程。
　（第１工程）
　第１工程の前には、コイルＦＣ１からスイッチ素子ＳＳＴ１に向けて電流が流れている。そこで、第１工程では、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＦＦすることにより、コイルＦＣ１に起電圧を発生させる。当該起電圧によって、整流回路１に約１Ｖの順方向電圧を印加できる。その結果、整流回路１に整流電流（順方向のＲＣＩ）を流すことができる。ＲＣＩは、図４の（ａ）に示された経路を流れる。
　なお、第１工程では、第２整流素子ＳＲ１に流れる電流の大きさは、第１整流素子ＦＲ１に流れる電流の大きさと比較すると少ない。第２整流素子ＳＲ１は、２次巻線ＳＷ１に直列接続されているためである。具体的には、２次巻線ＳＷ１のインダクタンスが、第２整流素子電流（ＳＲ１Ｉ）を少なくする。この第２整流素子電流は、比較的小さい値であるため、図４の（ａ）では、図４の（ｃ）～（ｄ）とは異なり、ＳＲ１Ｉが図示されていない。
　（第２工程）
　整流回路１に整流電流を流した後に、スイッチ素子ＴＴ１をＯＮする。このスイッチ素子ＴＴ１をＯＮすることによって、ＰＷ１Ｉを発生させることができる。ＰＷ１Ｉは、図４の（ｂ）に示された経路を流れる。第２工程において、ＰＷ１Ｉは、時間の経過に伴って、ほぼ線形的に増加する。
　（第３工程－１：第２整流素子に電流を流す）
　第２工程に続いて、スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることで、ＰＷ１Ｉは停止する。つまり、ＰＷ１Ｉは約０Ａとなる。ＰＷ１Ｉの停止に伴って、ＳＲ１Ｉを流すことができる。ＳＲ１Ｉは、図４の（ｃ）に示された経路を流れる。
　ＳＲ１Ｉのこの電流経路については、他の視点で説明することも可能である。特に、図４の（ｃ）における第１整流素子ＦＲ１に着目し、当該第１整流素子ＦＲ１に流れる電流について説明する。図４の（ｃ）では、ＲＣＩ（整流電流）（同図では、第１整流素子ＦＲ１の位置において上向き）とＳＲ１Ｉ（第２整流素子電流）（同図では、第１整流素子ＦＲ１の位置において下向き）とが、ともに図示されている。同タイミングで同じ経路に互いに逆方向の２つの電流が流れることは、当該経路において当該２つの電流の値（電流値）の差し引きが生じることを意味する。図４の（ｃ）の例では、ＲＣＩの電流値は、ＳＲ１Ｉの電流値よりも小さい。このため、ＲＣＩは、ＳＲ１Ｉによって相殺される。
　（第３工程－２：第１逆方向電圧を印加）
　さらにに、相殺後の差分電流について説明する。図４の（ｃ）では、相殺後の差分電流である第２整流素子電流（ＳＲ１Ｉ）の向きは、第１整流素子ＦＲ１の位置において下向きである。つまり、ＳＲ１Ｉは、第１整流素子ＦＲ１の順方向に対して逆方向の電流である。このため、第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を、相殺後の差分電流によって充電できる。この充電によって、第１整流素子ＦＲ１に瞬時的な逆方向電圧（すなわち、第１逆方向電圧）を印加できる。なお、第１逆方向電圧とは、第３工程において、第２整流素子電流を流すことによって生じる、瞬時的な逆方向電圧とも表現できる。
　この第１逆方向電圧は、第２整流素子電流によって発生する電圧であるため、過渡電流を発生させることはない。
　一例として、「瞬時的な逆方向電圧が印加される期間」（瞬時的な期間）は、「駆動周波数における周期の１０％以下の期間」とみなすことができる。上記周期の１０％以下の期間であれば、第１逆方向電圧の印加が回路動作に与える影響が小さいため、瞬時的とみなすことができる。これに対して、スイッチ素子ＳＳＴ１がＯＮしているデューティ期間は、上記周期の１０％よりも長い期間であるため、継続的な期間と考えることができる。
　実施形態１では、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ（周期１０μｓｅｃ）であるため、１μｓｅｃ以下の期間が、瞬時的な期間であると言える。
　（第４工程－１：第２逆方向電圧を印加）
　第３工程に続いて、整流回路１に第２逆方向電圧を印加する。上述の通り、第２逆方向電圧は、第１逆方向電圧とは異なり、継続的な逆方向電圧（一般的な逆方向電圧）に該当する。第４工程では、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＮすることにより、第２逆方向電圧を印加できる。なお、以下の説明では、第２逆方向電圧を含む一般的な逆方向電圧を、総称的に逆方向電圧とも称する。逆方向電圧の印加方法は、電源回路の種類に応じて、様々な方法を選択できる。各種電源回路に応じた方法で、逆方向電圧が印加されればよい。
　逆方向電圧（第２逆方向電圧）の印加と同時に、第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を充電する過渡電流（逆方向のＲＣＩ）が発生する。図４の（ｄ）のＲＣＩに示される経路で、過渡電流が流れる。過渡電流は、次に示す「第４工程－２」と「第４工程－３」との効果で削減される。
　また、図４の（ｄ）では図示を省略しているが、第４工程の開始時点からは、「電源ＦＰ１の正極→コイルＦＣ１→スイッチ素子ＳＳＴ→電源ＦＰ１の負極」の経路の電流が流れる。
　（第４工程－２：第２整流素子電流ＳＲ１Ｉの効果）
　整流回路１では、第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を充電する電流は、逆方向のＲＣＩだけではない。第３工程において発生させたＳＲ１Ｉが、第４工程においても、第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を充電する経路で流れている（図４の（ｄ）を参照）。つまり、寄生容量は、ＳＲ１ＩとＲＣＩとによって充電できる。
　このため、過渡電流（逆方向のＲＣＩ）は、第２整流素子電流（ＳＲ１Ｉ）の分だけ差し引かれた値になる。すなわち、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
　（第４工程－３：第１逆方向電圧の効果）
　電源回路１０において継続的に印加される逆方向電圧は、４００Ｖ（コンデンサＲＶ１によって定められた値）である。これに対し、第３工程において、すでに第１逆方向電圧（約２５Ｖ）が印加されているため、整流回路電圧（ＲＣＶ）が上昇している。従って、追加で印加すべき逆方向電圧の大きさ（つまり、第２逆方向電圧の大きさ）は、４００Ｖから第１逆方向電圧（約２５Ｖ）分を差し引いた値（約３７５Ｖ）となる。このため、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
　（トランスＴＲ１の接続についての補足）
　以下に述べるように、トランスＴＲ１は、第２工程において磁気エネルギーを蓄えるための部材として設けられている。このため、ＰＷ１Ｉを流す期間には、２次巻線ＳＷ１に電流が流れないようにする必要がある。但し、寄生容量などに起因する、整流回路１の設計者が意図しない電流は除く。
　（トランスＴＲ１の接続についての補足：磁気エネルギー蓄積）
　１次巻線ＰＷ１の黒点側に正の電圧が印加された場合、２次巻線ＳＷ１の黒点側に、正の電圧が発生する。２次巻線ＳＷ１には、黒点側から黒点無し側に電圧が印加される。但し、整流回路１では、２次巻線ＳＷ１の黒点側と黒点無し側との間に、第２整流素子ＳＲ１が介在している。このため、ＳＲ１Ｉは流れない。従って、第２工程では、ＰＷ１Ｉに由来する磁気エネルギーが、１次巻線ＰＷ１に蓄えられる。
　（トランスＴＲ１の接続についての補足：磁気エネルギー放出）
　第３工程においてＰＷ１Ｉを遮断することで、１次巻線ＰＷ１に蓄えられた磁気エネルギーが、２次巻線ＳＷ１に逆起電力を発生させる。その結果、２次巻線ＳＷ１に印加される電圧の極性が反転する。このようにして、これまでに逆方向電圧が印加されていた第２整流素子ＳＲ１には、順方向電圧が印加される。それゆえ、ＰＷ１Ｉが遮断された状態のもとで、ＳＲ１Ｉを流すことができる。このように、本開示の一態様に係る整流回路では、ＰＷ１ＩとＳＲ１Ｉとを同時に流さないように、トランスの接続関係が設定されている。
　（過渡電流の削減効果、および損失低減効果の説明）
　図３および図５を参照し、整流回路１における、「過渡電流の低減効果」および「損失低減効果」ついて、順に説明する。図５は、電源回路１０ｒ（比較例）における、整流回路電圧（以下、ＲＣＶｃ）および整流回路電流（以下、ＲＣＩｃ）の波形を示すグラフである。図５のグラフにおける横軸および縦軸のスケールは、図３のグラフと同じに設定されている。
　（１．過渡電流の低減効果）
　（比較例）
　図５を参照し、電源回路１０ｒの整流回路（すなわち、第１整流素子ＦＲ１）における過渡電流について述べる。整流回路に逆方向電圧（正のＲＣＶｃ）が印加された場合に、過渡電流（負のＲＣＩｃ）が流れる（時間１．１２Ｅ－５付近を参照）。図５では、縦軸のスケールの都合上、３０Ｖを越える電圧は図示されていない。但し、整流回路には、４００Ｖの電圧が印加されている。整流回路に４００Ｖの電圧が印加されることで、約２６Ａの大きさの過渡電流が発生している。
　（整流回路１）
　これに対し、図３を参照し、整流回路１における過渡電流について述べる。整流回路１においても、比較例の場合と同様に、４００Ｖの逆方向電圧が印加されている。しかしながら、整流回路１では、過渡電流（負のＲＣＩ）の大きさは、約１３Ａである。このように、整流回路１によれば、比較例に比べ、過渡電流を低減できることが確認された。
　（２．損失低減効果）
　続いて、過渡電流と損失との関係について述べる。過渡電流は、当該過渡電流の経路内の高抵抗部分において、多くの損失を発生させる。例えば、電源回路１０では、各素子のうち、スイッチ素子ＳＳＴ１の抵抗が最も高い。スイッチ素子ＳＳＴ１は、過渡電流が流れるタイミングにおいて、まだ十分にＯＮ状態（低抵抗状態，理想的には０Ω状態）へ推移できていないためである。このスイッチ素子ＳＳＴ１に、過渡電流が流れることで、損失が発生する。そこで、実施形態１では、過渡電流の量を低減する種々の手法を採用することによって、損失を効果的に低減させている。
　（整流回路を効率的に動作させるための改良点１～４）
　実施形態１には、複数の好ましい改良点が適用されている。以下、これらの好ましい改良点について説明する。図６は、上述のＰＷ１Ｉ、ＳＲ１Ｉ、ＲＣＩ、およびＲＣＶの波形を模式的に表すグラフである。当該グラフにおいて、横軸は時間軸を、縦軸は電圧または電流を、それぞれ示す。縦軸の０は、電圧または電流のゼロレベルを示す。図６のグラフでは、第３工程およびその付近の時間における、各波形が示されている。図６のグラフは、説明のための模式図であるので、詳細な値は設定されていない。
　より具体的には、図６の（ａ）は、整流回路１における不適切な動作を説明するための図（参考図）である。図６の（ａ）では不適切な各要素が、まとめて１つの図として示されている。これに対し、図６の（ｂ）は、整流回路１における改良点を説明するための図である。図７は、整流回路１の実際の動作において、図６の（ｂ）に示される各改良点が適用された場合のデータを示す。図７は、図３の第３工程およびその付近を拡大表示したグラフである。
　（改良点１：第２整流素子の電流値を多くする）
　図６の例では、ＳＲ１Ｉが最大値をとる点が、ＭＰとして示されている。図６の（ａ）の例では、ＭＰのタイミングにおいて、ＳＲ１Ｉの値（つまり、ＳＲ１Ｉの最大値）は、同時点（同時刻）におけるＲＣＩの値よりも小さい。この場合、ＳＲ１Ｉを利用して第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を充電することができない。
　これに対し、図６の（ｂ）の例では、ＭＰのタイミングにおいて、ＳＲ１Ｉの値（つまり、ＳＲ１Ｉの最大値）は、同時点におけるＲＣＩの値よりも大きい。この場合、ＳＲ１Ｉを利用して第１整流素子ＦＲ１の寄生容量を充電できる。つまり、第１逆方向電圧を印加することが可能になる。図６の（ｂ）のＦＲＶは、ＲＣＶの１段階目の電圧上昇の大きさを示す。このＦＲＶが、第１逆方向電圧に該当する。
　整流回路１では、改良点１が適用されている。このため、図７に示されるように、第３工程において、約２５Ｖの第１逆方向電圧が印加されている（例えば、第３工程の終了時点におけるＲＣＶを参照）。
　（改良点２：第１逆方向電圧に後続して第２逆方向電圧を印加）
　図６の（ａ）の例では、第１逆方向電圧が印加されていない状態で、第２逆方向電圧が印加されている。従って、４００Ｖの逆方向電圧が、第２逆方向電圧として印加されている。
　これに対し、図６の（ｂ）の例では、第１逆方向電圧（ＦＲＶ）の印加に後続して、第２逆方向電圧が印加されている。従って、第２逆方向電圧の大きさは、４００Ｖから第１逆方向電（ＦＲＶ）を差し引いた値（ＳＲＶ）となる。このＳＲＶが、第２逆方向電圧に該当する。ＳＲＶは、４００Ｖよりも低い電圧であるため、過渡電流を削減できる。
　また、第２逆方向電圧が印加されたタイミングについては、寄生成分のリンギングが存在することによって、詳細に判別することが難しい場合がある。このような場合には、ＲＣＩの変化に着目することにより、詳細なタイミングを判別できる。具体的には、図６のＣＰにおいて、ＲＣＩが急激に減衰していることが分かる。ＲＣＩのこの急激な減衰は、整流回路に印加される電圧が変化し始めたことに由来している。従って、図６のＣＰのタイミングが、第２逆方向電圧が印加されたタイミングであると言える。
　整流回路１では、改良点２が適用されている。このため、図６の（ｂ）および図７に示されるように、図６の（ａ）の例に比べ、過渡電流（負のＲＣＩ）の大きさが低減されている。
　（改良点３：第２整流素子の導通期間は１次巻線の導通期間より短い）
　図６の（ａ）の例では、第２整流素子電流（ＳＲ１Ｉ）が流れる期間（第２整流素子ＳＲ１の導通期間）は、１次巻線電流（ＰＷ１Ｉ）が流れる期間（１次巻線ＰＷ１の導通期間）と同じ長さである。１次巻線ＰＷ１の導通期間は、磁気エネルギーを蓄積する期間であるため、比較的長い時間に設定されている。１次巻線ＰＷ１の導通期間と同程度の長い時間に亘り、第２整流素子ＳＲ１に電流を流すことは、導通損失の増加をもたらす。
　これに対し、図６の（ｂ）の例では、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間よりも短い。このように第２整流素子ＳＲ１の導通期間を短く設定することにより、導通損失を低減できる。
　但し、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が１０ｎｓｅｃ未満であると、整流回路１に第２逆方向電電圧を印加するタイミングを適切に調整することが困難となる。第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１０ｎｓｅｃ未満に設定されないように留意しつつ、１次巻線ＰＷ１の導通期間に比べて十分に短いことが好ましい。
　より具体的には、整流回路１では、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間の半分以下である。図６の（ｂ）では、図６の（ａ）とは異なり、改良点３が満たされるように、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が設定されている。より好ましくは、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間の約１／１０以下であることが好ましい。
　整流回路１では、改良点３が適用されている。図７の例では、１次巻線ＰＷ１の導通期間は約１．１５μｓｅｃであり、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は約８５ｎｓｅｃである。この場合、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間の約７／１００に設定されている。
　（改良点４：２次巻線の巻数は１次巻線よりも少ない）
　図６の（ａ）の例では、ＳＲ１Ｉの最大値は、ＰＷ１Ｉの最大値とほぼ同等である。このような場合、第１逆方向電圧を印加するためにＳＲ１Ｉを増加させることは、ＰＷ１Ｉも一緒に増加させてしまうことになる。トランスＴＲ１における巻数と鎖交磁束との関係を考慮すると、Ｎ１×ＰＷ１Ｉ＝Ｎ２×ＳＲ１Ｉという関係が成立するためである。ここで、Ｎ１は１次巻線ＰＷ１の巻数であり、Ｎ２は２次巻線ＳＷ１の巻数である。しかし、ＰＷ１Ｉは、特に増加の必要は無い。不用意なＰＷ１Ｉの増加は損失を発生させる。
　これに対して、図６の（ｂ）の例では、２次巻線の巻数は１次巻線よりも小さい。これによって、ＰＷ１Ｉに対して、ＳＲ１Ｉを増加させることができる。すなわち、ＰＷ１Ｉを減少させて導通損失を抑制することが可能になる。その一方で、ＳＲ１ＩをＰＷ１Ｉより多くすることが可能になる。
　整流回路１では、改良点４が適用されている。このため、図７に示されるように、ＳＲ１Ｉの最大値は、ＰＷ１Ｉの最大値よりも大きい。トランスＴＲ１では、Ｎ２＜Ｎ１であるためである。一例として、上述の通り、Ｎ１＝９、Ｎ２＝６である。
　但し、Ｎ１を増加させた場合、２次巻線ＳＷ１の電圧が一定であれば、Ｎ１の増加に伴って、１次巻線ＰＷ１の電圧が増加する。従って、スイッチ素子ＴＴ１の破壊を避けるためには、Ｎ１をあまり大きくすることも好ましくない。
　そこで、現在市販されているスイッチ素子ＴＴ１（例：トランジスタ）の性能を考えると、Ｎ１は、Ｎ２の３倍以下であることが好ましい。また、整流回路１のコスト低減を考慮した場合には、Ｎ１は、Ｎ２の２倍以下であることがさらに好ましい。
　（第１逆方向電圧の適用範囲－１）
　実施形態１の例では、約２５ＶのＦＲＶ（第１逆方向電圧）を利用することで、過渡電流を削減した。過渡電流のさらなる削減のためには、図６の（ｂ）の例におけるＦＲＶをより大きくし、ＳＲＶ（第２逆方向電圧）を低下させる方法を採ることができる。具体的には、第１逆方向電圧をより高くすることで、より多くの過渡電流を削減できる。
　一方で、第１整流素子ＦＲ１の寄生容量（以下、Ｃｏｓｓ）は、当該第１整流素子ＦＲ１に印加される電圧（例：逆方向電圧）によって変化する。具体的には、逆方向電圧が２００Ｖ以上になると、Ｃｏｓｓは小さくなる。また、逆方向電圧が２００Ｖ以上になると、Ｃｏｓｓの電圧依存性が低くなる。これに対し、逆方向電圧が５０Ｖ以下の場合には、Ｃｏｓｓは大きくなる。特に、逆方向電圧が５Ｖ以下の場合には、Ｃｏｓｓは極めて大きくなる。
　図８は、第１整流素子ＦＲ１におけるＣｏｓｓの電圧依存性の一例を示すグラフである。上述のようなＣｏｓｓの電圧依存性の例は、図８に示されている通りである。図８のグラフの横軸は、第１整流素子ＦＲ１のドレイン・ソース間電圧（以下、ＶＤＳ）を示す。また、図８のグラフの縦軸は、Ｃｏｓｓを示す。ＶＤＳは、第１整流素子ＦＲ１に印加される逆方向電圧として考えることができる。
　上述のようなＣｏｓｓの電圧依存性を鑑みると、ＦＲＶを少なくとも５Ｖにすることで、５Ｖ以下の極めて大きいＣｏｓｓを充電できる。また。ＦＲＶを５０Ｖにすることで、５Ｖ以下の極めて大きいＣｏｓｓに追加して、５Ｖから５０Ｖまでの大きいＣｏｓｓも充電できる。
　従って、ＦＲＶは、５Ｖ以上の所定の電圧値であることが好ましい。また、ＦＲＶを５０Ｖ以上にすることで、より多くのＣｏｓｓを充電できる。この充電量に応じて、ＳＲＶ（第２逆方向電圧）を低下させることが可能となり、過渡電流を削減できる。
　（第１逆方向電圧の適用範囲－２）
　しかしながら、より高い電圧までＣｏｓｓを充電するためには、多くの磁気エネルギーが必要になる。例えば４００ＶまでＣｏｓｓを充電した場合には、その時に必要な電流による損失が問題なる。このため、Ｃｏｓｓの充電範囲にも適切な範囲があると言える。
　図１２を参照し、この適切な範囲について説明する。図１２は、各素子におけるＣｏｓｓの電圧依存性を示すグラフである。図１２のグラフにおいて、横軸は第１整流素子ＦＲ１のＶＤＳを示し、縦軸は各素子のＣｏｓｓを示す。図１２のグラフは模式図であり、正確値は設定されていない。図１２の凡例「ＦＲ１」は、第１整流素子ＦＲ１のＣｏｓｓを示す。また、図８のグラフは、図１２のＦＲ１に対応している。
　図１２の凡例「ＳＳＴ１」は、スイッチ素子ＳＳＴ１のＣｏｓｓを示す。スイッチ素子ＳＳＴ１は、第１整流素子ＦＲ１と同じＧａＮ－ＨＥＭＴであり、当該第１整流素子ＦＲ１と同じＣｏｓｓの値を取りうる。但し、図１２において、ＳＳＴ１は、ＶＤＳ＝２００Ｖを基準に、ＦＲ１が左右反転されたグラフとして表されている。これは、スイッチ素子ＳＳＴ１には、第１整流素子ＦＲ１に印加される電圧に対して、反転した電圧が印加されるからである。具体的には、第１整流素子ＦＲ１の１０Ｖの電圧が印加されれば、スイッチ素子ＳＳＴ１の電圧は４００Ｖから１０Ｖ低下する。このため、ＶＤＳ＝２００Ｖを基準としてＦＲ１のグラフを左右反転することで、ＦＲ１のグラフからＳＳＴ１のグラフを得ることができる。
　図１２の凡例「ＦＲ１ＳＳＴ１」は、各ＶＤＳにおいてＳＳＴ１のＣｏｓｓとＦＲ１のＣｏｓｓとを合計することによって得られるＣｏｓｓを示す。実施形態１では、ＳＲ１Ｉにより充放電するＣｏｓｓには、第１整流素子ＦＲ１のみならずスイッチ素子ＳＳＴ１も含まれる。図１２に示されるように、ＦＲ１ＳＳＴ１は、ＶＤＳ＝２００Ｖを中心とする左右対称のグラフである。ＶＤＳ＝２００Ｖにおいて、ＦＲ１ＳＳＴ１の値（Ｃｏｓｓ）が最小値を取ることがわかる。
　Ｃｏｓｓの充電エネルギーは、１／２ＣＶ２として定義できる。ここで、Ｃは、Ｃｏｓｓであり、ＶはＶＤＳである。このため、０Ｖから２００Ｖまでにかけては、ＶＤＳの増加に伴ってＣが低下するため、顕著な充電エネルギーの増加を必要とせず、効率的にＣｏｓｓを充電できる。つまり、２００Ｖまでは効率的にＣｏｓｓを充電できる。
　しかしながら、ＶＤＳが３００Ｖから４００Ｖの付近まででは、ＶＤＳの増加に伴ってＣｏｓｓも急激に増加するため、非常に高い充電エネルギーが必要であり、効率的と言えない。したがって、ＶＤＳ＝２００ＶまでＣｏｓｓを充電することが最も好ましい。つまり、第１逆方向電圧は、約２００Ｖであることが特に好ましいと言える。
　図１２に示される４００Ｖは、継続的に印加される逆方向電圧であり、当該逆方向電圧は回路仕様に合せて適宜変更できる。整流素子およびスイッチ素子のそれぞれＣｏｓｓは、各部品で値は異なるが、傾向はほぼ類似するため、上述の考え方は適用できる。
　以上の点を踏まえ、例えば、ＦＲＶ（第１逆方向電圧）は、ＳＲＶ（第２逆方向電圧）に対して、５０％±３８％の範囲にあることが好ましい。つまり、ＦＲＶは、ＳＲＶに対して、１２％～８８％（より具体的には、１２％以上かつ８８％以下）の範囲にあることが好ましい。さらに、ＦＲＶは、ＳＲＶに対して、５０％±３０％の範囲にあることが好ましい。つまり、ＦＲＶは、ＳＲＶに対して、２０％～８０％（より具体的には、２０％以上かつ８０％以下）の範囲にあることが好ましい。
　また、第１逆方向電圧の値は、時間経過に伴って変化する。ここで定義されている第１逆方向電圧の値は、第２逆方向電圧が印加される直前の値のことを示している。つまり、ここでの第１逆方向電圧の値とは、第３工程の終了時点におけるＲＣＶの大きさのことである。
　（磁気エネルギーを２次巻線側で確保する方法）
　トランスＴＲ１に磁気エネルギーを蓄積する方法について、上述の項目「トランスＴＲ１の接続についての補足：磁気エネルギー蓄積」にて説明した。しかしながら、多くの磁気エネルギーをトランスＴＲ１に効率的に蓄積するためには、複数の方法を併用することが好ましい。実施形態１においては、上記項目において説明した方法に加え、もう１つの方法が適用されている。
　もう１つの方法とは、２次巻線ＳＷ１側からトランスＴＲ１に磁気エネルギーを蓄積する方法である。具体的には、第１整流素子ＦＲ１に流れる順方向電流（正のＲＣＩ）により発生する当該第１整流素子ＦＲ１の電圧降下量（電圧降下の大きさ）を、第２整流素子ＳＲ１の導通開始時点の順方向電圧（第２整流素子ＳＲ１の導通開始時点における当該第２整流素子ＳＲ１の順方向電圧）よりも大きくすればよい。
　一例として、実施形態１では、第２整流素子ＳＲ１の導通開始時点の順方向電圧は、０．９Ｖである。これに対し、第１整流素子ＦＲ１の電圧降下量は、約１Ｖである。従って、第２整流素子ＳＲ１には、導通開始時点の順方向電圧よりも高い電圧が印加される。すなわち、第２整流素子ＳＲ１を導通させることができる。このため、第２整流素子ＳＲ１および２次巻線ＳＷ１に電流を流すことができる。
　このような電流は、図２のＳＲ１Ｉにおいて示されている。図２に示されるように、第１工程の後半期間において、約３Ａ程度のＳＲ１Ｉが流れている。このため、第２工程の開始時点において、初めから約２Ａ程度の大きさのＰＷ１Ｉを流すことが可能である。これは、２次巻線ＳＷ１を利用してトランスＴＲ１に磁気エネルギーがすでに蓄積されていたためである。
　〔変形例：同期整流〕
　整流回路１において、第１整流素子ＦＲ１は同期整流を行うことが可能である。同期整流開始のタイミングは、整流回路電流（整流電流）が導通した後のタイミングとして設定されることが好ましい。例えば、整流回路に電流が流れてから５０ｎｓｅｃのデッドタイムを経て、同期整流を開始することが好ましい。
　同期整流終了のタイミングは、第１整流素子ＦＲ１の電流が０Ａになる前のタイミングとして設定されることが好ましい。例えば、第１整流素子ＦＲ１の電流が０Ａになるタイミングの５０ｎｓｅｃ前に、同期整流終了することが好ましい。
　従来の電源回路（例：電源回路１０ｒ）においては、整流電流が流れるタイミングに応じて同期整流のタイミングが決められていた。これに対し、整流回路１では、複数の電流経路が形成されている。そこで、特に第１整流素子ＦＲ１に電流が流れるタイミングに合わせて、同期整流のタイミングを決めることが好ましい。
　〔変形例：スナバ回路の付加〕
　実施形態１では、説明の簡単化のため、整流回路１にスナバ回路を設けない場合を例示した。但し、当然ながら、公知のスナバ回路を、整流回路１に適宜設けてもよい。当該スナバ回路は、例えば、ＲＣスナバ回路またはＲＣＤスナバ回路であってよい。あるいは、当該スナバ回路は、アクティブスナバ回路（トランジスタを用いたスナバ回路）であってもよい。
　〔変形例：整流素子の適用範囲〕
　実施形態１では、第１整流素子ＦＲ１がカスコードＧａＮ－ＨＥＭＴであり、かつ、第２整流素子ＳＲ１がＳｉＣ－ＳＢＤである場合を例示した。但し、第１整流素子ＦＲ１および第２整流素子ＳＲ１のそれぞれの種類は、上述の整流素子の範疇に含まれる限り、特に限定されない。同様に、スイッチ素子（例：スイッチ素子ＴＴ１）の種類も、スイッチ機能を有する限り、特に限定されない。
　例えば、第１整流素子ＦＲ１として、ＦＲＤまたはＳｉＣ－ＳＢＤを用いてもよい。あるいは、第２整流素子ＳＲ１として、ＦＲＤまたはＧａＮ－ＨＥＭＴを用いてもよい。第２整流素子ＳＲ１としてＧａＮ－ＨＥＭＴを用いる場合、同期整流が可能となる。 
　〔実施形態２〕
　図９は、実施形態２の電源回路２０を示す図である。実施形態２の整流回路を、整流回路２と称する。整流回路２では、整流回路１の電源ＴＰ１が、電源ＦＰ１に置き換えられている。つまり、電源回路２０では、昇圧チョッパ部の入力用電源（電源ＦＰ１）が、整流回路２の電源をも兼ねる。当該構成によれば、電源回路２０の電源の総数を低減できるので、コスト面で有利となる。
　また、整流回路２では、整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に替えて、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３・ＴＴ４が設けられている。整流回路２のトランスを、トランスＴＲ２（変圧器）と称する。トランスＴＲ２の１次巻線および２次巻線を、１次巻線ＰＷ２および２次巻線ＳＷ２とそれぞれ称する。整流回路２は、整流回路１に対して、１次巻線側の回路の一変形例である。スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４はそれぞれ、１次巻線ＰＷ２に接続されている。スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４はそれぞれ、スイッチ素子ＴＴ１と同様のスイッチ素子である。必要に応じて、スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４のそれぞれのパラメータを修正してもよい。
　１次巻線ＰＷ２の黒点側は、スイッチ素子ＴＴ３のソース、および、スイッチ素子ＴＴ４のドレインに接続されている。これに対し、１次巻線ＰＷ２の黒点無し側は、ＴＴ２のドレインに接続されている。電源ＦＰ１の正極は、スイッチ素子ＴＴ３のドレインに接続されている。これに対し、電源ＦＰ１の負極は、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ４のそれぞれのソースに接続されている。
　（整流回路２の効果）
　図９の整流回路２は、１次巻線に接続されたスイッチ素子に過大な電圧が印加されることを防止することを目的として構成されている。整流回路２では、１次巻線ＰＷ２に電流を流すためには、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３の両方をＯＮする。ＰＷ１Ｉが所定の電流値に達した場合、スイッチ素子ＴＴ３をＯＦＦし、その後、スイッチ素子ＴＴ２をＯＦＦする。
　スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３の両方がＯＦＦされた状態において、２次巻線ＳＷ２に電圧が印加された場合、１次巻線ＰＷ２に電圧が発生する。但し、スイッチ素子ＴＴ３がＯＦＦされているため、１次巻線ＰＷ２の電圧と電源ＦＰ１の電圧との和の電圧が、スイッチ素子ＴＴ２に直接印加されることを避けることができる。このため、スイッチ素子ＴＴ２に印加される電圧を、１次巻線ＰＷ２の電圧程度までに抑制できる。従って、スイッチ素子ＴＴ２の破損を防止できる。
　整流回路２には、スイッチ素子ＴＴ４は必ずしも設けられる必要はない。但し、スイッチ素子ＴＴ４をスイッチ素子ＴＴ３に対して相補的に動作させることで、以下の３つの利点が得られる。
　第１に、スイッチ素子ＴＴ３のゲート駆動電源を、ブートストラップ回路で供給することが可能となる。ブートストラップ回路は安価であるため、ゲート駆動電源のコストを低減できる。
　第２に、スイッチ素子ＴＴ３とスイッチ素子ＴＴ４との接続ノードの電圧を０Ｖにすることが容易となる。つまり、上記接続ノードを容易に接地できる。１次巻線ＰＷ２のリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）に起因する還流電流が、スイッチ素子ＴＴ４に順方向電流として流れた場合に、上記接続ノードの電圧が０Ｖになる。
　第３に、スイッチ素子ＴＴ４を強制的にＯＮすることで、１次巻線ＰＷ２の一方の端子を確実に接地させることもできる。このため、当該一方の端子の電圧を、確実に０Ｖに維持できる。
　〔実施形態３〕
　図１０は、実施形態３の電源回路３０を示す図である。実施形態３の整流回路を、整流回路３と称する。整流回路３では、整流回路１の電源ＴＰ１が、コンデンサＲＶ１に置き換えられている。つまり、昇圧チョッパ部の平滑コンデンサ（コンデンサＲＶ１）を、整流回路３の電源として利用できる。当該構成によれば、電源回路３０の電源の総数を低減できるので、コスト面で有利となる。
　また、整流回路３では、整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に替えて、スイッチ素子ＴＴ５・ＴＴ６・ＴＴ７が設けられている。整流回路３のトランスを、トランスＴＲ３（変圧器）と称する。トランスＴＲ３の１次巻線および２次巻線を、１次巻線ＰＷ３および２次巻線ＳＷ３とそれぞれ称する。整流回路３も、整流回路１に対しての、１次巻線側の回路の別の変形例である。このため、整流回路３は、整流回路２に対する一変形例とも言える。
　整流回路３のスイッチ素子ＴＴ５は、整流回路２のスイッチ素子ＴＴ２と同様の役割を担う。そして、整流回路３のスイッチ素子ＴＴ６・ＴＴ７はそれぞれ、整流回路２のスイッチ素子ＴＴ３・ＴＴ４と同様の役割を担う。整流回路３においても、整流回路２と同様に、スイッチ素子ＴＴ５の破損を防止できる。
　〔実施形態４〕
　本開示の一態様に係る整流回路は、整流機能が要求される任意の電源回路に適用可能である。当該電源回路の例としては、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、双方向チョッパ回路、インバータ回路、ＰＦＣ回路、および絶縁型ＤＣ・ＤＣコンバータ等を挙げることができる。
　図１１は、電源回路１０（整流回路１を有する電源回路）を備えた電源装置１００を示す図である。整流回路１によれば、電源回路１０・電源装置１００の損失を低減できる。さらに、電源装置１００は、制御回路８を含む。制御回路８は、電源回路１０の各部を制御する。より具体的には、制御回路８は、電源回路１０に設けられる各素子のＯＮ／ＯＦＦの切り替えを制御する。第１～第４工程では、制御回路８が、電源回路１０に設けられる各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって実行されてよい。
　〔まとめ〕
　本開示の態様１に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、上記第２整流素子電流を流すことによって、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧が印加される。
　上述の通り、従来の整流回路に逆方向電圧が印加された場合には、過渡電流が生じる。この過渡電流は、電源回路または電源装置における損失を発生させる。このため、過渡電流に伴う損失を低減するためには、過渡電流を低減することが必要である。
　そこで、発明者は、「変圧器に蓄えられた磁気エネルギーを利用して逆方向電圧を発生させることが、過渡電流の発生を抑制することに繋がる」という着想に基づき、上記の構成を見出した。
　上記の構成によれば、磁気エネルギーに由来する第２整流素子電流によって、第１逆方向電圧（瞬時的な逆方向電圧）を発生させることができる。この第１逆方向電圧の印加は、整流回路に過渡電流を発生させない。第１逆方向電圧は、磁気エネルギーによって、過渡電流となる電流成分を、２次巻線と第２整流素子と第１整流素子とからなる内部経路に流すためである。つまり、過渡電流は、整流回路の外部経路には殆ど発生しない。
　このことは、整流回路を１つの整流素子として見なした場合には、過渡電流が発生しないことと等価であると考えることができる。このように、本開示の一態様に係る整流回路によれば、過渡電流を効果的に抑制することが可能となる。
　本開示の態様２に係る整流回路では、上記態様１において、上記第２整流素子電流が最大値をとる時点において、上記第２整流素子電流の大きさは、同時点の上記整流回路電流の大きさよりも大きいことが好ましい。
　上記の構成によれば、第２整流素子電流と整流回路電流との差分電流によって、第１整流素子の寄生容量を充電できる。このように寄生容量を充電することによって、第１逆方向電圧を発生させることができる。
　本開示の態様３に係る整流回路では、上記態様１または２において、上記第１逆方向電圧の印加に後続して、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧が印加されることが好ましい。
　上述のように、第１逆方向電圧は、磁気エネルギーに由来する、瞬時的な逆方向電圧である。このため、第１逆方向電圧のみでは、継続的に逆方向電圧を印加することは困難である。そこで、上記の構成のように、第１逆方向電圧の印加に後続して、第２逆方向電圧を印加することで、継続的に逆方向電圧を印加できる。
　本開示の態様４に係る整流回路では、上記態様１から３のいずれか１つにおいて、上記第２整流素子の導通期間は、上記１次巻線の導通期間よりも短いことが好ましい。
　上述の通り、１次巻線の導通期間（１次巻線に１次巻線電流を流す期間）は、適切な量の磁気エネルギーを変圧器に蓄積するための期間である。このため、１次巻線の導通期間は、ある程度長く設定される必要がある。
　その一方で、第２整流素子の導通期間（第２整流素子に第２整流素子電流を流す期間）は、蓄積された磁気エネルギーを変圧器から放出するための期間である。このため、第２整流素子電流の導通期間は、１次巻線の導通期間とは異なり、長く設定される必要はない。むしろ、第２整流素子電流の導通期間が長く設定された場合、無駄な導通損失の増加をもたらす。そこで、上記の構成のように、第２整流素子電流の導通期間を、上記１次巻線の導通期間よりも短く設定することで、導通損失を低減できる。
　本開示の態様５に係る整流回路では、上記態様１から４のいずれか１つにおいて、上記２次巻線の巻数は、上記１次巻線の巻数よりも少ないことが好ましい。
　上記の構成によれば、１次巻線電流を低減しつつ、第２整流素子電流を増加させることができる。それゆえ、第２整流素子電流を増加させることにより、第１逆方向電圧を効果的に発生させることができる。また、１次巻線電流を低減することにより、導通損失を低減させることもできる。
　本開示の態様６に係る整流回路では、上記態様１から５のいずれか１つにおいて、上記第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧が印加されることが好ましい。
　上記の構成によれば、５Ｖ以上の大きさの第１逆方向電圧が印加された後に、第２逆方向電圧を印加できる。従って、過渡電流を効果的に低減できる。
　本開示の態様７に係る整流回路では、上記態様１から６のいずれか１つにおいて、上記第１逆方向電圧の大きさは、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧の大きさの１２％以上かつ８８％以下であることが好ましい。
　上記の構成によれば、磁気エネルギーを効果的に利用できる範囲で、第１逆方向電圧を印加できる。従って、過渡電流を効果的に低減できる。
　本開示の態様８に係る整流回路では、上記態様１から７のいずれか１つにおいて、順方向の上記整流回路電流が上記第１整流素子に流れることで発生する当該第１整流素子の電圧降下の大きさは、上記第２整流素子の導通開始時点における当該第２整流素子の順方向電圧の大きさよりも大きいことが好ましい。
　上記の構成によれば、順方向の整流回路電流が流れている時に、第２整流素子に、導通開始時点の順方向電圧よりも高い電圧が印加される。つまり、第２整流素子を導通させることができる。このため、第２整流素子および２次巻線に電流を流すことができるので、当該２次巻線に磁気エネルギーを蓄積できる。この磁気エネルギーも、第１逆方向電圧を印加するために利用できる。
　本開示の態様９に係る電源装置は、上記態様１から８のいずれか１つに係る整流回路を備えていることが好ましい。
　上記の構成によれば、本開示の一態様に係る整流回路と同様の効果を奏する。
　本開示の態様１０に係る整流回路の駆動方法は、第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、上記整流回路では、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記駆動方法は、上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流し、かつ、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧を印加する第３工程と、上記第３工程の後に、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる。
　上記の構成によれば、本開示の一態様に係る整流回路と同様の効果を奏する。
　〔付記事項〕
　本開示の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本開示の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成できる。
　（関連出願の相互参照）
　本出願は、2018年7月19日に出願された日本国特許出願：特願2018-136200に対して優先権の利益を主張するものであり、それを参照することにより、その内容の全てが本書に含まれる。
　１、２、３　整流回路
　８　制御回路（制御装置）
　１０、２０、３０　電源回路
　１００　電源装置
　ＦＰ１　電源
　ＴＰ１　電源
　ＲＶ１　コンデンサ（電源）
　ＦＲ１　第１整流素子
　ＳＲ１　第２整流素子
　ＦＴ１　第１端子
　ＳＴ１　第２端子
　ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３　トランス（変圧器）
　ＰＷ１、ＰＷ２、ＰＷ３　１次巻線
　ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３　２次巻線
　ＴＴ１～ＴＴ７　スイッチ素子
　ＲＣＶ　整流回路電圧（第２端子を基準として、第１端子に印加される電圧）
　ＲＣＩ　整流回路電流（第２端子から第１端子に流れる方向を順方向とする）
　ＰＷ１Ｉ　１次巻線電流
　ＳＲ１Ｉ　第２整流素子電流
　ＦＲＶ　第１逆方向電圧
　ＳＲＶ　第２逆方向電圧

Claims (10)

  1. 　第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、
    　　上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、
    　　上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、
    　　上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、
    　　上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、
    　上記整流回路は、
    　　上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、
    　　１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
    　　上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、
    　　上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、
    　　上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、
    　上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、
    　上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、
    　上記第２整流素子電流を流すことによって、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧が印加される、整流回路。
  2. 　上記第２整流素子電流が最大値をとる時点において、
    　上記第２整流素子電流の大きさは、同時点の上記整流回路電流の大きさよりも大きい、請求項１に記載の整流回路。
  3. 　上記第１逆方向電圧の印加に後続して、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧が印加される、請求項１または２に記載の整流回路。
  4. 　上記第２整流素子の導通期間は、上記１次巻線の導通期間よりも短い、請求項１から３のいずれか１項に記載の整流回路。
  5. 　上記２次巻線の巻数は、上記１次巻線の巻数よりも少ない、請求項１から４のいずれか１項に記載の整流回路。
  6. 　上記第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧が印加される、請求項１から５のいずれか１項に記載の整流回路。
  7. 　上記第１逆方向電圧の大きさは、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧の大きさの１２％以上かつ８８％以下である、請求項１から６のいずれか１項に記載の整流回路。
  8. 　順方向の上記整流回路電流が上記第１整流素子に流れることで発生する当該第１整流素子の電圧降下の大きさは、上記第２整流素子の導通開始時点における当該第２整流素子の順方向電圧の大きさよりも大きい、請求項１から７のいずれか１項に記載の整流回路。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の整流回路を備えた電源装置。
  10. 　第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、
    　上記整流回路では、
    　　上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、
    　　上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、
    　　上記順方向電圧が継続的に印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、
    　　上記逆方向電圧が継続的に印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、
    　上記整流回路は、
    　　上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、
    　　１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
    　　上記２次巻線を介して上記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、
    　　上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、
    　　上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、
    　上記駆動方法は、
    　上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、
    　上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、
    　上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流し、かつ、瞬時的な上記逆方向電圧である第１逆方向電圧を印加する第３工程と、
    　上記第３工程の後に、継続的な上記逆方向電圧である第２逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる、整流回路の駆動方法。
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