CN112385130A - 整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法 - Google Patents

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Abstract

有效地降低整流电路中的瞬态电流。在整流电路(1)中，在第一端子(FT1)与第二端子(ST1)之间设有第一整流元件(FR1)。在整流电路(1)中，当使开关元件(TT1)导通时，初级绕组电流从电源(TP1)流向变压器(TR1)的初级绕组(PW1)。当使开关元件(TT1)截止时，第二整流元件电流从变压器(TR1)的次级绕组(SW1)流向第二整流元件(SR1)。通过流过第二整流元件电流，从而在第一端子(FT1)与第二端子(ST1)之间施加瞬时的反向电压即第一反向电压。

Description

整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法
技术领域
以下的公开涉及整流电路。
背景技术
在设于电源电路的整流电路中，使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FiledEffect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或者FRD(First Recovery Diode，快速恢复二极管)等整流元件。这样的整流元件包括具有PN结的二极管。
因此，当在反向上对整流元件施加电压的时，PN结中蓄积的电荷作为瞬态电流在该整流元件中流通。该瞬态电流也被称为反向恢复电流。瞬态电流产生电源电路中的损耗。
专利文献1以及2中分别公开了一种以降低瞬态电流为一目的的电路。例如，在专利文件1中所公开的电路中，为了降低瞬态电流，设置有与半导体开关元件并联连接的二极管和变压器。专利文献2中也公开有与专利文献1相同的电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国公开特许公报“2011-36075号公报”
专利文献2：日本国公开特许公报“2013-198298号公报”
发明内容
本发明所要解决的技术问题
然而，如后述那样，对于用于降低整流电路中的瞬态电流的研究仍存在改进的空间。本公开的一个方式的目的在于有效地降低整流电路中的瞬态电流。
解决问题的方案
为了解决上述问题，本公开的一个方面所涉及的整流电路具有第一端子和第二端子，所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，并且在所述整流电路中，当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，通过流过所述第二整流元件电流，从而施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压。
另外，为了解决上述问题，本公开的一个方面所涉及的整流电路的驱动方法是用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路的驱动方法，在所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，所述驱动方法包括如下工序：第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，并且施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压；以及第四工序，其在所述第三工序之后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
发明效果
根据本公开的一个方面所涉及的整流电路，可以有效地降低瞬态电流。此外，本公开的一个方面所涉及的整流电路的驱动方法也可以获得相同的效果。
附图说明
图1是表示第一实施方式的电源电路的电路构成的图。
图2是表示各电压·电流的波形的图。
图3是将图2的各曲线图放大表示的图。
图4的(a)～(d)是分别表示第一至第四工序中的各电流路径的图。
图5是表示比较例的电源电路中的整流电路电压以及整流电路电流的波形的图。
图6的(a)是用于说明第一实施方式的整流电路中的不适当动作的参考图，图6的(b)是用于说明该整流电路中的改进点的图。
图7是表示在第一实施方式的整流电路的实际动作中应用了图6的(b)所示的各改进点时的各波形的图。
图8是示例出第一整流元件中的寄生电容的电压依赖性的图。
图9是表示第二实施方式的电源电路的电路构成的图。
图10是表示第三实施方式的电源电路的电路构成的图。
图11是表示第四实施方式的电源装置的图。
图12是示例出各元件中的寄生电容的电压依赖性的图。
具体实施方式
〔第一实施方式〕
以下，说明第一实施方式的整流电路1。为了便于说明，对与在第一实施方式中说明的构件具有相同功能的构件，在后续的各实施方式中标注相同的附图标记，且不重复其说明。
(整流电路1的一个目的)
如上所述，在具有PN结的整流元件中流过瞬态电流。另一方面，作为由不具有PN结的化合物半导体构成的整流元件的例子，例举出SiC-SBD(Schottky Barrier Diode，肖特基势垒二极管)或GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)等。在该整流元件中，不会产生源于PN结的瞬态电流。
然而，在该整流元件中具有寄生电容。因此，在对该整流元件施加了使电流停止的方向的电压的情况下，对寄生电容进行充电的电流作为瞬态电流流通。整流电路1是以降低瞬态电流为目的，由本申请的发明人(以下为发明人)新创造而成的。
(用语的定义)
在说明整流电路1之前，在本说明书中，各术语定义如下。
“正向电压”：用于使整流元件导通的电压。例如，在整流元件为二极管的情况下，通过对二极管施加正向电压从而在该二极管中流过正向电流。
作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。即，考虑整流元件具有栅极(栅极端子)、源极(源极端子)和漏极(漏极端子)的情况。在这种情况下，正向电压是指“当栅极截止(栅极电压小于阈值电压)时，在以漏极为基准将正电压施加到源极的情况下，该整流元件导通的电压”。例如，GaN-HEMT可以是共源共栅(cascode)型，也可以是增强(e-mode，正常截止)型。
此外，在本说明书中，除非另外定义，否则正向电压指的是连续施加的正向电压。例如，工作期间内的正向电压属于连续施加的正向电压。由寄生分量等产生的噪声等的瞬时电压不属于连续施加的正向电压。
此外，正向电压也可以表现为以整流电路的第一端子(后述)为基准而施加于该整流电路的第二端子(后述)的正电压。将随着该电压连续施加而在整流电路中流通的电流称为整流电路的正向电流。如下所述，正向电流也可以称为整流电流。
“反向电压”:用于使整流元件不导通的电压。当对该整流元件施加了反向电压时，不流过正向电流。例如，在整流元件是二极管的情况下，通过对二极管施加反向电压，能够使该二极管中不流过正向电流。
作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。在这种情况下，反向电压是指“当栅极截止(栅极电压小于阈值电压)时，以源极为基准对漏极施加的正电压”。在对该整流元件施加了反向电压的情况下，能够使该整流元件中不流过主要的电流。
另外，除非另外定义，否则反向电压指的是连续施加的反向电压。例如，工作期间内的反向电压属于连续施加的反向电压。在本说明书中，后述的“第二反向电压”是连续的反向电压。相对于此，后述的“第一反向电压”由于是瞬时的反向电压，因此视为区别于一般的反向电压(连续的反向电压)。
另外，反向电压也能够表现为以第二端子为基准，对第一端子施加的正电压。当连续施加了该电压时，在整流电路中不流过正向电流。
“瞬态电流”：统称(i)反向恢复电流、以及(ii)由于整流元件的寄生电容而产生的充电电流。即，瞬态电流是指当将反向电压施加到整流元件时产生的瞬态的电流。当“寄生电容增加”、“反向恢复电流增加”以及“反向电压升高”等时，瞬态电流的量(大小)增加。因该瞬态电流而在电路中产生损耗。在图1的整流电路1中，可以通过后述的IR1·IR2来测量瞬态电流。
“整流功能”：是指仅使某个方向(一个方向)上流通的电流传导(导通)并使与该方向相反的方向的电流不传导(切断)的功能。例如，当整流元件是二极管时，二极管(i)使正向电流导通，并且(ii)切断反向电流。二极管的这种功能是整流功能的一个例子。
作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。在这种情况下，该整流元件在栅极截止时，(i)使电流从源极向漏极导通，并且(ii)切断从漏极流向源极的电流。当整流元件是MOSFET或GaN-HEMT时，关于整流功能可以考虑分别(i)以二极管的阳极(阳极端子)代替源极，(ii)以二极管的阴极(阴极端子)代替漏极。因此，在后述的关于整流元件的说明中，为了方便，适当地使用术语阳极·阴极来代替术语源极·漏极。
“整流元件”：统称具有整流功能的元件。上述二极管、MOSFET和GaN-HEMT都是整流元件的一个例子。当整流元件是二极管时，(i)阴极连接到整流电路的第一端子，且(ii)阳极连接到整流电路的第二端子。另外，除非另有说明，否则本说明书中的“连接”表示“电连接”。
并且，也可以根据需要，使元件(包含变压器绕组)介于(i)阴极与第一端子之间的连接、以及(ii)阳极与第二端子之间的连接中。
“整流电流”：流过整流元件或整流电路的正向电流。在图1的整流电路1中，可以通过IR1和IR2来测量整流电流。
“开关功能(切换功能)”：仅通过使元件的栅极导通/截止，来切换电流是否从元件的漏极向源极流通的功能。将具有开关功能的元件称为开关元件(切换元件)。MOSFET、GaN-HEMT、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等属于开关元件。
(关于整流电路的整流功能的说明)
对本公开的一个方面所涉及的整流电路的基本动作进行说明。此外，还能够将未在本说明书中说明的附加功能添加到该整流电路中。例如，也可以在该整流电路中添加同步整流功能。本公开的一个方面所涉及的整流电路具有第一端子和第二端子。第一端子和第二端子满足以下两个条件。
(条件1)当以第一端子为基准向第二端子施加正电压时(即，当施加了正向电压时)，该整流电路中流过整流电流(正向电流)。条件1等效于二极管的正向特性。例如，通过施加大约1V的低正向电压，可以流过规定大小的正向电流(例如：1A～100A的量级)。正向电流的大小很大程度地受电路中设置的各元件(例如：线圈)的电流值等的影响。
(条件2)当以第二端子为基准向第一端子施加正电压时(即，当施加了反向电压时)，能够在该整流电路中切断整流电流。条件2等效于二极管的反向特性。例如，即使施加约400V的反向电压，也只会流过少量的反向电流(例如：1nA～1μA的量级)。当然，考虑排除超过整流电路的各元件的耐压特性的高电压。
如上所述，本公开的一个方面所涉及的整流电路中的第一端子与第二端子之间的特性等效于二极管中的阳极与阴极之间的特性。具体地，第一端子等效于阴极，第二端子等效于阳极。
本公开的一个方面所涉及的整流电路包括第一整流元件(例如：FR1)和第二整流元件(例如：SR1)。作为一个例子，当第一整流元件是其中二极管与MOSFET、GaN-HEMT、IGBT反并联连接的元件时，整流电路本身也可用作开关元件。在这种情况下，该整流电路可以应用于例如双向斩波电路、逆变器电路或图腾柱PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)电路。
(电源电路10的概要)
图1是表示电源电路10的电路构成的图。电源电路10包括整流电路1(还参照后述的图11)。作为一个例子，电源电路10是升压斩波电路。整流电路1起到电源电路10的整流部的作用。电源电路10是将公知的电源电路的整流部替换为整流电路1的构成。另外，要留意的是下面描述的各数值仅是一个例子。首先，说明电源电路10中除了整流电路1之外的主要构成元件。
(电源电路10的概要：输入部)
电源电路10包括电源FP1和线圈FC1作为输入部。电源FP1是电源电路10(升压斩波电路)的输入用电源。电源FP1的电压(输入电压)为200V。图1所示的电路符号的(+)侧表示电源FP1的正极。电源FP1的正极的电压(更严格地说是电势)为200V。电路符号的(-)侧表示电源FP1的负极。电源FP1的负极的电压为0V。
线圈FC1是电源电路10的升压线圈。以下，将流过线圈FC1的电流称为线圈电流。电源电路10的在稳态(以下，简称为稳态)下，线圈电流的平均值为14A。线圈FC1的电感为500μH。
(电源电路10的概要：输出部)
电源电路10包括负载RS1和电容器RV1作为输出部。负载RS1是连接到电源电路10的输出侧的负载。在稳态下，负载RS1消耗约2800W的功率。
电容器RV1是输出侧的平滑电容器。电容器RV1的正极是在图1的纸面的上侧的电极。在稳态下，输出部的正极(即，电容器RV1的正极)的电压为400V。如上所述，电源电路10被设计为使得输出电压是输入电压的两倍。电容器RV1的静电容为3.3mF。
(电源电路10的概要：开关部)
电源电路10包括开关元件SST1作为开关部。开关元件SST1起到用于励磁线圈FC1并使线圈电流增加的开关的作用。在稳态下，开关元件SST1以50％的占空比导通。开关元件SST1的驱动频率为100kHz。因此，在整流电路1中以50％的占空比被交替地施加正向电压和反向电压。
在图1的例子中，开关元件SST1是与第一整流元件FR1相同的元件。在开关元件SST1中，当栅极导通时，将电流从漏极侧流向源极侧。此外，当栅极截止时，开关元件SST1将电流切断。
(电源电路10的概要：整流电路1)
接着，对整流电路1的各部分进行说明。整流电路1包括第一整流元件FR1、第二整流元件SR1、变压器TR1(Transformer)、开关元件TT1、电源TP1、第一端子FT1和第二端子ST1。
“第一整流元件FR1”是上述第一整流元件的一个例子。第一整流元件FR1是其中高耐压GaN-HEMT共源共栅连接到低耐压Si-MOSFET的整流元件。这种GaN-HEMT也称为共源共栅GaN-HEMT。在图1的例子中，使用与MOSFET相同的电路附图标记表示共源共栅GaN-HEMT。
共源共栅GaN-HEMT和MOSFET表现出相同的整流功能。此外，两者的共同之处在于可以进行同步整流。然而，产生的瞬态电流的大小在共源共栅GaN-HEMT和MOSFET中不同。
用作第一整流元件FR1的共源共栅GaN-HEMT的反向耐压为650V。另外，该共源共栅GaN-HEMT的导通电阻为50mΩ。GaN-HEMT可以在短时间内承受较高的电压。因此，该共源共栅GaN-HEMT可以在1μsec(秒)内承受高达800V的电压。
“第二整流元件SR1”是上述第二整流元件的一个例子。在图1的例子中，第二整流元件SR1是SiC-SBD。第二整流元件SR1的耐压是650V。另外，在第二整流元件SR1开始导通时，该第二整流元件SR1的正向电压为0.9V。当正向电流流过第二整流元件SR1时，该第二整流元件SR1的电阻为50mΩ。第二整流元件SR1经由后述的次级绕组SW1与第一整流元件FR1并联连接。
“变压器TR1”包括初级绕组PW1和次级绕组SW1。初级绕组PW1的匝数是9匝。初级绕组PW1的电感为1.6μH。初级绕组PW1的电阻为10mΩ。初级绕组PW1的电感也称为励磁电感。变压器TR1可以将能量蓄积在初级绕组PW1中。次级绕组SW1的匝数是6匝。次级绕组SW1的电阻为7mΩ。
“开关元件TT1”连接到初级绕组PW1。开关元件TT1是与第一整流元件FR1相同的元件。但是，与开关元件SST1相同，开关元件TT1也作为开关来使用。
“各个元件的栅极端子”与所有控制电路连接。具体而言，设置在电源电路10中的各整流元件和开关元件中包含的栅极端子(栅极)连接至后述的控制电路8(控制装置)(图1等中未示出，参照图11)。各栅极导通/截止的切换通过控制电路8来执行。这一方面在第二实施方式的后续中也是相同的。
“电源TP1”连接到初级绕组PW1。电源TP1的电压为15V。图1所示的电路符号的(+)侧表示电源TP1的正极。电源TP1的正极的电压为15V。电路符号的(-)侧表示电源TP1的负极。电源TP1的负极的电压为0V。
“第一端子FT1”是上述第一端子的一个例子。在整流电路1中，以第一端子FT1为基准，路径被分为第一整流元件FR1侧的路径和次级绕组SW1侧的路径。第一端子FT1连接到第二整流元件SR1的阴极。并且，第一端子FT1经由第二整流元件SR1连接至次级绕组SW1。此外，第一端子FT1连接到第一整流元件FR1的阴极。并且，第一端子FT1经由第一整流元件FR1连接至第二端子ST1。
“第二端子ST1”是上述第二端子的一个例子。在整流电路1中，以第二端子ST1为基准，路径被进一步分为第一整流元件FR1侧的路径和次级绕组SW1侧的路径。第二端子ST1连接至次级绕组SW1。并且，第二端子ST1经由次级绕组SW1连接至第二整流元件SR1的阳极。此外，第二端子ST1分别连接至(i)第一整流元件FR1的阳极，和(ii)开关元件SST1的漏极。
在图1的例子中，第二整流元件SR1配置在第一端子FT1侧，并且次级绕组SW1配置在第二端子ST1侧。然而，这样的配置仅为一个例子。在本公开的一个方面所涉及的整流电路中，也可以颠倒第二整流元件SR1和次级绕组SW1的位置。
“IR1和IR2”表示电流测量部。电流测量部IR1·IR2示出了整流电路的整流电流能够测量的部分。应当注意，电流测量部IR1·IR2不是电流传感器。在本说明书中说明的整流电流的测量结果是电流测量部IR1·IR2中的测量结果。在电流测量部IR1·IR2中均监测到相同的电流值。整流电流可以通过任意电流传感器进行测量。即，测量整流电流的方法是任意的。例如，可以使用霍尔元件型电流传感器、CT(Current Transformer，电流变换器)传感器、罗氏线圈·分流电阻方法等。在本说明书中，电流测量部IR1·IR2中的电流测量的方向(检测方向)以从第二端子ST1到第一端子FT1的方向上流通的电流为正。瞬态电流也可以在电流测量部IR1·IR2中测量。该瞬态电流被测量为瞬时的负电流。
(比较例的升压斩波电路的构成和基本动作(1～3))
以下，将以往的升压斩波电路视为比较例的升压斩波电路。将比较例的升压斩波电路称为电源电路10r。电源电路10r包括电源FP1、线圈FC1、开关元件SST1、第一整流元件FR1、电容器RV1和电阻RS1。
在电源电路10r中，整流电路仅由第一整流元件FR1构成。在电源电路10r的说明中，为了与电源电路10进行比较，将第一整流元件FR1称为整流电路。下面，详细描述电源电路10r的动作以及电源电路10r的整流电路中的反向电压与瞬态电流之间的关系。
(1)首先，在开关元件SST1的导通期间，该开关元件SST1的漏极电压和第一整流元件FR1的阳极电压变为约0V。第一整流元件FR1的阴极连接到电容器RV1的正极(电压400V)。因此，第一整流元件FR1中被施加400V的反向电压。
线圈FC1的一个端子连接到电源FP1的正极(电压200V)。线圈FC1的另一个端子连接到开关元件SST1的漏极(约为0V)。因此，线圈FC1中被施加约200V的电压。通过对线圈FC1施加电压，线圈电流随时间经过而增加。该线圈电流遵循“电源FP1的正极→线圈FC1→开关元件SST1→电源FP1的负极”的路径。
(2)接着，将开关元件SST1从截止切换为导通。随着该切换，开关元件SST1的寄生电容被充电。结果，开关元件SST1的漏极电压上升。当漏极电压超过电容器RV1的正电压(400V)时，第一整流元件FR1中被施加正向电压。结果，正向电流流过第一整流元件FR1。
作为一个例子，考虑开关元件SST1的漏极电压增加到约401V的情况。在这种情况下，在第一整流元件FR1中，阳极电压约为401V，阴极电压为400V。因此，第一整流元件FR1中被施加约1V的正向电压。随着该正向电压的施加，第一整流元件FR1使整流电流导通。
(3)接着，将开关元件SST1从截止切换为导通。随着该切换，开关元件SST1的漏极电压降低。随着该漏极电压降低，第一整流元件FR1的阳极电压也降低。另一方面，第一整流元件FR1的阴极的电压仍固定在400V。这是因为第一整流元件FR1的阴极连接到电容器RV1的正极。因此，随着开关元件SST1的漏极电压降低，第一整流元件FR1中被施加反向电压。结果，瞬态电流流过第一整流元件FR1。
当瞬态电流结束流通时，开关元件SST1的漏极电压达到约0V。另外，第一整流元件FR1成为被施加400V的反向电压的状态。
SST1在驱动频率为100kHz(即，周期为10μsec)下以50％的占空比重复导通/截止。因此，每5μsec将正向电压和反向电压交替地施加到第一整流元件FR1中。
(整流电路1的动作的一个例子)
参照图2至图4，说明整流电路1的动作的一个例子。图2是表示整流电路1中的各电压·电流的波形的曲线图。图2示出了共同时间轴(横轴)上的四个波形。另外，图2的横轴表示下述第一至第四工序的时序。
图2所示的各电压·电流如下：
·“RCV”(整流电路电压)：以第二端子ST1为基准施加到第一端子FT1的电压；
·“RCI”(整流电路电流)：从第二端子ST1流向第一端子FT1的电流；
·“PW1I”(初级绕组电流)：从电源TP1流向初级绕组PW1的电流；
·“SR1I”(第二整流元件电流)：在第二整流元件SR1的正向电流。
图3是将图2的各曲线图放大表示的曲线图。在图3中，与图2不同地，在一个曲线图中示出了四个波形。另外，在图3中，为了便于放大显示，RFV从曲线图的上端突出。
图4是用于说明在第一至第四工序中的各电流路径的图。具体而言，图4的(a)～(d)分别表示第一至第四工序中的各电流路径。为了便于图示，在图4中，适当省略已在图1中标注的各元件的附图标记。此外，在图4中，与图1相比，简化了各个元件的图示。
(整流电路1的驱动方法：第一工序至第四工序以及变压器的连接)
在整流电路1的驱动方法(控制方法)中，依次执行以下四个工序。下面，具体描述各工序。
·第一工序：通过向整流电路1施加正向电压，使电流流过该整流电路1的工序；
·第二工序：通过使开关元件TT1导通，使电流流过初级绕组PW1的工序；
·第三工序：通过使开关元件TT1截止，使电流流过第二整流元件SR1并使第一反向电压施加至整流电路的工序；
·第四工序：通过向整流电路施加第二反向电压，使整流电流停止的工序。
(第一工序)
在第一工序之前，电流从线圈FC1流向开关元件SST1。因此，在第一工序中，通过使开关元件SST1截止，而使线圈FC1中产生电动势。通过该电动势，可以对FR1施加大约1V的正向电压。结果，可以在整流电路1中流过整流电流(正向RCI)。RCI流过图4的(a)中所示的路径。
并且，在第一工序中，流过第二整流元件SR1的电流的大小小于流过第一整流元件FR1的电流的大小。这是因为第二整流元件SR1串联连接至次级绕组SW1。具体地，次级绕组SW1的电感使第二整流元件电流(SR1I)减小。由于该第二整流元件为较小的值，因此，在图4的(a)中，与图4的(c)～(d)不同地，未图示出SR1I。
(第二工序)
在整流电流流过整流电路1之后，使开关元件TT1导通。通过使该开关元件TT1导通，可以产生PW1I。PW1I流过图4的(b)所示的路径。在第二工序中，PW1I随时间几乎线性增加。
(第三工序-1：使电流流过第二整流元件)
继第二工序之后，通过使开关元件TT1截止，PW1I停止。即，PW1I约为0A。随着PW1I的停止，能够使SR1I流通。SR1I流过图4的(c)所示的路径。
SR1I的该电流路径也可以从另一个角度进行说明。特别地，集中于图4的(c)中的第一整流元件FR1并说明流过该第一整流元件FR1的电流。在图4的(c)中，对RCI(整流电流)(在该图中，在第一整流元件FR1的位置处朝上)和SR1I(第二整流元件电流)(在该图中，在第一整流元件FR1的位置处朝下)一同进行图示。在同一时刻向相同路径流过彼此反向的两个电流，这指的是在路径中减去了这两个电流的值(电流值)。在图4的(c)的例子中，RCI的电流值小于SR1I的电流值。因此，RCI通过SR1I来抵消。
(第三工序-2：施加第一反向电压)
进一步，说明抵消后的差分电流。在图4的(c)中，作为抵消后的差分电流的第二整流元件电流(SR1I)的方向为在第一整流元件FR1的位置处向下。即，相对于第一整流元件FR1的正向而言，SR1I是反向电流。因此，可以通过抵消后的差分电流对第一整流元件FR1的寄生电容进行充电。通过该充电，可以对第一整流元件FR1施加瞬时反向电压(即，第一反向电压)。此外，第一反向电压也可以表现为在第三工序中通过使第二整流元件电流流通而产生的瞬时的反向电压。
由于该第一反向电压是由第二整流元件电流而产生的电压，所以不产生瞬态电流。
作为一个例子，“施加瞬时反向电压的期间”可以将其视为“在驱动频率下的周期的10％以下的期间”。由于如果周期是上述周期的10％以下的期间，则施加第一反向电压对电路动作的影响很小，因此可以认为是瞬时的。相对于此，开关元件SST1为导通的工作期间长于上述周期的10％，因此可以被视为是连续的期间。
在第一实施方式中，由于开关频率为100kHz(周期为10μsec)，因此可以说1μsec以下的期间是瞬时的期间。
(第四工序-1：施加第二反向电压)
继第三工序之后，对整流电路1施加第二反向电压。如上所述，第二反向电压不同于第一反向电压，属于连续的反向电压(一般的反向电压)。在第四工序中，通过使开关元件SST1导通，能够施加第二反向电压。此外，在以下的说明中，包含第二反向电压在内的一般的反向电压也被统称为反向电压。作为施加反向电压的方法，可以根据电源电路的种类选择各种方法。也可以通过根据各种电源电路的方法施加反向电压。
在施加反向电压(第二反向电压)的同时，产生对第一整流元件FR1的寄生电容充电的瞬态电流(反向RCI)。在图4的(d)的RCI中所示的路径中流过瞬态电流。瞬态电流通过以下所示的“第四工序-2”和“第四工序-3”的效果而被削减。
另外，虽在图4的(d)中省略图示，但是从第四工序的开始时刻起，电流流过“电源FP1的正极→线圈FC1→开关元件SST→电源FP1的负电极”的路径。
(第四工序-2：第二整流元件电流SR1I的效果)
在整流电路1中，对第一整流元件FR1的寄生电容进行充电的电流不限于反向RCI。在第四工序中，在第三工序中产生的SR1I也在对第一整流元件FR1的寄生电容进行充电的路径中流通(参照图4的(d))。也就是说，寄生电容可以通过SR1I和RCI进行充电。
因此，瞬态电流变为减去了第二整流元件电流(SR1I)的量的值。也就是说，与以往相比，可以有效地降低瞬态电流。
(第四工序-3：第一反向电压的效果)
连续施加在电源电路10中的反向电压为400V(由电容器RV1确定的值)。相对于此，在第三工序中，由于已经施加了第一反向电压(大约25V)，所以整流电路电压(RCV)上升。因此，要额外施加的反向电压的大小(即，第二反向电压的大小)是通过由400V减去第一反向电压(大约25V)而得到的值(大约375V)。因此，与过去相比，可以有效地降低瞬态电流。
(关于变压器TR1的连接的补充)
如下所述，变压器TR1被设置为在第二工序中用于蓄积磁能的部件。因此，有必要在流过PW1I的期间内，使次级绕组SW1中不流过电流。但是，由于寄生电容等引起的整流电路1的设计者所不希望的电流除外。
(关于变压器TR1的连接的补充：磁能蓄积)
当对初级绕组PW1的黑点侧施加正电压时，在次级绕组SW1的黑点侧产生正电压。在次级绕组SW1中，电压从黑点侧施加至无黑点侧。然而，在整流电路1中，第二整流元件SR1介于次级绕组SW1的黑点侧和无黑点侧之间。因此，不流过SR1I。因此，在第二工序中，源于PW1I的磁能被蓄积在初级绕组PW1中。
(关于变压器TR1的连接的补充：磁能释放)
通过在第三工序中切断PW1I，由此蓄积在初级绕组PW1中的磁能在次级绕组SW1中产生反电动势。结果，施加到次级绕组SW1中的电压的极性反转。如此，至此被施加了反向电压的第二整流元件SR1中，被施加正向电压。因此，可以在PW1I被切断的状态下流过SR1I。这样，在本公开的一个方面所涉及的整流电路中，以不同时流过PW1I和SR1I的方式设置变压器的连接关系。
(瞬态电流的降低效果和损耗降低的效果的说明)
参照图3和图5，依次说明整流电路1中的“瞬态电流的降低效果”和“损耗降低的效果”。图5是表示电源电路10r(比较例)中的整流电路电压(以下为RCVc)和整流电路电流(以下为RCIc)的波形的曲线图。图5的曲线图中的横轴和纵轴的刻度被设定为与图3的曲线图的刻度相同。
(1.瞬态电流的降低效果)
(比较例)
参照图5说明电源电路10r的整流电路(即，第一整流元件FR1)中的瞬态电流。当对整流电路施加了反向电压(正RCVc)时，瞬态电流(负RCIc)流通(参照1.12E-5的时间附近)。在图5中，由于纵轴的刻度，不图示出超过30V的电压。但是，在整流电路中，施加了400V的电压。通过对整流电路施加400V的电压，产生了大小约26A的瞬态电流。
(整流电路1)
对此，参照图3说明整流电路1中的瞬态电流。在整流电路1中，也与比较例的情况同样地，被施加了400V的反向电压。然而，在整流电路1中，瞬态电流(负RCI)的大小约为13A。如此，已确认到：根据整流电路1，与比较例相比可以降低瞬态电流。
(2.损耗降低的效果)
接下来，说明瞬态电流与损耗之间的关系。瞬态电流使该瞬态电流的路径中的高电阻部分中产生大量损耗。例如，在电源电路10中，开关元件SST1的电阻在各元件之中最高。这是因为在瞬态电流流通的时刻，开关元件SST1尚未充分地过渡为导通状态(低电阻状态，理想地为0Ω状态)。由于瞬态电流流过开关元件SST1，从而产生损耗。因此，在第一实施方式中，通过采用减小瞬态电流的量的各种方法，有效地降低了损耗。
(为了使整流电路有效地动作的改进点1～4)
第一实施方式中应用了多个优选的改进点。以下，对这些优选的改进点进行说明。图6是示意性地示出上述PW1I、SR1I、RCI和RCV的波形的曲线图。在该曲线图中，分别由横轴表示时间轴，由纵轴表示电压或电流。纵轴上的0表示电压或电流为零。在图6的曲线图中，示出了处于第三工序及其附近的时间的各波形。由于图6的曲线图是用于说明的示意图，因此未设定详细的值。
更具体地，图6的(a)是用于说明整流电路1中的不适当动作的图(参考图)。在图6的(a)中，不适当的各要素被一并显示为一个图。相对于此，图6的(b)是用于说明整流电路1中的改进点的图。图7是表示在整流电路1的实际动作中应用了图6的(b)所示的各改进点时的数据。图7是将图3的第三工序及其附近放大表示的曲线图。
(改进点1：增加第二整流元件的电流值)
在图6的例子中，SR1I取最大值的点表示为MP。在图6的(a)的例子中，在MP的时刻，SR1I的值(即，SR1I的最大值)小于同一时刻(同一时间点)的RCI的值。在这种情况下，不能利用SR1I来对第一整流元件FR1的寄生电容进行充电。
相对于此，在图6的(b)的例子中，在MP的时刻，SR1I的值(即，SR1I的最大值)大于同一时刻的RCI的值。在这种情况下，可以利用SR1I来对第一整流元件FR1的寄生电容进行充电。即，可以施加第一反向电压。图6的(b)中的FRV表示RCV的第一阶段中的电压上升的大小。该FRV属于第一反向电压。
在整流电路1中，应用了改进点1。因此，如图7所示，在第三工序中，施加约25V的第一反向电压(例如，参照在第三工序结束时的RCV)。
(改进点2：继第一反向电压之后施加第二反向电压)
在图6的(a)的例子中，在未施加第一反向电压的状态下施加了第二反向电压。由此，施加了400V的反向电压作为第二反向电压。
相对于此，在图6的(b)的例子中，继施加第一反向电压(FRV)之后，施加了第二反向电压。因此，第二反向电压的大小是通过由400V减去第一反向电压(FRV)而得到的值(SRV)。该SRV属于第二反向电压。由于SRV是低于400V的电压，因此可以削减瞬态电流。
另外，由于存在寄生分量的振铃，因此有时难以具体判断施加第二反向电压的时刻。在这种情况下，通过关注RCI的变化，可以判断具体的时序。具体地，在图6的CP中，可知RCI急剧地衰减。RCI的这种急剧衰减源于施加到整流电路的电压开始变化。因此，可以说图6的CP的时序是施加第二反向电压的时序。
在整流电路1中，应用了改进点2。因此，如图6的(b)和图7所示，与图6的(a)的例子相比，降低了瞬态电流(负RCI)的大小。
(改进点3：第二整流元件的导通期间短于初级绕组的导通期间)
在图6的(a)的例子中，第二整流元件电流(SR1I)流通的期间(第二整流元件SR1的导通期间)的长度与初级绕组电流(PW1I)流通的期间(初级绕组PW1的导通期间)的长度相同。初级绕组PW1的导通期间因为是用于蓄积磁能的期间，所以被设置为相对较长的时间。使第二整流元件SR1中以与初级绕组PW1的导通期间相同程度的长时间流过电流，就会导致导通损耗的增加。
与此相对，在图6的(b)的例子中，第二整流元件SR1的导通期间短于初级绕组PW1的导通期间。如此，通过将第二整流元件SR1的导通期间设置为短时间，可以降低导通损耗。
然而，如果第二整流元件SR1的导通期间小于10nsec，则难以适当地调整对整流电路1施加第二反向电压的时序。优选的是，注意第二整流元件SR1的导通期间不要设定为小于10nsec，并且比初级绕组PW1的导通期间足够短。
更具体地，在整流电路1中，第二整流元件SR1的导通期间为初级绕组PW1的导通期间的一半以下。在图6的(b)中，与图6的(a)不同地，为满足改进点3，设定了第二整流元件SR1的导通期间。更优选地，第二整流元件SR1的导通期间为初级绕组PW1的导通期间的约1/10以下。
在整流电路1中，应用了改进点3。在图7的例子中，初级绕组PW1的导通期间约为1.15μsec，并且第二整流元件SR1的导通期间约为85nsec。在这种情况下，第二整流元件SR1的导通期间被设定为初级绕组PW1的导通期间的约7/100。
(改进点4：次级绕组的匝数小于初级绕组的匝数)
在图6的(a)的例子中，SR1I的最大值与PW1I的最大值基本相同。在这种情况下，增加SR1I以施加第一反向电压也将一并增加PW1I。这是因为当考虑变压器TR1中的匝数与交链磁通之间的关系时，N1×PW1I＝N2×SR1I的关系成立。在此，N1是初级绕组PW1的匝数，N2是次级绕组SW1的匝数。但是，无需特意增加PW1I。PW1I的不小心增加会使损耗产生。
相对于此，在图6的(b)的例子中，次级绕组的匝数小于初级绕组的匝数。由此，可以相对于PW1I，使SR1I增加。即，可以使PW1I减少以抑制导通损耗。另一方面，可以使SR1I大于PW1I。
在整流电路1中，应用了改进点4。因此，如图7所示，SR1I的最大值大于PW1I的最大值。这是因为在变压器TR1中，N2＜N1。作为一个例子，如上所述，N1＝9并且N2＝6。
然而，当增加N1时，如果次级绕组SW1的电压恒定，则初级绕组PW1的电压随着N1的增加而增加。因此，为了避免破坏开关元件TT1，则也不优选使N1过大。
因此，若考虑目前市售的开关元件TT1(例如：晶体管)的性能，则N1优选为N2的3倍以下。此外，在考虑了降低整流电路1的成本的情况下，更优选N1为N2的两倍以下。
(第一反向电压的应用范围-1)
在第一实施方式的例子中，通过利用大约25V的FRV(第一反向电压)，从而削减了瞬态电流。为了进一步削减瞬态电流，可以采用使图6的(b)的例子中的FRV增大并且降低SRV(第二反向电压)的方法。具体地，通过进一步增加第一反向电压，可以削减更多的瞬态电流。
另一方面，第一整流元件FR1的寄生电容(以下为Coss)根据施加至该第一整流元件FR1的电压(例如：反向电压)而变化。具体地，若反向电压为200V以上，则Coss变小。另外，若反向电压为200V以上，则Coss的电压依赖性降低。相对于此，当反向电压为50V以下时，Coss增加。特别是，当反向电压为5V以下时，Coss变得非常大。
图8是示出第一整流元件FR1中的Coss的电压依赖性的一个例子的曲线图。如上所述的Coss的电压依赖性的例子如图8所示。图8的曲线图的横轴表示第一整流元件FR1的漏极·源极间电压(以下为VDS)。另外，图8的曲线图的纵轴表示Coss。VDS可以被视为是施加到第一整流元件FR1的反向电压。
鉴于上述Coss的电压依赖性，通过将FRV设置为至少5V，可以对5V以下的极大的Coss进行充电。另外。通过将FRV设置为50V，不仅可以对5V以下的超大Coss进行充电，而且还可以对5V至50V的Coss进行充电。
因此，FRV优选为5V以上的规定的电压值。另外，通过将FRV设置为50V以上，可以对更多的Coss进行充电。根据该充电量，可以降低SRV(第二反向电压)，并且可以削减瞬态电流。
(第一反向电压的应用范围-2)
然而，为了将Coss充电到更高的电压，需要大量的磁能。在将Coss充电至例如400V时，当时所需的电流而导致的损耗成为问题。因此，可以说在Coss的充电范围内存在适当的范围。
参照图12说明该适当的范围。图12是示出各元件中的Coss的电压依赖性的曲线图。在图12的曲线图中，横轴表示第一整流元件FR1的VDS，纵轴表示各元件的Coss。由于图12的曲线图是示意图，因此未设定的精确值。图12的图例“FR1”表示第一整流元件FR1的Coss。另外，图8的曲线图对应于图7的FR1。
图12的图例“SST1”表示开关元件SST1的Coss。开关元件SST1是与第一整流元件FR1相同的GaN-HEMT，并且可以取与该第一整流元件FR1相同Coss的值。然而，在图12中，SST1表示为以VDS＝200V为基准将FR1左右反转了的曲线图。这是因为相对于施加到FSW1的电压，开关元件SST1中被施加了反转的电压。具体地，若施加第一整流元件FR1的10V的电压，则开关元件SST1的电压从400V下降至10V。因此，通过以VDS＝200V为基准左右反转FR1的曲线图，可以从FR1的曲线图获得SST1的曲线图。
图12的图例“FR1SST1”表示由在各VDS中的SST1的Coss与FR1的Coss求和而得到的Coss。在第一实施方式中，在由SR1I进行充放电的Coss中不仅包含第一整流元件FR1，还包含开关元件SST1。如图12所示，FR1SST1是以VDS＝200V为中心的左右对称的曲线图。可知，在VDS＝200V时，FR1SST1的值(Coss)取最小值。
Coss的充电能量可以定义为1/2CV2。此处，C为Coss，V为VDS。因此，在0V至200V由于随着VDS的增加而C降低，因此可以有效地对Coss进行充电，而无需显著的充电能量的增加。即，Coss可以有效地充电至200V。
然而，当VDS在300V至400V附近时，Coss也随着VDS的增加而急剧地增加，因此需要非常高的充电能量，并且效率不高。因此，最优选的是将Coss充电至VDS＝200V。即，可以说第一反向电压尤其优选约为200V。
图12中所示的400V是连续施加的反向电压，并且该反向电压可以根据电路规格适当地改变。整流元件和开关元件的各自的Coss在各部件中值不同，但是趋势几乎相似，因此可以应用上述思路。
考虑到以上方面，例如，FRV(第一反向电压)优选为在SRV(第二反向电压)的50％±38％的范围内。即，相对于SRV，FRV优选在12％至88％(更具体地，在12％以上且88％以下)的范围内。进一步地，FRV优选为在SRV的50％±30％的范围内。即，相对于SRV，FRV优选在20％至80％(更具体地，在20％以上且80％以下)的范围内。
另外，第一反向电压的值随着时间的推移而变化。此处定义的第一反向电压的值表示紧跟施加第二反向电压之前的值。即，此处的第一反向电压的值是第三工序结束时的RCV的大小。
(确保次级绕组侧的磁能的方法)
关于在变压器TR1中蓄积磁能的方法，已在上述项目“关于变压器TR1的连接的补充：磁能蓄积”中进行了说明。但是，为了在变压器TR1中有效地蓄积大量的磁能，优选并用多种方法。在第一实施方式中，在上述项目中说明的方法的基础上，还使用了另一种方法。
另一种方法是从次级绕组SW1侧在变压器TR1中蓄积磁能的方法。具体地，只要使由流过第一整流元件FR1的正向电流(正RCI)而产生的该第一整流元件FR1的电压降低量(电压降低的大小)大于第二整流元件SR1的导通开始时刻的正向电压(第二整流元件SR1的导通开始时刻的第二整流元件SR1的正向电压)即可。
作为一个例子，在第一实施方式中，第二整流元件SR1的导通开始时刻的正向电压为0.9V。相对于此，第一整流元件FR1的电压降低量为大约1V。因此，在第二整流元件SR1中施加高于导通开始时刻的正向电压的电压。即，可以使第二整流元件SR1导通。因此，电流可以流过第二整流元件SR1和次级绕组SW1。
在图2的SR1I中示出了这样的电流。如图2所示，在第一工序的后半段中，流过大约3A的SR1I。因此，在第二工序的开始时刻，可以从一开始流过大小为约2A的PW1I。这是因为已经利用次级绕组SW1使磁能蓄积在变压器TR1中。
〔变形例：同步整流〕
在整流电路1中，第一整流元件FR1可以进行同步整流。同步整流开始的时刻优选设定为整流电路电流(整流电流)已导通后的时刻。例如，优选在自电流流过整流电路之后经过50ns的空载时间之后，开始进行同步整流。
同步整流结束的时刻优选设定为第一整流元件FR1的电流变为0A之前的时刻。例如，优选同步整流在第一整流元件FR1的电流变为0A的时刻的前50ns结束。
在以往的电源电路(例如：电源电路10r)中，根据整流电流流通的时刻来确定同步整流的时刻。相对于此，在整流电路1中，形成有多个电流路径。因此，尤其优选根据电流流过第一整流元件FR1的时刻来确定同步整流的时刻。
〔变形例：增加缓冲电路〕
在第一实施方式中，为了简化说明，示例出了在整流电路1中未设置缓冲电路的情况。但当然，也可以在整流电路1中适当地设置公知的缓冲电路。该缓冲电路可以是例如RC缓冲电路，也可以是RCD缓冲电路。或者，该缓冲电路也可以是有源缓冲电路(使用了晶体管的缓冲电路)。
〔变形例：整流元件的应用范围〕
在第一实施方式中，示例出第一整流元件FR1是共源共栅GaN-HEMT，并且第二整流元件SR1是SiC-SBD的情况。但是，第一整流元件FR1和第二整流元件SR1的各自的种类没有特别限定，只要包含在上述整流元件中的范畴内即可。同样地，开关元件(例如：开关元件TT1)的种类也没有特别限定，只要具有开关功能即可。
例如，作为第一整流元件FR1，也可以使用FRD或SiC-SBD。或者，作为第二整流元件SR1，也可以使用FRD或GaN-HEMT。当GaN-HEMT用作第二整流元件SR1时，能够同步整流。
〔第二实施方式〕
图9是表示第二实施方式的电源电路20的图。将第二实施方式的整流电路称为整流电路2。在整流电路2中，整流电路1的电源TP1被替换为电源FP1。即，在电源电路20中，升压斩波器部的输入用电源(电源FP1)也兼用作整流电路2的电源。根据该构成，可以减少电源电路20的电源总数，因此在成本方面是有利的。
此外，在整流电路2中，设置有开关元件TT2·TT3·TT4来代替整流电路1的开关元件TT1。将整流电路2的变压器称为变压器TR2(Transformer)。将变压器TR2的初级绕组和次级绕组分别称为初级绕组PW2和次级绕组SW2。整流电路2是针对整流电路1的初级绕组侧的电路的一变形例。开关元件TT2～TT4分别连接至初级绕组PW2。开关元件TT2～TT4分别是与开关元件TT1相同的开关元件。也可以根据需要，开关元件TT2～TT4的各个参数。
初级绕组PW2的黑点侧连接到开关元件TT3的源极和开关元件TT4的漏极。相对于此，初级绕组PW2的无黑点侧连接到TT2的漏极。电源FP1的正极连接到开关元件TT3的漏极。相对于此，电源FP1的负极连接到开关元件TT2·TT4的各自的源极。
(整流电路2的效果)
图9的整流电路2是以防止过大的电压被施加到与初级绕组连接的开关元件而构成。在整流电路2中，要使电流流过初级绕组PW2，则使开关元件TT2·TT3的双方都导通。当PW1I达到规定电流值时，使开关元件TT3截止，然后使开关元件TT2截止。
当在开关元件TT2·TT3的双方都被截止的状态下，对次级绕组SW2施加电压时，在初级绕组PW2中产生电压。但是，由于开关元件TT3被截止，因此可以避免初级绕组PW2的电压与电源FP1的电压之和的电压被直接施加于开关元件TT2。因此，可以将施加到开关元件TT2的电压抑制到大约初级绕组PW2的电压。因此，可以防止开关元件TT2的损坏。
在整流电路2中，开关元件TT4不一定需要设置。然而，通过以与开关元件TT3互补的方式使开关元件TT4动作，可以获得以下三个优点。
第一，可以通过自举电路来提供开关元件TT3的栅极驱动电源。由于自举电路便宜，因此可以降低栅极驱动电源的成本。
第二，使开关元件TT3与开关元件TT4之间的连接节点的电压设为0变得容易。即，可以使上述连接节点容易接地。当由于初级绕组PW2的漏电感(漏感)引起的回流电流作为正向电流流过开关元件TT4时，上述连接节点的电压设为0。
第三，通过强制使开关元件TT4导通，也可以使初级绕组PW2的一个端子可靠地接地。因此，可以可靠地使该一个端子的电压保持为0V。
〔第三实施方式〕
图10是表示第三实施方式的电源电路30的图。将第三实施方式的整流电路称为整流电路3。在整流电路3中，整流电路1的电源TP1被替换为电容器RV1。即，可以将升压斩波部的平滑电容器(电容器RV1)作为整流电路3的电源使用。根据该构成，可以减少电源电路30的电源总数，因此在成本方面是有利的。
此外，在整流电路3中，设置有开关元件TT5·TT6·TT7来代替整流电路1的开关元件TT1。将整流电路3的变压器称为变压器TR3(Transformer)。将变压器TR3的初级绕组和次级绕组分别称为初级绕组PW3和次级绕组SW3。整流电路3也是针对整流电路1的初级绕组侧的电路的另一变形例。因此，可以说整流电路3是针对整流电路2的一变形例。
整流电路3的开关元件TT5起到与整流电路2的开关元件TT2相同的作用。并且，整流电路3的开关元件TT6·TT7分别起到与整流电路2的开关元件TT3·TT4相同的作用。与整流电路2同样，在整流电路3也可以防止开关元件TT5的损坏。
〔第四实施方式〕
本公开的一个方面所涉及的整流电路可以应用于需要整流功能的任何电源电路。作为该电源电路的例子，例举出升压斩波电路、降压斩波电路、双向斩波电路、逆变器电路、PFC电路以及隔离型DC/DC转换器等。
图11是示出包括电源电路10(具有整流电路1的电源电路)的电源装置100的图。根据整流电路1，可以降低电源电路10·电源装置100的损耗。进一步地，电源装置100包括控制电路8。控制电路8控制电源电路10的各部分。更具体地，控制电路8控制设置在电源电路10中的各个元件的导通/截止的切换。在第一至第四工序中，也可以通过控制设置在电源电路10中的各个开关元件的导通/截止来执行控制电路8。
〔总结〕
在本公开的方式1所涉及的整流电路是具有第一端子和第二端子的整流电路，所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，并且在所述整流电路中，当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，通过流过所述第二整流元件电流，从而施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压。
如上所述，当对以往的整流电路施加反向电压时，产生瞬态电流。该瞬态电流产生电源电路或电源装置中的损耗。因此，为了降低由瞬态电流带来的的损耗，则需要降低瞬态电流。
在此，发明人基于“利用蓄积在变压器中的磁能而产生反向电压，以抑制瞬态电流的产生”的构思，提出上述构成。
根据上述构成，可以通过源于磁能的第二整流元件电流，能够产生第一反向电压(瞬时的反向电压)。该第一反向电压的施加不会使整流电路产生瞬态电流。这是由于第一反向电压通过磁能而将成为瞬态电流的电流分量流向由次级绕组、第二整流元件和第一整流元件构成的内部路径。即，在整流电路的外部路径中，几乎不产生瞬态电流。
这可以视为等同于以下情况：当将整流电路视为一个整流元件时，不产生瞬态电流。这样，根据本公开的一个方式的整流电路，可以有效地抑制瞬态电流。
在本公开的方式2所涉及的整流电路中，优选在所述第二整流元件电流设为最大值的时刻，所述第二整流元件电流的大小大于同一时刻的所述整流电路电流的大小。
根据上述构成，通过第二整流元件电流与整流电路电流之间的差分电流，可以对第一整流元件的寄生电容进行充电。通过以这种方式对寄生电容充电，可以产生第一反向电压。
在本公开的方式3所涉及的整流电路中，优选在上述方式1或2中，继施加所述第一反向电压之后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
如上所述，第一反向电压是源于磁能的瞬时反向电压。因此，仅利用第一反向电压难以连续地施加反向电压。因此，如上述构成那样，继施加第一反向电压之后，通过施加第二反向电压，可以连续地施加反向电压。
在本公开的方式4所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至3中的任一个中，所述第二整流元件的导通期间短于所述初级绕组的导通期间。
如上所述，初级绕组的导通期间(初级绕组中流过初级绕组电流的期间)是用于在变压器中蓄积适当量的磁能的期间。因此，初级绕组的导通期间需要设置为一定程度的长度。
另一方面，第二整流元件的导通期间(第二整流元件中流过第二整流元件电流的期间)是用于将已蓄积的磁能从变压器释放的期间。因此，与初级绕组的导通期间不同，不需要将第二整流元件电流的导通期间设定为长时间。相反，当第二整流元件电流的导通期间设定为长时间时，会导致无用的导通损耗增加。因此，如上述构成那样，通过将第二整流元件电流的导通期间设定为比初级绕组的导通期间短，可以降低导通损耗。
在本公开的方式5所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至4中的任一个中，所述次级绕组的匝数少于所述初级绕组的匝数。
根据上述构成，可以在降低初级绕组电流，并能够使第二整流元件电流增加。因此，通过增加第二整流元件电流，可以有效地产生第一反向电压。另外，通过降低初级绕组电流，也可以使导通损耗降低。
在本公开的方式6所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至5中的任一个中，所述第一反向电压的大小达到5V以上的规定电压值以后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
根据上述构成，可以在施加大小为5V以上的第一反向电压之后施加第二反向电压。因此，能够有效地降低瞬态电流。
在本公开的方式7所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至6中的任一个中，所述第一反向电压的大小为连续的所述反向电压即第二反向电压的大小的12％以上且88％以下。
根据上述构成，在可有效利用磁能的范围内，可以施加第一反向电压。因此，能够有效地降低瞬态电流。
在本公开的方式8所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至7中的任一个中，通过使正向的所述整流电路电流流向所述第一整流元件，产生的该第一整流元件的电压降低的大小大于所述第二整流元件的导通开始时刻的该第二整流元件的正向电压的大小。
根据上述构成，当正向的整流电路电流流通时，对第二整流元件施加高于导通开始时刻的正向电压的电压。即，可以使第二整流元件导通。因此，由于电流可以流过第二整流元件和次级绕组，所以可以将磁能蓄积在该次级绕组中。该磁能还可以用于施加第一反向电压。
本公开的方式9所涉及的电源装置优选包括上述方式1至8中的任一个所涉及的整流电路。
根据上述构成，能够起到与本发明的一个方面所涉及的整流电路相同的效果。
在本公开的方式10所涉及的整流电路的驱动方法是用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路的驱动方法，在所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，所述驱动方法包括如下工序：第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，并且施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压；以及第四工序，其在所述第三工序之后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
根据上述构成，能够起到与本发明的一个方面所涉及的整流电路相同的效果。
(附加说明〕
本公开的一方式不限于上述各实施方式，能在权利要求所示的范围中进行各种变更，将不同的实施方式中分别公开的技术手段适当组合得到的实施方式也包含于本发明的技术范围。而且，能够通过组合各实施方式分别公开的技术方法来形成新的技术特征。
(关联申请的相互参照)
本申请对在2018年7月19日提出的日本国专利申请：特愿2018-136200进行主张优先权的利益，并且通过参照，其所有内容被包含于本申请中。
附图标记说明
1、2、3 整流电路
8 控制电路(控制装置)
10、20、30 电源电路
100 电源装置
FP1 电源
TP1 电源
RV1 电容器(电源)
FR1 第一整流元件
SR1 第二整流元件
FT1 第一端子
ST1 第二端子
TR1、TR2、TR3 变压器(Transformer)
PW1、PW2、PW3 初级绕组
SW1、SW2、SW3 次级绕组
TT1～TT7 开关元件
RCV 整流电路电压(以第二端子为基准，施加至第一端子的电压)
RCI 整流电路电流(将从第二端子流向第一端子的方向设为正向)
PW1I 初级绕组电流
SR1I 第二整流元件电流
FRV 第一反向电压
SRV 第二反向电压

Claims (10)

1.一种整流电路，其具有第一端子和第二端子，所述整流电路的特征在于，
将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，
将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，
当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，
当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，
所述整流电路包括：
第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；
变压器，其具有初级绕组和次级绕组；
第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；
开关元件，其与所述初级绕组连接；以及
电源，其与所述初级绕组连接，
并且在所述整流电路中，
当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，
当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，
通过流过所述第二整流元件电流，从而施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压。
2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
在所述第二整流元件电流设为最大值的时刻，
所述第二整流元件电流的大小大于同一时刻的所述整流电路电流的大小。
3.根据权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于，
继施加所述第一反向电压之后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的整流电路，其特征在于，
所述第二整流元件的导通期间短于所述初级绕组的导通期间。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的整流电路，其特征在于，
所述次级绕组的匝数少于所述初级绕组的匝数。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的整流电路，其特征在于，
所述第一反向电压的大小达到5V以上的规定电压值以后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的整流电路，其特征在于，
所述第一反向电压的大小为连续的所述反向电压即第二反向电压的大小的12％以上且88％以下。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的整流电路，其特征在于，
通过使正向的所述整流电路电流流向所述第一整流元件，产生的该第一整流元件的电压降低的大小大于所述第二整流元件的导通开始时刻的该第二整流元件的正向电压的大小。
9.一种电源装置，其特征在于，包括权利要求1至8中的任一项所述的整流电路。
10.一种整流电路的驱动方法，其用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路，所述驱动方法的特征在于，在所述整流电路中，
将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，
将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，
当连续施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，
当连续施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，
所述整流电路包括：
第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；
变压器，其具有初级绕组和次级绕组；
第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；
开关元件，其与所述初级绕组连接；以及
电源，其与所述初级绕组连接，
所述驱动方法包括如下工序：
第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；
第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；
第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，并且施加瞬时的所述反向电压即第一反向电压；以及
第四工序，其在所述第三工序之后，施加连续的所述反向电压即第二反向电压。
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