CN111585455A - 整流电路以及电源装置 - Google Patents

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CN111585455A CN202010090421.3A CN202010090421A CN111585455A CN 111585455 A CN111585455 A CN 111585455A CN 202010090421 A CN202010090421 A CN 202010090421A CN 111585455 A CN111585455 A CN 111585455A
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Abstract

在整流电路(1)中，在导通晶体管(AT1)的情况下，电流从电源(AV1)流向线圈(AC1)。然后，在截止晶体管(AT1)的情况下，第二整流元件电流从线圈(AC1)流向第二整流元件(SR1)，第一逆方向电压施加于整流电路(1)。

Description

整流电路以及电源装置
技术领域
以下公开涉及一种整流电路。
背景技术
已知在用于电源电路的整流元件中发生过载电流。该过载电流通过施加阻止整流元件的电流的逆方向电压而发生。因该过载电流发生电源电路的损耗而进行研究各式各样的对策方法。
在专利文献1以及2公开了一种减少过载电流为目的的电路。例如，在专利文献1所公开的电路中，为了减少过载电路，设有并联连接在整流元件的二极管和变压器。在专利文献2中也公开了与专利文献1同样的电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-36075号公报
专利文献2：日本特开2013-198298号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，如后述那样，关于用于减少整流电路中的过载电流的方法，仍有改善的空间。本公开的一形态的目的是有效地减少整流电路中的过载电流。
解决问题的手段
为了解决上述课题，本公开的一形态所涉及的整流电路，是使整流电流从第二端子流向第一端子的整流电路，其特征在于，具备：第三端子，配置在上述第一端子和上述第二端子之间；第一整流元件，连接于上述第一端子和上述第二端子；第二整流元件，连接于上述第一端子和上述第三端子；线圈，连接于上述第三端子和上述第二端子；晶体管，漏极或集电极连接于上述第三端子；以及电源，正极连接于上述第二端子且负极连接于上述晶体管的源极或发射极，通过上述线圈，第一逆方向电压施加于上述整流电路。
发明效果
依据本公开的一形态所涉及的整流电路，可以有效地减少过载电流。
附图说明
图1是表示实施方式1的电源电路的电路结构的图。
图2是表示各电压/电流的波形的图。
图3是放大显示了图2的各图表的图。
图4(a)～(d)是分别为了说明在第一至第四工序中的各电流的路径的图。
图5是表示在比较例的电源电路中的各电压/电流的波形的图。
图6是示例某个元件中的Coss的电压依赖性的图。
图7是示例各元件中的Coss的电压依赖性的图。
图8是表示实施方式2的电源装置的图。
具体实施方式
〔实施方式1〕
以下对实施方式1的整流电路1以及电源电路10进行说明。为了便于说明，对与在实施方式1中说明的部件具有相同功能的部件，在以后的各实施方式中，标注相同的附图标记，不重复对它们的详细的说明。
(整流电路1的目的)
如上述所述，在整流元件中发生过载电流。已知过载电流主要在具有PN接合的整流元件会发生。
另一方面，作为未具有PN接合的半导体元件的例子,可以列举SiC-SBD(SchottkyBarrier Diode)或GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor)等。在这些半导体装置中不会发生由于PN接合所引起的过载电流。然而，逆方向电压的施加导致的寄生电容的充电电流作为过载电流流动。整流电路1被创作为了减少这些过载电流为目的。
(用语的定义)
在说明整流电路1之前，在本说明书中，各用语定义如下。
「顺向电压」：意味着为了使顺向电流流动于整流元件的电压。
作为第一个例子，考虑在整流元件是二极管的情况。在该情况下，顺向电压意味着为了使顺向电流流动于二极管而施加的电压。
作为第二个例子，考虑在整流元件是晶体管的情况。在该情况下，顺向电压意味着「在栅极截止时，以漏极为基准，将正的电压施加于源极的情况下，整流电流导通的电压」。
上述的两个例子是与以整流电路1的第一端子FT1(后述)为基准，将正的电压施加于第二端子ST1(后述)相同。
顺向电压的大小是依赖于元件的种类，例如是0.1V～5V。伴随于顺向电压的施加而发生的顺向电流的大小是依赖于线圈等的电感性元件的电流，例如是0.1～100A。
「整流电流」：意味着流动于整流元件或整流电路的顺向电流。
「逆方向电压」：意味着为了顺向电压不会流动而施加于整流元件或整流电路的电压。
作为第一个例子，考虑在整流元件是二极管的情况。在该情况下，为了使顺向电流不会流动于该二极管而施加的电压是逆方向电压。
作为第二个例子，考虑在整流元件是晶体管的情况。在该情况下，逆方向电压意味着「在栅极截止时，以源极为基准，被施加于漏极的正的电压」。
上述的两个例子是与以整流电路1的ST1为基准，将正的电压施加于FT1相同。逆方向电压的大小是依赖于电路规格，例如是1V～1200V。
「第一逆方向电压」：意味着通过线圈的能量来施加于整流电流的瞬时的逆方向电压。如果某期间是开关周期的10％以下，就给电路动作的影响小，而该期间可以视为瞬时的。在实施方式1中，开关周期是10μsec，而可以说1μsec以下的期间是瞬时的。
「第二逆方向电压」：与第一逆方向电压不同，表示持续地被施加的逆方向电压。在只记载为逆方向电压的情况下，表示该第二逆方向电压。例如，在工作期间中的逆方向电压对应于第二逆方向电压。
「过载电流」：共同意指反向恢复电流以及整流元件的寄生电容的充电电流。即，过载电流意味着在将逆方向电压施加于整流元件时会发生的过度的电流。图1的例子中，在FS1以及SS1的位置，可以测量过载电流。
「整流功能」：意味着使电流流动于仅一个方向的功能。
作为第一个例子，考虑在整流元件是二极管的情况。在该情况下，整流功能是表示使顺向电流导通且切断逆方向电流的二极管的功能。
作为第二个例子，考虑在整流元件是晶体管的情况。在该情况下，整流功能是表示在栅极截止时，使电流从源极向漏极导通且切断从漏极流向源极的电流的功能。
「整流元件」：共同意指具有整流功能的元件。
「晶体管功能」：意味着通过晶体管的栅极导通/截止来切换电流是否从漏极流向源极的功能。当然，为了使电流流动，也需要以源极为基准，将正的电压施加于漏极。
此外，在元件是双极晶体管或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等的情况下，可以分别(i)将漏极置换为集电极，(ii)将源极置换为发射极并考虑。
「晶体管元件」：共同意指具有晶体管功能的元件。
(电源电路10的结构的概要)
图1是表示实施方式1的电源电路10的电路结构的图。电源电路10是高电压对低电压转换的降压DCDC转换器。在电源电路10中，公知的降压DCDC转换器的整流元件被转换为整流电路1。此外，请留意，在以下描述的各数值只是一个例子。
(电源电路10的高电压部的结构)
在高电压部设有电源HV1和电容器HC1。此外，在以下说明中，为了简化记载，例如，「电源HV1」简单地表记为「HV1」。HV1的电压是400V。HC1的静电容量是3.3mF。电源记号的(+)侧是表示正极侧。(-)侧是表示负极侧。HV1的负极的电压是0V。
(电源电路10的低电压部的结构)
在低电压部设有线圈CO1、电容器LC1、负载LO1。CO1是其电感为500μH，平均电流为14A。另外，LC1的电压是200V。在电源电路10中，LC1的电压被设计为HC1的电压的1/2倍。
(电源电路10的整流电路1的结构)
一般的整流电路具备第一整流元件FR1。与此相应地，在整流电路1中，除了第一整流元件FR1，还设有第二整流元件SR1、线圈AC1、晶体管AT1、电源AV1。
「第一整流元件FR1」是级联型的GaN-HEMT。FR1是其漏极耐压为650V，导通电阻为50mΩ。在图1的例子中，利用与MOSFET(Metal Oxide Semiconductor field EffectTransistor)相同的电路记号来表示级联型GaN-HEMT。
「第二整流元件SR1」是其耐压为650V的SiC-SBD。导通开始时刻中的SR1的顺向电压是0.9V。顺向电流流动时的SR1的电阻是50mΩ。
「线圈AC1」是其电感为1μH、直流电阻为50mΩ的线圈。
「晶体管AT1」是其导通电阻为40mΩ的MOSFET。
「电源AV1」是电压15V的电源。AV1的正极连接于ST1。在实施方式1中，由于ST1的电压是0V,从而AV1的负极的电压设定为-15V。AV1的负极连接于AT1的源极。
「第一端子FT1」表示FR1和SR1的电连接点。
「第二端子ST1」表示FR1和AC1和AV1的电连接点。
「第三端子TT1」表示SR1和AC1和AT1的电连接点。
「FS1以及SS1」表示可以测量整流电路1的电流的一部分。在FS1和SS1都被观测相同的电流值。对电流传感器可以使用任意者。作为电流传感器，例如，可以使用霍尔元件型电流传感器、CT(Current Transformer)传感器、罗戈夫斯基线圈、分流电阻方式等。
(电源电路10的晶体管功能部的结构)
晶体管SWT1设置于晶体管功能部。
电源电路10中的各元件的栅极端子连接于后述的图8的控制电路9。因此，栅极导通/截止的切换被控制电路9执行。
(比较例的电源电路的结构)
首先，对比较例的降压DCDC转换器(以下，电源电路)的动作和过载电流的关系进行详细说明。电源电路由上述的一般的整流元件构成。
(比较例的动作1)
首先，在SWT1的导通期间，开关节点的电压约成为400V。因此，约200V的电压施加于CO1，线圈电流增加。该线圈电流通过「HV1的正极→SWT1→CO1→LO1→HV1的负极」的路径。
(比较例的动作2)
接下来，将SWT1切换到截止。其结果，通过CO1的电动势，ST1的电压变得比FT1的电压高约1V。该约1V的电压作为顺向电压施加于FR1，整流电流从FR1流向CO1。该整流电流通过「LO1→FR1→CO1→LO1」的路径。
(比较例的动作3)
接下来，将SWT1切换到导通。其结果，开关节点的电压约成为400V。因此，约400V的逆方向电压施加于FR1。通过该约400V的逆方向电压，过载电流流动。
这些动作1～3在频率100kHz重复执行。SWT1的占空比是50％。因此，每个5μsec，顺向电压和逆方向电压交替地施加于FR1。
(在整流电路1的动作讲解使用的图2～4的说明)
图2是表示在整流电路1中的四个电压以及电流的各自的波形的图表。这些波形是在共同的时间轴(横轴)的基础上被表示。该四个波形分别表示如下；
·RFV(整流电路1的电压)：以ST1为基准，施加于FT1的电压；
·RF1(整流电路1的电流)：从ST1流向FT1的电流；
·AC1I(AC1的电流)：从ST1流向TT1的电流；
·SR1I(SR1的电流)：从TT1流向FT1的电流；
第一～第四工序(后述)的时机表示于图2的横轴。SR1I也可以称为第二整流元件电流。
图3是扩大显示图2的各图表并将四个波形显示于一个图表中的图。此外，为了便于扩大显示，RFV从图表的上端向外延伸。
图4是为了说明在第一～第四工序中的各电流的路径的图。具体来说，图4的(a)～(d)分别对应于第一～第四工序的电流路径。为了便于图示，在图4中，对图1赋予的各元件的符号被省略。
(整流电路1的驱动方法：第一工序～第四工序)
在整流电路1的驱动方法中，以下的四个工序以此顺序执行。
·第一工序：将顺向电压施加于整流电路1，使整流电流流动的工序；
·第二工序：通过导通AT1来使电流流动于AC1的工序；
·第三工序：通过截止AT1来使电流流动于SR1且将第一逆方向电压施加于整流电路1的工序；
·第四工序：将第二逆方向电压施加于整流电路1，使整流电流停止的工序。
(第一工序：使整流电流流动于整流电路)
在第一工序之前，电流从SWT1流向CO1。于是，在第一工序中，通过截止SWT1来使得在CO1发生电动势。通过该电动势来能够将约1V的顺向电压施加于整流电路1。其结果，可以使整流电流流动于FR1。该整流电流流过图4(a)所示的路径。
此外，在第一工序中，流动于SR1的电流小于流动于FR1的电流。因此，在图4(a)中，与图4的(c)～(d)不同，SR1I未图示。
(第二工序：使电流流动于AC1)
后续于第一工序，通过导通AT1，使AC1I流动并将能量累积于线圈。AC1I流过图4(b)所示的路径。AC1I伴随于时间的经过，几乎线性地增加。
(第三工序-1：使电流流动于SR1)
后续于第二工序，通过截止AT1，利用线圈的能量使SR1I流动。SR1I流过图4(c)所示的路径。
对SR1I的电流路径，也可以从其他视点来进行说明。尤其是，对图4(c)中的流动于FR1的电流进行说明。在FR1中，RF1(于FR1的位置中，在图示中朝上)和SR1I(于FR1的位置中，在图示中朝下)一起图示。互相之间为逆方向的电流流动于FR1意味着产生电流值的抵消。
(第三工序-2：将第一逆方向电压施加于整流电路1)
使SR1I流动的结果，由于SR1I变得比RF1多，从而RFV上升。详细地说明，由于FR1中的抵消后的电流在图4(c)中朝下，从而FR1的寄生电容被充电，整流电路1的电压上升。即，能够通过线圈的能量来将第一逆方向电压施加于整流电路1。
(第四工序：将第二逆方向电压施加于整流电路1)
在第四工序中，通过SWT1的导通来将第二逆方向电压施加于整流电路1。第二逆方向电压的施加方法可以根据电源电路的种类选择各式各样的方法。
逆方向电压的施加的同时，会发生充电FR1的寄生电容的过载电流(逆方向的RFI)。在图4(d)的RF1所示的路径中，过载电流流动。另外，在图4(d)中省略图示，但从第四工序的开始时刻,「HV1的正极→SWT1→CO1→LO1→HV1的负极」的路径的电流流动。
(通过FR1I使过载电流减少的原理)
在整流电路1中，当SR1I在充电FR1的寄生电容的路径中流动时，施加逆方向电压并使过载电流流动。即，通过FR1I和RF1来能够充电FR1的寄生电容。因此，过载电流成为FR1I的量被扣除的值。也就是说，与现有技术相比，可以有效地减少过载电流。
(通过第一逆方向电压使过载电流减少的原理)
如上述所述，第二逆方向电压是400V。在实施方式1中，由于在第三工序中已施加了约22V的第一逆方向电压而RFV上升了该第一逆方向电压的量。因此，在第四工序追加施加的第二逆方向电压成为从400V扣除第一逆方向电压的约22V的值(约378V)。因此，与现有技术相比，可以有效地减少过载电流。
由于第一逆方向电压是瞬时的电压，所以电压施加立刻结束。因此，在继续施加第一逆方向电压的同时，优选地，随后施加第二逆方向电压。
另外，第二逆方向电压被施加的时机由于寄生成分引起的振铃的影响而有难以详细地判别的情况。在这样的情况下，通过着眼于RFI的变化来能够判别详细的时机。具体而言，可以看到在图3的CP中RFI急速衰减。RFI的急速的衰减源自施加于整流电路1的电压开始变化。因此，可以说图3的CP的时机是第二逆方向电压被施加的时机。
(过载电流的减少效果)
参照图3以及图5，对在整流电路1中的过载电流的减少效果进行说明。图5是表示在电源电流中的整流电路电压(RFVc)以及整流电路电流(RFIc)的波形的图。图5的图表中的横轴以及纵轴的标度被设为与图3的图表相同。
(比较例的过载电流)
参照图5，对电源电路的整流电路的过载电流进行描述。在比较例中，当逆方向电压(RFVc)被施加400V时，过载电流(负的RFIc)流动。在图5中，因纵轴的标度的原因，超过30V的电压未图示。但，RFVc达到400V。因此，在电源电路中，约26A的大小的过载电流流动。
(整流电路1的过载电流)
参照图3，对整流电路1中的过载电流进行描述。也在整流电路1中，与比较例相同，被施加400V的逆方向电压(RFV)。然而，在整流电路1中，过载电流(负的RFI)的大小是约13A。如此，确认了依整流电路1，与比较例相比，可以减少过载电流。
(为了高效地动作整流电路1的改进点1～3)
在实施方式1中，多个优选改进点被适用。以下对这些优选改进点进行说明。
(改进点1：第一逆方向电压达到5V以上后，施加第二逆方向电压)
在实施方式1的例子中，通过施加约22V的第一逆方向电压来减少了过载电流。作为一个例子，通过提高第一逆方向电压来能够减少更多的过载电流。
图6是表示某个元件(例：FR1)的寄生电容(Coss)的逆方向电压(VDS)依赖性的一个例子的图表。
Coss随着VDS的降低而变大。在VDS是50V以下的情况下，成为较大的Coss，在5V以下的情况下，成为极大的Coss。
通过将第一逆方向电压设置为至少5V，能够充电在5V以下的极大的Coss。另外，通过将第一逆方向电压设置为50V，除了在5V以下的极大的Coss，也能够充电从5V到50V的较大的Coss。
因此，第一逆方向电压优选是5V以上的规定的电压值。另外，通过将第一逆方向电压设置为50V以上，能够充电更多的Coss。
(改进点2：第一逆方向电压是第二逆方向电压的12％以上且88％以下)
然而，为了通过第一逆方向电压，到更高的电压充电Coss，必需要很多的线圈能量。因此，Coss的充电电压过高也不理想。
图7是示例FR1以及SWT1的各自的对Coss电压依赖性的示意图表。在该图表中，横轴表示FR1的VDS，纵轴表示各元件的Coss。FR1的反转电压施加于SWT1。据此，SWT1的Coss是以「VDS＝200V」为基准，反转FR1的Coss的值。
「FR1SWT1」表示FR1的Coss和SWT1的Coss的合计值。由SR1I充放电的Coss是该FR1SWT1。在FR1SWT1中，从0V到200V，Coss伴随于VDS的增加而降低。因此，无需显著的充电能量的增加。从而，直到200V，可以高效地充电Coss。然而，在350V以上，存在非常多的Coss。因此，在350V以上，无法高效地利用线圈的能量。如上所述，第一逆方向电压优选在50V～350V的范围内。
考虑以上的点，第一逆方向电压对第二逆方向电压优选在12％～88％(12％以上且88％以下)的范围内。
如图7所示例的第二逆方向电压的值(400V)可以根据电路电压和整流元件耐压适当变更。整流元件的Coss根据整流元件耐压(电路电压)会变化。因此，可以根据上述比率考虑。
另外，第一逆方向电压的值根据FR1I和时间经过会变化。在上述的说明所提到的第一逆方向电压的值指「第二逆方向电压被施加之前的第一逆方向电压的值」。
(改进点3：AV1的电压小于第二逆方向电压)
由于AT1使开关损耗发生，从而优选AV1的电压低。在实施方式1中，构成为不是用第二逆方向电压(400V)，而是用电压更低的电压源的AV1。据此，可以减少AT1的开关损耗。
AV1的电压设定为AT1的控制端子(栅极端子)的额定电压的20V以下。因此，作为AT1的栅极驱动用电源，也可以应用AV1。AT1的栅极驱动用电源内建在图8的控制电路9。
另一方面，为了AT1的导通损耗降低，AV1的电压优选是晶体管(例：AT1)在饱和领域中可以动作的电压(5V以上)。
在实施方式1中，AV1是5V以上且小于第二逆方向电压。进一步，AV1是低于AT1的控制端子的额定电压。
〔变形例：元件的适用范围〕
在实施方式1中,例示了FR1是级联型的GaN-HEMT，且SR1是SiC-SBD的情况。这些元件的种类当被包含在上述的各元件的范畴中时，特别不限定。同样的，SWT1的种类也当具有晶体管功能时，特别不限定。另外，关于整流元件，由于适用通常被使用的同步整流而可以降低导通损耗。
〔实施方式2〕
本公开的一形态所涉及的整流电路可以适用于利用整流电路的电源电路。作为电源电路的例子，能够列举斩波电路、逆变器电路、以及PFC(Power Factor Correction)电路等。
图8是表示具备电源电路10的电源装置100。根据整流电路1，可以降低电源电路10/电源装置100的损耗。进一步，电源电路10包含控制电路9。控制电路9控制设在电源电路10的各元件的导通/截止的切换。尤其是，在控制电路9中，为了切换AT1的导通/截止，栅极驱动用电源(电压15V)被内建。该栅极驱动用电源与AV1连接。第一～第四工序可以通过控制电路9控制设在电源电路10的各元件的导通/截止来执行。
〔总结〕
本公开的形态1所涉及的整流电路是使整流电流从第二端子流向第一端子的整流电路，具备第三端子，配置在上述第一端子和上述第二端子之间；第一整流元件，连接于上述第一端子和上述第二端子；第二整流元件，连接于上述第一端子和上述第三端子；线圈，连接于上述第三端子和所述第二端子；晶体管，漏极或集电极连接于上述第三端子；以及电源，正极连接于上述第二端子，负极连接于上述晶体管的源极或发射极，通过上述线圈，第一逆方向电压施加于上述整流电路。
如上所述，过载电流在电路中使损耗发生。因此，本申请的发明人基于「线圈的能量能带来过载电流的抑制」的着想，发现了上述的结构。
根据上述的结构，通过导通晶体管来使电流流动于线圈并累积能量。然后，通过截止晶体管，其能量变换成第二整流元件电流，可以减少过载电流。
该第二整流元件电流是为了使成为过载电流的电流成分流动于由线圈、第二整流元件、第一整流元件构成的路径且将第一逆方向电压施加于整流电路。
在本公开的形态2所涉及的整流电路中，后续于上述第一逆方向电压，第二逆方向电压施加于上述整流电路。
根据上述的结构，两个逆方向电压是连续的。第一逆方向电压是由于线圈的能量,其施加时间收到限制。通过使得第二逆方向电压后续来能够延长逆方向电压的施加时间。
在本公开的形态3所涉及的整流电路中，上述第一逆方向电压达到5V以上后，第二逆方向电压施加于上述整流电路。
根据上述的结构，通过第一逆方向电压来可以充电第一整流元件中的小于5V的极大的Coss。因此，可以有效地减少过载电流。
在本公开的形态4所涉及的整流电路中，上述第一逆方向电压是上述第二逆方向电压的12％以上且88％以下。
根据上述的结构，在可以有效地利用线圈的能量的范围内，施加第一逆方向电压。
本公开的形态5所涉及的整流电路中，上述电源的电压小于上述第二逆方向电压。
根据上述的结构，可以利用较低的电压切换晶体管，减少该晶体管的开关损耗。
本公开的形态6所涉及的电源装置具备本公开的一形态所涉及的整流电路。
根据上述的结构，通过使用过载电流被减少的整流电路来能够实现损耗被减少的电源装置。
〔付记事项〕
本公开的一形态并不局限于上述的各实施方式，在权利要求所示的范围内能够进行各种变更，将不同的实施方式中分别公开的技术手段适当地组合得到的实施方式也包含于本公开的技术范围。进一步地，通过将各实施方式中分别公开的技术手段组合，能够形成新的技术特征。
附图标记说明
1 整流电路
9 控制电路
10 电源电路
100 电源装置
FR1 第一整流元件
SR1 第二整流元件
FT1 第一端子
ST1 第二端子
TT1 第三端子
AC1 线圈
AT1 晶体管
AV1 电源

Claims (6)

1.一种整流电路，是使整流电流从第二端子流向第一端子的整流电路，其特征在于，具备：
第三端子，配置在上述第一端子和上述第二端子之间，
第一整流元件，连接于上述第一端子和上述第二端子，
第二整流元件，连接于上述第一端子和上述第三端子，
线圈，连接于上述第三端子和上述第二端子，
晶体管，漏极或集电极连接于上述第三端子，以及
电源，正极连接于上述第二端子且负极连接于上述晶体管的源极或发射极，
通过上述线圈，第一逆方向电压施加于上述整流电路。
2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，后续于上述第一逆方向电压，第二逆方向电压施加于上述整流电路。
3.根据权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于，上述第一逆方向电压达到5V以上的规定的电压值后，所述第二逆方向电压施加于上述整流电路。
4.根据权利要求2或3所述的整流电路，其特征在于，上述第一逆方向电压是上述第二逆方向电压的12％以上且88％以下。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的整流电路，其特征在于，上述电源的电压小于上述第二逆方向电压。
6.一种电源装置，其特征在于，具备权利要求1至5中任一项所述的整流电路。
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