CN112272915A - 整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法 - Google Patents

整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法 Download PDF

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Abstract

有效地降低整流电路中的瞬态电流。在整流电路(1)中，在第一端子(FT1)与第二端子(ST1)之间设有第一整流元件(FR1)。在整流电路(1)中，当使开关元件(TT1)导通时，初级绕组电流从电源(TP1)流向变压器(TR1)的初级绕组(PW1)。当使开关元件(TT1)截止时，第二整流元件电流从变压器(TR1)的次级绕组(SW1)流向第二整流元件(SR1)。第二整流元件电流流通的期间内，在第一端子(FT1)与第二端子(ST1)之间施加反向电压。

Description

整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法
技术领域
以下的公开涉及整流电路。
背景技术
在设于电源电路的整流电路中，使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FiledEffect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或者FRD(First Recovery Diode，快速恢复二极管)等整流元件。这样的整流元件包括具有PN结(PN结合部)的二极管。
在正向上对整流元件施加电压的情况下，电流流过PN结中，并且在该PN结中蓄积电荷。之后，在反向上对整流元件施加电压的情况下，PN结中蓄积的电荷作为瞬态电流在该整流元件中流通。在瞬态电流流通结束后，流过整流元件的电流停止。该瞬态电流也被称为反向恢复电流。反向恢复电流产生整流电路(电源电路)中的损耗(更具体而言是开关损耗)。
专利文献1以及2中分别公开了一种以降低反向恢复电流为一目的的电路。例如，在专利文件1中所公开的电路中，为了降低反向恢复电流，设置有与半导体开关元件并联连接的二极管和变压器。专利文献2中也公开有与专利文献1相同的电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国公开特许公报“特开2011-36075号公报”
专利文献2：日本国公开特许公报“特开2013-198298号公报”
发明内容
本发明所要解决的技术问题
然而，如后述那样，对于用于降低整流电路中的瞬态电流的研究仍存在改进的空间。本公开的一个方式的目的在于有效地降低整流电路中的瞬态电流。
解决问题的方案
为了解决上述问题，本公开的一个方面所涉及的整流电路具有第一端子和第二端子，所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，并且在所述整流电路中，当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
另外，为了解决上述问题，本公开的一个方面所涉及的整流电路的驱动方法是用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路的驱动方法，在所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，所述驱动方法包括如下工序：第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，第四工序，其在所述第三工序之后，在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
发明效果
本公开的一个方面所涉及的整流电路，可以有效地降低瞬态电流。此外，本公开的一个方面所涉及的整流电路的驱动方法也可以获得相同的效果。
附图说明
图1是表示第一实施方式的电源电路的电路构成的图。
图2是表示各电压·电流的波形的图。
图3是将图2的各曲线图放大表示的图。
图4的(a)～(d)是分别表示第一工序至第四工序中的各电流路径的图。
图5是表示比较例的电源电路中的整流电路电压以及整流电路电流的波形的图。
图6是用于比较第一实施方式和比较例的各整流电路电流的图。
图7的(a)是用于比较第一实施方式及比较例的各瞬时损耗的图，图7的(b)是用于比较第一实施方式及比较例的各损耗积分值的图。
图8的(a)是用于说明第一实施方式的整流电路中的不适当动作的参考图，图8的(b)是用于说明该整流电路中的改进点的图。
图9是表示在第一实施方式的整流电路的实际动作中应用图8的(b)所示的各改进点时的各波形的图。
图10是表示第二实施方式的电源电路的电路构成的图。
图11是表示第三实施方式的电源电路的电路构成的图。
图12是表示第四实施方式的电源装置的图。
具体实施方式
〔第一实施方式〕
以下，说明第一实施方式的整流电路1。为了便于说明，对与在第一实施方式中说明的构件具有相同功能的构件，在后续的各实施方式中标注相同的附图标记，且不重复其说明。
(整流电路1的一个目的)
如上所述，在具有PN结的整流元件中流过反向恢复电流(瞬态电流)。近年来，不具有PN结的整流元件(化合物半导体元件)的的开发日渐活跃化。作为这种整流元件的例子，例举出SiC-SBD(Schottky Barrier Diode，肖特基势垒二极管)或GaN-HEMT(High ElectronMobility Transistor，高电子迁移率晶体管)等。在该整流元件中，不会产生PN结中的电荷的蓄积。因此，在该整流元件中，不会产生反向恢复电流。
然而，在该整流元件中具有寄生电容。因此，在对该整流元件施加了阻止(停止)电流的方向的电压(相当于在上述PN接合的情况下的反向电压)的情况下，对寄生电容进行充电的电流(充电电流)在该整流元件中瞬态地流通。该充电电流也是瞬态电流的一个例子。在该充电电流(瞬态电流)流通结束后，流过该整流元件的电流停止。该充电电流也与具有PN结的元件中的反向恢复电流同样地产生电源电路中的损耗。
反向恢复电流和瞬态电流都是当向整流元件施加电压时产生的瞬态电流。因此，在本说明书中，不区分反向恢复电流以及瞬态电流而统称为瞬态电流。整流电路1是以(i)降低瞬态电流，以及(ii)降低由该瞬态电流引起的损耗为目的，由本申请的发明人(以下称为发明人)新创造而成的。
(用语的定义)
在说明整流电路1之前，在本说明书中，各术语定义如下。
“正向电压”：用于使整流元件导通的电压。例如，在整流元件为二极管的情况下，表示通过对二极管施加正向电压从而在该二极管中流过正向电流的电压。作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。即，考虑整流元件具有栅极(栅极端子)、源极(源极端子)和漏极(漏极端子)的情况。在这种情况下，正向电压是指“当栅极截止(栅极电压在阈值电压以下)时，在以漏极为基准将正(+)电压施加到源极的情况下，该整流元件导通的电压”。GaN-HEMT的类型是任意的。GaN-HEMT可以是共源共栅(cascode)型，也可以是增强(e-mode，正常截止)型。此外，正向电压也可以表现为以整流电路的第一端子(后述)为基准而施加于该整流电路的第二端子(后述)的正电压。将随着该电压施加而在整流电路中流通的电流称为整流电路的正向电流。如下所述，正向电流也可以称为整流电流。
“反向电压”：用于使整流元件不导通的电压。即，在被施加于整流元件的情况下，正向电流不流过该整流元件的方向的电压。例如，在整流元件是二极管的情况下，通过对二极管施加反向电压，能够使该二极管中不流过正向电流。作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。此时，反向电压是指“当栅极截止时，以源极为基准对漏极施加的正(+)电压”。在对该整流元件施加了反向电压的情况下，能够使该整流元件中不流过主要的电流。另外，反向电压也能够表现为以第二端子为基准，对第一端子施加的正电压。当施加了该电压时，在整流电路中不流过正向电流。
“瞬态电流”：统指(i)反向恢复电流，以及(ii)由于整流元件的寄生电容而产生的充电电流。即，瞬态电流是指当将反向电压施加到整流元件时产生的瞬态的电流。由于该瞬态电流而产生损耗(更具体地，开关损耗)。在图1的整流电路1中，可以通过后述的IR1·IR2来测量瞬态电流。
“整流功能”：是指仅使某个方向(一个方向)上流通的电流传导(导通)并使与该方向相反的方向的电流不传导(切断)的功能。例如，当整流元件是二极管时，二极管(i)使正向电流导通，并且(ii)切断反向电流。二极管的这种功能是整流功能的一个例子。作为另一个例子，考虑整流元件是MOSFET或GaN-HEMT的情况。在这种情况下，该整流元件在栅极截止时，(i)使电流从源极向漏极导通，并且(ii)切断从漏极流向源极的电流。整流元件的该功能是整流功能的另一个例子。当整流元件是MOSFET或GaN-HEMT时，关于整流功能可以认为分别(i)以二极管的阳极(阳极端子)代替源极，(ii)以二极管的阴极(阴极端子)代替漏极。因此，在后述的关于整流元件的说明中，为了方便，适当地使用术语阳极·阴极来代替术语源极·漏极。
“整流元件”：统指具有整流功能的元件。上述二极管，MOSFET和GaN-HEMT都是整流元件的一个例子。当整流元件是MOSFET或GaN-HEMT时，(i)阴极连接到整流电路的第一端子，(ii)阳极连接到整流电路的第二端子。另外，除非另有说明，否则本说明书中的“连接”表示“电连接”。也可以根据需要，在(i)漏极与第一端子之间的连接，以及在(ii)源极与第二端子之间的连接中，插入一个元件(也包括变压器绕组)。
“整流电流”：流过整流元件或整流电路的正向电流。在图1的整流电路1中，可以通过IR1和IR2来测量整流电流。
“开关功能(切换功能)”：仅通过使元件的栅极导通(栅极电压超过阈值电压)/截止(栅极电压在阈值电压以下)，来切换电流是否从元件的漏极向源极流通(导通或断开)的功能。将具有开关功能的元件称为开关元件(切换元件)。
(关于整流电路的功能的简要说明)
对本公开的一个方面所涉及的整流电路(例如：整流电路1)的基本动作进行说明。此外，还能够将未在本说明书中说明的附加功能添加到该整流电路中。例如，也可以在该整流电路中添加同步整流功能。本公开的一个方面所涉及的整流电路具有第一端子和第二端子。第一端子和第二端子满足以下两个条件。
(条件1)当以第一端子为基准向第二端子施加正电压时(即，当施加了正向电压时)，该整流电路中流过整流电流(正向电流)。条件1等效于二极管的正向特性。例如，通过施加大约1V的低正向电压，可以流过规定大小的正向电流(例如：1A～100A的量级)。正向电流的大小很大程度地受整流电路中设置的各元件(例如：线圈)的特性的影响。
(条件2)当以第二端子为基准向第一端子施加正电压时(即，当施加了反向电压时)，能够在该整流电路中切断整流电流。条件2等效于二极管的反向特性。例如，即使施加约400V的反向电压，也只会流过少量的反向电流(例如：1nA～1μA的量级)。当然，考虑排除超过整流电路的各元件的耐压特性的高电压。
如上所述，整流电路中的第一端子与第二端子之间的特性等效于二极管中的阳极与阴极之间的特性。具体地，第一端子等效于阴极，第二端子等效于阳极。
本公开的一个方面所涉及的整流电路包括第一整流元件(例如：FR1)和第二整流元件(例如：SR1)。作为一个例子，当第一整流元件是其中反并联连接有二极管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)时，整流电路本身可以用作具有开关功能的电路。在这种情况下，该整流电路可以应用于例如双向斩波电路、逆变器电路或图腾柱PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)电路。作为一个例子，上述IGBT也可以用具有寄生二极管的MOSFET来代替。或者，上述IGBT也可以用GaN-HEMT来代替。
(电源电路10的概要)
图1是表示电源电路10的电路构成的图。电源电路10包括整流电路1(还参照后述的图12)。作为一个例子，电源电路10是升压斩波电路。整流电路1起到电源电路10的整流部的作用。电源电路10是将公知的电源电路的整流部替换为整流电路1的构成。另外，要留意的是下面描述的各数值仅是一个例子。
首先，说明电源电路10中除了整流电路1之外的主要构成元件。电源FP1是电源电路10(升压斩波电路)的输入用电源。电源FP1的电压(输入电压)为200V。负载RS1是连接到电源电路10的输出侧的负载。在电源电路10的稳定状态(以下，简称为稳态)下，负载RS1消耗约2800W的功率。
电容器(Capacitor)RV1是电源电路10的平滑电容器。电容器RV与负载RS1并联连接。电容器RV1使电源电路10的输出电压(施加到负载RS1的电压)平滑化。在稳态下，该输出电压为400V。如上所述，电源电路10被设计为使得输出电压是输入电压的两倍。电容器RV1的静电容为3.3mF。线圈(电感器)FC1是电源电路10的升压线圈。以下，将流过线圈FC1的电流称为线圈电流。在稳态下，线圈电流的平均值为14A。线圈FC1的电感为500μH。
接着，对整流电路1的各部分进行说明。整流电路1包括第一整流元件FR1、第二整流元件SR1、变压器(Transformer)TR1、开关元件TT1、电源TP1、第一端子FT1和第二端子ST1。
第一整流元件FR1是上述第一整流元件的一例。第一整流元件FR1设置在第一端子FT1与第二端子ST1之间。在图1的例子中，第一整流元件FR1由低耐压Si-MOSFET和高耐压GaN-HEMT构成。第一整流元件FR1是其中高耐压GaN-HEMT共源共栅连接到低耐压Si-MOSFET的整流元件。这种GaN-HEMT也称为共源共栅GaN-HEMT。在图1的例子中，使用与MOSFET相同的电路附图标记表示共源共栅GaN-HEMT。
共源共栅GaN-HEMT和MOSFET表现出相同的整流功能。此外，产生的瞬态电流的大小在共源共栅GaN-HEMT和MOSFET中不同。但是，在当施加了反向电压时表现出恒定的耐压特性的功能的方面上，在两者中是共通的。此外，在流过整流电流(正向电流)的期间内通过使栅极导通来实现同步整流的方面上，在两者中也是共通的。
用作第一整流元件FR1的共源共栅GaN-HEMT的反向耐压为650V。另外，该共源共栅GaN-HEMT的导通电阻为50mΩ。GaN-HEMT可以在短时间内承受较高的电压。因此，该共源共栅GaN-HEMT可以在1μsec(秒)内承受高达800V的电压。
电源电路10还包括开关元件SST1。开关元件SST1起到用于励磁线圈FC1并使线圈电流增加的开关的作用。在稳态下，开关元件SST1以50％的占空比导通。开关元件SST1的驱动频率为100kHz。在图1的例子中，开关元件SST1是与第一整流元件FR1相同的元件。然而，应当注意，与第一整流元件FR1不同，开关元件SST1不旨在作为整流元件来使用。开关元件SST1仅作为开关来使用。在开关元件SST1中，当栅极导通时，将电流从漏极侧流向源极侧。此外，当栅极截止时，开关元件SST1将电流切断。
第二整流元件SR1是上述第二整流元件的一个例子。在图1的例子中，第二整流元件SR1是SiC-SBD。第二整流元件SR1的耐压是650V。此外，在第二整流元件SR1开始导通时，该第二整流元件SR1的正向电压为0.9V。当正向电流流过第二整流元件SR1时，该第二整流元件SR1的电阻为50mΩ。第二整流元件SR1经由后述的次级绕组SW1与第一整流元件FR1并联连接。
变压器TR1包括初级绕组PW1和次级绕组SW1。初级绕组PW1的匝数(以下为N1)为N1＝9。初级绕组PW1的电感为1.6μH。初级绕组PW1的电阻(绕组电阻)为10mΩ。初级绕组PW1的电感也称为励磁电感。变压器TR1通过在励磁电感中蓄积能量(更具体地，磁能)，使得在次级绕组SW1中产生与流过初级绕组PW1的电流(初级绕组电流)相对应的电流。次级绕组SW1的匝数(以下为N2)为N2＝6。次级绕组SW1的电阻为7mΩ。
开关元件TT1连接到初级绕组PW1。开关元件TT1是与第一整流元件FR1相同的元件。但是，与开关元件SST1相同，开关元件TT1也作为开关来使用。应当注意，与第一整流元件FR1不同，开关元件TT1也不旨在作为整流元件来使用。
此外，设置在电源电路10中的各整流元件和开关元件中包含的栅极端子(栅极)连接至后述的控制电路8(控制装置)(图1等中未示出，参照图12)。每个栅极的导通/截止的切换(栅极的ON/OFF)由控制电路8执行。这一方面在第二实施方式的后续实施方式中也是相同的。
电源TP1连接到初级绕组PW1。电源TP1的电压为15V。电源TP1是用于将能量蓄积在初级绕组PW1中的能量源。初级绕组PW1将从电源TP1提供的电压能转换成磁能。然后，初级绕组PW1蓄积该磁能。
第一端子FT1是上述第一端子的一个例子。在整流电路1中，以第一端子FT1为基准，路径被分为第一整流元件FR1侧的路径和次级绕组SW1侧的路径。第一端子FT1经由第二整流元件SR1连接至次级绕组SW1。更具体地，第一端子FT1连接到第二整流元件SR1的阴极。此外，第一端子FT1经由FR1连接至第二端子ST1。此外，第一端子FT1连接到第一整流元件FR1的阴极。
第二端子ST1是上述第二端子的一个例子。在整流电路1中，以第二端子ST1为基准，路径被进一步分为第一整流元件FR1侧的路径和次级绕组SW1侧的路径。第二端子ST1串联连接至次级绕组SW1。此外，第二端子ST1经由次级绕组SW1连接至第二整流元件SR1的阳极。此外，第二端子ST1分别连接至(i)第一整流元件FR1的阳极，和(ii)开关元件SST1的漏极。
在图1的例子中，第二整流元件SR1配置在第一端子FT1侧，并且次级绕组SW1配置在第二端子ST1侧。然而，这样的配置仅为一个例子。在本公开的一个方面所涉及的整流电路中，也可以颠倒第二整流元件SR1和次级绕组SW1的位置。
在电源电路10中，电源FP1、线圈FC1、开关元件SST1、第一整流元件FR1、电容器RV1和负载RS1是构成以往的升压斩波电路的元件。在以往的升压斩波电路中，作为整流部，仅设置有第一整流元件FR1。
相对于此，在电源电路10中，作为整流部，在第一整流元件FR1的基础上，还设置有第二整流元件SR1、变压器TR1(初级绕组PW1和次级绕组SW1)、开关元件TT1、电源TP1、第一端子FT1和第二端子ST1。
在图1中，IR1和IR2各自表示电流测量部。电流测量部IR1·IR2示出了整流电路的整流电流能够测量的部分。应当注意，电流测量部IR1·IR2不是电流传感器。在本说明书中说明的整流电流的测量结果是获得了在电流测量部IR1·IR2中的测量结果。在电流测量部IR1·IR2中均监测到相同的电流值。整流电流可以通过任意电流传感器进行测量。即，测量整流电流的方法是任意的。例如，可以使用霍尔元件型电流传感器、CT(CurrentTransformer，电流变换器)传感器、罗氏线圈·分流电阻方法等。在本说明书中，电流测量部IR1·IR2中的电流测量的方向(检测方向)以从第二端子ST1到第一端子FT1的方向上流通的电流为正。瞬态电流也可以在电流测量部IR1·IR2中测量。该瞬态电流被测量为瞬时的负电流。
(比较例)
以下，作为电源电路10的比较例(整流电路1的比较例)，说明以往的升压斩波电路的动作的一个例子。为了方便，将作为比较例的升压斩波电路称为电源电路10r。电源电路10r包括电源FP1、线圈FC1、开关元件SST1、第一整流元件FR1和电容器RV1。换句话说，电源电路10r是从电源电路10中移除了第二整流元件SR1、变压器TR1、开关元件TT1和电源TP1的构成。
如上所述，在电源电路10r中，作为整流部，仅设置有第一整流元件FR1。此外，从电源电路10(整流电路1)的观点来看，在名称上，也将电源电路10r的第一整流元件FR1(一个元件)称为整流电路。除非另有说明，否则电源电路10r的各元件的电路构成与图1的例子相同。
在电源电路10r的动作期间，反向电压和正向电压被交替地施加到第一整流元件FR1中。瞬态电流在施加反向电压期间内产生。以下，对这一方面进行说明。
(1)首先，在开关元件SST1的导通期间内，在该开关元件SST1中，漏极电压与源极电压几乎相等。开关元件SST1的漏极与第一整流元件FR1的阳极连接到电路上的公共的节点。因此，开关元件SST1的漏极与第一整流元件FR1的阳极之间的电势差几乎为0V。
第一整流元件FR1的阴极连接到电容器RV1的正极(电压400V)。因此，第一整流元件FR1中被施加400V的反向电压。线圈FC1的一个端子连接到电源FP1的正极(电压200V)。线圈FC1的另一个端子连接到开关元件SST1的漏极(电压约为0V)。因此，线圈FC1中被施加约200V的电压。通过对线圈FC1施加电压，线圈电流随时间经过而增加。在开关元件SST1的导通期间(对应于占空比为50％的导通期间)内，随时间经过而增加的线圈电流从线圈FC1流向开关元件SST1。该线圈电流遵循“电源FP1的正极→线圈FC1→开关元件SST1→电源FP1的负极”的路径。
(2)接着，将开关元件SST从导通(ON状态)切换为截止(OFF状态)。随着该切换，开关元件SST1的寄生电容被充电。结果，开关元件SST1的漏极电压上升。当漏极电压超过电容器RV1的正电压(400V)时，第一整流元件FR1中被施加正向电压。结果，正向电流(整流电流)流过第一整流元件FR1。
作为一个例子，考虑漏极电压增加到约401V的情况。在这种情况下，在第一整流元件FR1中，阳极电压约为401V，阴极电压为400V。因此，第一整流元件FR1中被施加约1V的正向电压。在开关元件SST1的截止期间(对应于占空比为50％的截止期间)，第一整流元件FR1使整流电流导通。整流电流的大小取决于线圈FC1的电流。整流电流随时间经过而减小。
(3)接着，将开关元件SST1从截止切换为导通。随着该切换，开关元件SST1的漏极电压降低。随着该漏极电压降低，第一整流元件FR1的阳极电压也降低。另一方面，第一整流元件FR1的阴极的电压仍固定在400V。这是因为第一整流元件FR1的阴极连接到电容器RV1的正极。因此，随着开关元件SST1的漏极电压降低，第一整流元件FR1中被施加反向电压。结果，瞬态电流流过第一整流元件FR1。该瞬态电流中包括二极管的反向恢复分量(反向恢复电流的分量)。
如上所述，共源共栅GaN-HEMT用作第一整流元件FR1。因此，瞬态电流包括一些低耐压Si-MOSFET中的寄生二极管的反向恢复电流。该瞬态电流包含由于寄生电容的充电而引起的充电电流为主要的分量。但是，在本说明书中，瞬态电流的每个分量没有特别地区分。当瞬态电流流过第一整流元件FR1时，产生损耗。当瞬态电流结束流通时，开关元件SST1的漏极电压达到约0V。另外，第一整流元件FR1成为被施加400V的反向电压的状态。
在电源电路10r(升压斩波器电路)中，重复上述动作(1)～(3)。使第一整流元件FR1在驱动频率为100kHz(即，周期为10μsec)下，在对应于50％的占空比的期间内导通。因此，每5μsec将正向电压和反向电压交替地施加到第一整流元件FR1中。如上所述，使开关元件SST1导通的时序与向第一整流元件FR1施加反向电压的时序几乎相同。此外，当对第一整流元件FR1施加反向电压时，产生瞬态电流。
(整流电路1的动作的一个例子)
参照图2至图4，说明整流电路1的动作的一个例子。图2是表示整流电路1中的各电压·电流的波形的曲线图。在图2中，示出了四个波形在公共时间轴(横轴)下的波形。另外，图2的横轴表示下述第一工序至第四工序的时序。
图2所示的各电压·电流如下
·“RCV”(整流电路电压)：以第二端子ST1为基准施加到第一端子FT1的电压；
·“RCI”(整流电路电流)：从第二端子ST1流向第一端子FT1的电流；
·“PW1I”(初级绕组电流)：从电源TP1流向初级绕组PW1的电流；
·“SR1I”(第二整流元件电流)：在第二整流元件SR1的正向上流通的电流。在图2的曲线图的纵轴(电压值或电流值)上，负值表示与正向(或正向)的值反向的值。因此，负RCI是瞬态电流(反向电流)。相对于此，正RCI是整流电流(正向电流)。
图3是将图2的各曲线图放大表示的曲线图。图3示出了图2所示的第二工序、第三工序和第四工序的开始时刻附近的各波形。在图3中，与图2不同地，在一个曲线图中示出了四个波形。另外，在图3中，为了便于放大显示，RFV从曲线图的上端突出。
图4是用于说明在第一工序至第四工序中的各电流路径的图。具体而言，图4的(a)～(d)分别表示第一工序至第四工序中的各电流路径。为了便于图示，在图4中，适当省略已在图1中标注的各元件的附图标记。此外，在图4中，与图1相比，简化了各个元件的图示。
在整流电路1的驱动方法(控制方法)中，分为以下四个工序：
·第一工序：通过向整流电路1施加正向电压(即，以第一端子FT1为基准向第二端子ST1施加正电压)，使整流电流流过该整流电路1的工序；
·第二工序：通过使开关元件TT1导通来使电流流过初级绕组PW1的工序；
·第三工序：通过使开关元件TT1截止来使电流流过第二整流元件SR1的工序；
·第四工序：通过向整流电路施加反向电压(即，以第二端子ST1为基准向第一端子FT1施加正电压)来停止(切断)整流电流的工序。下面，具体说明各工序。
(第一工序)
在第一工序之前，电流从线圈FC1流向开关元件SSW1。因此，在第一工序中，通过使开关元件SST1截止，而使线圈FC1中产生电动势。通过该电动势，可以对整流电路1施加约1V的正向电压。结果，可以在整流电路1中流过整流电流。
如图4的(a)所示，第一工序中的整流电流为正向的RCI。在第一工序中，RCI采取“电源FP1的正极→线圈FC1→第二端子ST1→第一整流元件FR1→第一端子FT1→电容器RV1的正极→电容器RV1的负极→电源FP1的负极”的路径。RCI的这种路径在第一工序到第三工序中是共通的。
图2所示的RCV是以第二端子ST1为基准的第一端子FT1的电压。因此，负RCV为正向电压，正RCV为反向电压。如上述的例子，正向电压的大小为1V。因此，在第一工序中，RCV≒-1V。但是，在图2中，由于纵轴的比例较大，因此图示为RCV≒0V。对此，从图3中可以更明确地读取到RCV≒-1V。该正向电压使大约14A的整流电流(正RCI)流过第一整流元件FR1。
为了安全动作，第一整流元件FR1被设定有50nsec的空载时间。在该空载时间之后，第一整流元件FR1可以进行同步整流。但是，该同步整流不一定是在整流电路1中。例如，当不需要在整流电路1中进行同步整流时，可以使用二极管作为第一整流元件FR1。
并且，在第一工序中，流过第二整流元件SR1的电流足够小。这是因为第二整流元件SR1连接至次级绕组SW1。即，这是因为在第二整流元件SR1中插入有次级绕组SW1的电感。因此，在图4的(a)中，与图4的(c)～(d)不同地，未图示出SR1I。
(第二工序)
在整流电流流过整流电路1之后(继第一工序之后)，使开关元件TT1导通。作为一个例子，在正向电流通过整流电路起约4.4μsec之后，使开关元件TT1导通。通过使开关元件TT1导通，电流可以流向初级绕组PW1。即，可以产生PW1I。如图4的(b)所示，在第二工序中，PW1I采取“电源TP1的正极→初级绕组PW1→开关元件TT1→电源TP1的负极”的路径。
在第二工序中，PW1I随时间经过而几乎线性地增加。PW1I的增加速率主要取决于电源TP1的电压(例如：15V)和初级绕组PW1的电感(例如：1.6μH)。PW1I的增加速率还受到由寄生电阻(例如：开关元件TT1的导通电阻和初级绕组PW1的电阻)引起的电压下降的影响。如图3所示，在此例子中，开关元件TT1连续导通约540ns，以将PWlI增加至约5A。
(第三工序)
继第二工序之后，使开关元件TT1截止。即，使开关元件TT1从导通切换为截止。通过使开关元件TT1截止来产生SR1I。如图4的(c)所示，在第三工序中，SR1I采取“次级绕组SW1的负侧(无黑点侧)→第二整流元件SR1→第一整流元件FR1→次级绕组SW1的正极(黑点侧)”的路径。
对于SR1I的该电流路径而言，也可以选择其他说明方法。特别地，集中于图4的(c)中的第一整流元件FR1并说明流过该第一整流元件FR1的电流。在图4的(c)中，对RCI(整流电流)(在该图中，在第一整流元件FR1的位置处朝上)和SR1I(第二整流元件电流)(在该图中，在第一整流元件FR1的位置处朝下)一同进行图示。在同一时刻向相同路径流过彼此反向的两个电流，这指的是在路径中减去了这两个电流的值(电流值)。在图4的(c)的例子中，SR1I的电流值小于RCI的电流值。因此，SR1I通过整流电流RCI来抵消。换句话说，RCI的一部分换流到SR1I路径。
通过使开关元件TT1截止，PW1I的路径被切断。即，PW1I约为0A。结果，在次级绕组SW1中产生了与此前的方向相反的方向上的电动势(反电动势)。这是因为次级绕组SW1磁耦合至初级绕组PW1。由于该反电动势，正向电压被施加到第二整流元件SR1，并且流过SR1I。因此，SR1I也可以被称为次级绕组SW1中的励磁电流。
即使使开关元件TT1截止，也因为每个部分的电感而不能在瞬时产生大的SR1I。因此，SR1I充分增加并且该SR1I为达到大的值需要一定程度的时间。如图3所示，在开关元件TT1截止之后约25nsec，SR1I变为约9A。
(第四工序)
继第三工序之后，对整流电路1施加反向电压。在第四工序中，通过使开关元件SST1导通，能够施加上述反向电压。在施加反向电压的同时，产生瞬态电流。
如图4的(d)所示，反向RCI作为瞬态电流的主要成分而产生。在第四工序中，RCI采取“电容器RV1的正极→第一端子FT1→第一整流元件FR1→第二端子ST1→开关元件SST1→电容器RV1的负极”的路径。
然而，在第四工序中，在整流电路1中还流过与反向RCI不同的电流。具体地，在第四工序中，在第三工序中产生的SR1I以传导第一整流元件FR1的方式流过整流电路1(参照图4的(d))。
因此，在第四工序中，可以使流过第一整流元件FR1的瞬态电流抵消SR1I的量。即，与以往相比，可以有效地降低瞬态电流。大部分瞬态电流在开关元件SST1中产生损耗。结果，与以往相比，还可以有效地降低这种损耗。
另外，虽在图4的(d)中省略图示，但是从第四工序的开始时刻起，电流也采取“电源FP1的正极→线圈FC1→开关元件SST→电源FP1的负电极”的路径。该电流与以往的电源电路的电流相同。
(关于变压器TR1的连接的补充)
如后所述，变压器TR1被设置为在第二工序中用于蓄积磁能的部件。因此，有必要在流过PW1I的期间(初级绕组PW1的导通期间)内，使次级绕组SW1中不流过电流(即，不产生SR1I)。因此，PW1I和SR1I不会同时产生。但是，由于寄生电容等引起的整流电路1的设计者所不希望的电流除外。
当对初级绕组PW1的黑点侧(初级绕组PW1的正极)施加正电压时，在次级绕组SW1的黑点侧(次级绕组SW1的正极)产生正电压。在次级绕组SW1中，电压从黑点侧(正极)施加至无黑点侧(负极)。然而，在整流电路1中，第二整流元件SR1介于次级绕组SW1的黑点侧(正极)和无黑点侧之间。因此，即使将电压施加到初级绕组PW1以产生PW1I时，也不会产生SR1I。由此，源自PW1I的磁能被蓄积在初级绕组PW1中。
通过在第三工序中切断PW1I，由此蓄积在初级绕组PW1中的磁能在次级绕组SW1中产生反电动势。即，施加到次级绕组SW1中的电压的极性反转。结果，至此被施加了反向电压的第二整流元件SR1中，被施加正向电压。因此，可以在PW1I被切断的状态下产生SR1I。由此，在本公开的一个方面所涉及的整流电路中，以不同时产生PW1I和SR1I的方式设置变压器的连接关系。
(关于瞬态电流的削减效果、瞬态电流的削减原理和损耗降低的效果的说明)
在图3和图4的基础上，还参照图5至图7，来依次说明整流电路1中的关于“瞬态电流的降低效果”、“瞬态电流的削减原理”和“损耗降低的效果”的这三方面。
图5是表示电源电路10r(比较例)中的整流电路电压(以下为RCVc)和整流电路电流(以下为RCIc)的波形的曲线图。图5的曲线图中的横轴和纵轴的刻度被设定为与图3的曲线图的刻度相同。图6是用于比较图3的RCI(电源电路10中的整流电路电流)与图5的RCIc的图。在图6中，在同一曲线图中示出了RCI的波形和RCIc的波形。
图7是用于比较电源电路10与电源电路10r中的每一个中的由瞬时电流引起的损耗的曲线图。图7的(a)是示出处于各时刻的电源电路10中的瞬时损耗(以下为RCP1)和电源电路10r中的瞬时损耗(以下为RCP2)的曲线图。瞬时损耗是在开关元件SST1中由瞬态电流产生的损耗。在图7的(a)的曲线图中，纵轴的单位是W。
图7的(b)是示出处于各时刻的电源电路10中的损耗积分值(以下为RCPI1)和电源电路10r中的损耗积分值(以下为RCPI2)的曲线图。RCPI1是对RCP1进行了时间积分获得的值。同样，RCPI2是对RCP2进行了时间积分获得的值。在图7的(b)的曲线图中，纵轴的单位是W。
(1.瞬态电流的降低效果)
参照图5说明电源电路10中的瞬态电流。在电源电路10r中，当对第一整流元件FR1施加了反向电压(正RCVc)时，负RCIc流通(参照1.06E-5的时间附近)。该负RCIc是流过电源电路10r中的整流电路(第一整流元件FR1)的瞬态电流。瞬态电流的大小取决于施加到第一整流元件FR1的电压的大小。
在图5中，由于纵轴的刻度，不图示出超过20V的电压。然而，在本例子中，在第一整流元件FR1中，被施加了400V的电压(电容器RV1的端子间的电压)。在电源电路10r中，根据该400V的电压产生了大小超过20A的瞬态电流。
对此，参照图3说明电源电路10(整流电路1)中的瞬态电流。在整流电路1中，与电源电路10r同样，对第一整流元件FR1施加400V的电压。但是，在整流电路1中，瞬态电流(RCI)的大小最大也不超过19A。如此，已确认到根据整流电路1可以降低瞬态电流。
参照图6，RCIc和RCI之间的大小差异更明确。如图6所示，RCIc的大小的最大值约为25A。相对于此，RCIc的大小的最大值约为18A。如此，已确认到根据整流电路1可以将瞬态电流比以往削减约7A。
(2.瞬态电流的削减原理)
随后，说明可以通过整流电路1使瞬态电流削减的原理。通过使开关元件SST1导通，从而电容器RV1的端子间电压(400V)作为反向电压被施加到整流部(整流电路)。瞬态电流随着该反向电压的施加而产生。该电压是使瞬态电流产生的能源。
具体地，当该电压对寄生电容充电时会产生浪涌电流。该浪涌电流变为瞬态电流。电容器RV1的端子间的电压的大小(即，反向电压的大小)由电源电路的规格来确定。因此，整流电路需要被设计为能够对应于该反向电压的大小。
发明人发现了一种新的构思，即“利用蓄积在变压器TR1中的磁能来降低瞬态电流”。具体地，在整流电路1中，通过将磁能作为电流(SR1I)释放到第二整流元件SR1侧，从而能够产生与由电容器RV1的端子间电压引起的充电电流不同的新的充电电流。由于新的充电电流源自磁能，因此不会产生浪涌电流。
在第二工序(参照图4的(b))中，通过使开关元件TT1导通，能够使磁能蓄积在变压器TR1中。随后，在第三工序(参照图4的(c))中，通过使开关元件TT1截止，将蓄积在变压器TR1中的磁能通过次级绕组SW1来释放出第二整流元件SR1的正向电流(即SR1I)。
随后，在第四工序中(参照图4的(d))，在SR1I流通的状态下使开关元件SST1导通。结果，如上所述，开关元件SST1的漏极电压降低，并且以第二端子ST1为基准的第一端子FT1的电压增加。结果，反向电压被施加到整流电路1，并且产生瞬态电流(RCI)。在这一时刻，如上所述，通过使SR1I流通，可以降低瞬态电流。
当从第一整流元件FR1观察时，RCI和SR1I分别是相同方向上的电流。当第一整流元件FR1的寄生电容被充电时，该充电所需的量的充电电流流通。该充电电流可以是从电容器RV1的一侧提供的电流(RCI)，也可以是从第二整流元件SR1的一侧提供的电流(SR1I)。这是因为只要向寄生电容提供充电所需的电流量，则充电完成。这个想法同样适用于反向恢复电流的情况。
着眼于这一方面，发明人提出了“通过流过SR1I来降低瞬态电流”的构思。整流电路1的结构是基于该构思创造而成的。根据整流电路1，可以降低瞬态电流。
(3.损耗降低的效果)
接下来，说明瞬态电流与损耗之间的关系。在开关元件SST1导通时，该开关元件SST1随时间经过从截止状态(高电阻状态，理想中为∞Ω状态)向接通状态(低电阻状态，理想中为0Ω状态)推移。瞬态电流在开关元件SST1的电阻被充分降低之前的去换内流通时，损耗增加。因此，通过降低流过开关元件SST1的瞬态电流，可以有效地降低损耗。
如图7的(a)所示，确认了RCP1小于RCP2。如上所述，根据整流电路1，可以通过降低瞬态电流来有效地降低损耗。此外，如图7(b)所示，RCPI1的稳定值约为8E-5J。相对于此，RCPI2的稳定值约为1.2E-4J。如上所述，根据整流电路1，能量损耗可以降低了约30％。
(第二整流元件SR1的电流值·导通期间以及用于抑制该电流衰减的方法)
随后，参照图8和9，说明流过第二整流元件SR1的电流(SR1I)的(i)适当的电流值，和(ii)的适当的导通期间。另外，还对用于抑制SR1I的衰减的方法进行说明。
图8是示意性地示出上述PW1I、SR1I、RCI和RCV的波形的曲线图。在该曲线图中，分别由横轴表示时间轴，由纵轴表示电压或电流。纵轴上的0表示电压或电流为零。在图8的曲线图中，示出了处于第二工序至第三工序以及它们附近的时间的各波形。由于图8的曲线图是用于说明的示意图，因此未设定详细的值。
图8的(a)是用于说明整流电路1中的不适当动作的图(参考图)。在图8的(a)中，不适当的要素被一并显示为一个图。应当注意，图8的(a)是用于说明图8的(b)的形式上的图。图8的(b)是用于说明整流电路1中的适当动作(改进点)的图。
图9是表示在整流电路1的实际动作中应用图8的(b)所示的各改进点时的数据(各波形)的曲线图。在图9中，放大并示出了图3所示的第三工序及其附近。其他方面与图3相同。
(1.SR1I的适当的电流值)
在图8的(a)的例子中，处于规定时间点(某个时间点)的SR1I大于处于同一时间点的RCI。流过大于RCI的SR1I成为流过整个整流电路1中的不必要的电流。结果，由于该不必要的电流而引起损耗增加。
因此，在整流电路1中，优选“处于规定时间点的SR1I(SR1I的大小)为处于同一时间点的RCI(RCI的大小)以下”(以下为改进点1)。在图8的(b)的例子中，与图8的(a)不同，为满足改进点1，设定了SR1I。因此，因为可以防止不必要的电流的产生，所以也可以防止损耗的增加。
然而，例如，在第一整流元件FR1中产生非常大的瞬态电流的电路构成的情况下，有时优选“处于规定时间点的SR1I(SR1I的大小)在处于同一时间点的RCI(RCI的大小)以上”。因此，优选根据情况适当地调整SR1I(SR1I的大小)。
(2.SR1I的适当导通期间)
当在瞬态电流(RCI)所流通的期间除外的期间内流过SR1I时，该SR1I成为导通损耗的原因，进而引起损耗的产生。此外，当由于导通损耗而使SR1I降低时，在RCI所流通的期间内不能提供足够大小的SR1I。因此，减少了通过SR1I进行的RCI的削减效果。
另一方面，流过PW1I的期间(初级绕组PW1的导通期间)是用于在初级绕组PW1中蓄积能量(磁能)的期间。如果该期间太短，则难以在初级绕组PW1中蓄积足够量的能量。在整流电路1中，该期间优选被设定为约100nsec以上。
相对于此，流通SR1I的期间(第二整流元件SR1的导通期间)是用于释放所蓄积的能量的时间。即，在第二整流元件SR1的导通期间内，由于只要可以释放所蓄积的能量即可，因此该导通期间不需要为长期间。换句话说，为了降低导通损耗，优选第二整流元件SR1的导通期间短。然而，如果第二整流元件SR1的导通期间小于10nsec，则难以适当地调整对整流电路1施加反向电压的时序。即，小于10ns的第二整流元件SR1的导通期间可以说过短。在这一方面，需要注意。根据上述，可以说优选的是，注意第二整流元件SR1的导通期间不要设定为小于10nsec，并且比初级绕组PW1的导通期间足够短。
在图8的(a)的例子中，第二整流元件SR1的导通期间被设定为与初级绕组PW1的导通期间一样长。在这种情况下，由SR1I引起的损耗变大。此外，在瞬态电流(RCI)所流通的时刻(以下为RP1)，SR1I非常小。因此，不能充分降低瞬态电流(RCI)。
与此相对，在图8的(b)的例子中，第二整流元件SR1的导通期间设定得比初级绕组PW1的导通期间短。因此，可以降低由SR1I引起的损耗。此外，与图8的(a)相比，能够增大SR1I。因此，可以充分降低瞬态电流(RCI)。
更具体地，在整流电路1中，优选“第二整流元件SR1的导通期间(导通期间的长度)为初级绕组PW1的导通期间(导通期间的长度)的一半以下”(以下为改进点2)。在图8的(b)的例子中，与图8的(a)不同，为满足改进点2，设定了第二整流元件SR1的导通期间。更具体地，第二整流元件SR1的导通期间是使开关元件TT1截止的一部分期间(即，第三工序的期间)。另外，初级绕组PW1的导通期间大致相当于开关元件TT1被导通的期间(即，第二工序的期间)。
更优选地，第二整流元件SR1的导通期间为初级绕组PW1的导通期间的约1/10以下。在此例子中，初级绕组PW1的导通期间约为540ns，并且第二整流元件SR1的导通期间约为25ns。在这种情况下，第二整流元件SR1的导通期间约为初级绕组PW1的导通期间的1/20。
(3.用于抑制SR1I衰减的方法)
在第二整流元件SR1的导通期间内，例如，由(i)次级绕组SW1的电阻，和(ii)第二整流元件SR1导通时的电压下降(约1V)而产生损耗。由于这种能量损耗(衰减)，SR1I会随时间经过而衰减。作为用于抑制SR1I的衰减的方法，例如，可以采用以下两种方法。
(方法1：关于第二整流元件SR1的导通开始时刻的研究)
当整流电流(正RCI)流过第一整流元件FR1时，由于在该第一整流元件FR1导通时的电压下降，第一端子FT1的电压比第二端子ST1的电压小约1V。即，当以第一端子FT1为基准时，第二端子ST1的电压上升约1V。
当在这种状态下流过SR1I时，SR1I从第二端子ST1(高压侧)流向第一端子FT1(低压侧)。因此，第二整流元件SR1的电压下降(大约1V)被第二端子ST1的电压上升(大约1V)抵消。因此，由于抑制了上述能量的衰减，所以可以抑制SR1I的衰减。因此，利用SR1I可以充分降低RCI。
在图8的(a)的例子中，在整流电流(正RCI)所流通的期间之后，SR1I开始流通。在这种情况下，SR1I在达到最大值后，随时间经过而急剧衰减。
因此，在整流电路1中，优选“SR1I在整流电流(正RCI)流通的期间内开始流通”(以下为改进点3)。在图8的(b)例子中，与图8的(a)不同，为满足改进点3，设定了开始流过SR1I的时刻(即，第二整流元件SR1的导通开始时刻)。第二整流元件SR1的导通开始时刻对应于开关元件TT1从导通切换为截止时的时刻(第三工序的开始时刻)。
如上所述，根据改进点3，可以抑制SR1I的衰减。例如，在图8的(b)的例子中，与图8的(a)的例子相比，SR1I随时间经过而缓慢衰减。因此，与图8的(a)的例子相比，可以充分降低瞬态电流(反向的RCI)。
(方法2：关于次级绕组SW1的电感的研究)
SR1I的衰减也可以通过增大次级绕组SW1的电感(以下为L)来抑制。但是，如果将L增大地过大，则会导致变压器TR1的大型化。为了避免这种大型化，则不优选使L过大。例如，当L为1mH以上时，则会使变压器TR1大型化。
作为一个例子，考虑将SR1I的衰减量设计为1A以下的情况。此外，认为第二整流元件SR1的导通期间为50ns，并且第二整流元件SR1的电压下降为1V。在这种情况下
V＝L×(di/dt)≒L×(Δi/Δt)
在这样的关系表达式中，只要代入Δi＝1A、Δt＝50nsec，并且V＝1V即可。结果，作为L＝50nH，计算出L。因此，在此例子中，L优选为50nH以上。作为一个例子，在整流电路1中，L＝700nH。
在此，将使从第一端子FT1到第二端子ST1的通过第一整流元件FR1的路径称为特定路径。当特定路径的电感(以下为Lt)大时，在瞬态电流流通时容易产生噪声。因此，优选Lt小。但是，考虑到第一整流元件FR1的寄生电感，难以使Lt过小。例如，难以将Lt设为5nH以下。作为一个例子，在整流电路1中，Lt＝30nH。
基于上述，优选L在一定程度上大于Lt。作为一个例子，在整流电路1中，优选“L是Lt的两倍以上”(以下为改进点4)。此外，更优选L为Lt的10倍以上。在此例子中，由于L＝700nH且Lt＝30nH，因此L足够大于Lt的10倍。
为满足改进点4，通过设定L，可以抑制SR1I的衰减。例如，如图8的(b)所示，能够使RP1中的SR1I与图8的(a)的例子相比充分大。因此，可以充分降低瞬态电流。
(PW1I的抑制方法)
如上所述，初级绕组PW1的导通期间比第二整流元件SR1的导通期间足够长。因此，为了降低初级绕组PW1中的损耗，则优选抑制PW1I。
作为一个例子，通过适当地设定初级绕组PW1的匝数(N1)与次级绕组SW1的匝数(N2)的对应关系(换言之，变压器TR1的匝数比)，能够抑制PW1I。具体而言，在整流电路1中，优选“N1大于N2”(以下为改进点5)。在上述的例子中，由于N1＝9并且N2＝6，所以满足了改进点5。
在使N2恒定而增加N1时，可以减少PW1I。这是因为当考虑匝数与交链磁通之间的关系时，N1×PW1I＝N2×SR1I的关系成立。根据该关系，越增加N1则使PW1I减少。
然而，当增加N1时，如果次级绕组SW1的电压(变压器TR1的次级电压)恒定，则初级绕组PW1的电压(变压器TR1的初级电压)随着N1的增加而增加。因此，为了避免破坏开关元件TT1，则也不优选使N1过大。
因此，若考虑目前市售的开关元件TT1(例如：晶体管)的性能，则N1优选为N2的3倍以下。此外，在考虑了降低整流电路1的成本的情况下，更优选N1为N2的两倍以下。
在图8的(a)的例子中，N1与N2相等。与此相对，在图8的(b)的例子中，为满足改进点5，设定了N1。因此，在图8的(b)的例子中，与图8的(a)的例子相比，PW1I被充分抑制。结果，可以降低初级绕组PW1的损耗。并且，还可以降低开关元件TT1的损耗。
(根据改进点1～5的效果)
整流电路1以满足所有的改进点1～5的方式构成。参照图9，说明根据这些改进点的效果。图9对应于图8的(b)。图9中示出了对应于图8的RP1(作为瞬态电流的RCI的产生时刻)。在图9的例子中，观察到直到瞬态电流完全停止为止，在各波形中受寄生电容等影响的振铃。然而，可以得到上述各效果(由本公开的一个方面所涉及的整流电路产生的各效果)。
如图9所示，根据该整流电路1，与图8(a)的例子不同，能够在RP1中充分增大SR1I。此外，在RP1中，可以使SR1I小于正RCI(整流电流)。此外，在RP1中，可以使PW1I小于SR1I。因此，如上所述，可以有效地削减瞬态电流。
〔变形例：增加缓冲电路〕
在第一实施方式中，为了简化说明，示例出了在整流电路1中未设置缓冲电路的情况。但当然，也可以在整流电路1中适当地设置公知的缓冲电路。该缓冲电路可以是例如RC缓冲电路或RCD缓冲电路(其中将二极管(D)添加到RC缓冲电路的电路)。或者，该缓冲电路也可以是有源缓冲电路(使用了晶体管的缓冲电路)。
〔变形例：整流元件的应用范围〕
在第一实施方式中，示例出第一整流元件FR1是共源共栅GaN-HEMT，并且第二整流元件SR1是SiC-SBD的情况。但是，第一整流元件FR1和第二整流元件SR1的各自的种类没有特别限定，只要包含在上述整流元件中的范畴内即可。同样地，开关元件(例如：开关元件TT1)的种类也没有特别限定，只要具有开关功能即可。
例如，作为第一整流元件FR1，也可以使用FRD或SiC-SBD。或者，作为第二整流元件SR1，也可以使用FRD或GaN-HEMT。当GaN-HEMT用作第二整流元件SR1时，能够同步整流。
此外，如上所述，当第一整流元件FR1是其中反并联连接有二极管的IGBT时，整流电路1本身可以用作具有开关功能的电路。具体地，仅通过切换第一整流元件FR1的栅极的导通·截止，就可以控制从第一端子FT1向第二端子ST1的电流的导通·不导通。在这种情况下，施加到整流电路1的电压的方向在第一端子FT1侧为正。
〔第二实施方式〕
图10是表示第二实施方式的电源电路20的电路构成的图。将第二实施方式的整流电路称为整流电路2。在整流电路2中，整流电路1的电源TP1被替换为电源FP1。即，在电源电路20中，升压斩波器部的输入用电源(电源FP1)也兼用作整流电路2的电源。根据该构成，可以减少电源电路20的电源总数，因此在成本方面是有利的。
此外，在整流电路2中，设置有开关元件TT2·TT3·TT4来代替整流电路1的开关元件TT1。将整流电路2的变压器称为变压器TR2。将变压器TR2的初级绕组和次级绕组分别称为初级绕组PW2和次级绕组SW2。整流电路2是针对整流电路1的初级绕组侧的电路的一变形例。开关元件TT2～TT4分别连接至初级绕组PW2。开关元件TT2～TT4分别是与开关元件TT1相同的开关元件。也可以根据需要，开关元件TT2～TT4的各个参数。
初级绕组PW2的正极(黑点侧)连接到开关元件TT3的源极和开关元件TT4的漏极。相对于此，初级绕组PW2的负极(无黑点侧)连接到TT2的漏极。电源FP1的正极连接到开关元件TT3的漏极。相对于此，电源FP1的负极连接到开关元件TT2·TT4的各自的源极。
(被施加到整流电路1的开关元件TT1的电压)
在具体说明整流电路2之前，说明被施加到整流电路1的开关元件TT1的电压(再次参照图1)。考虑当使开关元件TT1截止时对次级绕组SW1施加电压的情况。
例如，考虑在第二整流元件SR1的导通期间，第一端子FT1相对于第二端子ST1的电压上升的情况。在这种情况下，对次级绕组SW1施加电压。因此，在次级绕组SW1中，以最大为400V的非常高的电压被施加作为次级电压。因此，在初级绕组SW1中，根据变压器TR1的匝数比产生与该次级电压相对应的初级电压。在上述的例子中，由于N1＝9且N2＝6，因此初级电压为400V×9/6＝600V。
该初级电压的方向与电源TP1的电压的方向相同(参照用初级绕组PW1的黑点表示的初级绕组PW1的极性)。因此，对开关元件TT1施加如600V(初级绕组PW1的电压)+15V(电源TP1的电压)＝615V的高压。当还考虑到振铃(Ringing)等的影响时，超过650V的电压也有时作为瞬时电压被施加到开关元件TT1。
如上所述，开关元件TT1在短时间内具有800V的耐压特性。因此，即使对开关元件TT1施加615V的电压，也不会产生特别的问题。此外，在第一实施方式中使用15V的电源TP1的原因是要尽可能减少加到初级绕组PW1的电压上的电压。由此，在第一实施方式中，可以通过使用一个开关元件TT1来构成整流电路1。
但是，与第二实施方式同样，当将电源FP1兼用作整流电路1的电源时，可能产生问题。在这种情况下，对开关元件TT1施加如600V(初级绕组PW1的电压)+200V(电源FP1的电压)＝800V的、比上述的例子高的电压。因此，开关元件TT1可能发生损坏。
(整流电路2的效果)
图10的整流电路2是以防止过大的电压被施加到与初级绕组连接的开关元件而构成。在整流电路2中，要使电流流过初级绕组PW2(要执行第二工序)，则使开关元件TT2·TT3的双方都导通。当PW1I达到规定电流时，使开关元件TT3截止，然后使开关元件TT2截止。通过使开关元件TT3截止，开关元件TT3和开关元件TT4之间的连接节点的电压由于在漏感(漏电感)等中流过的电流的影响而下降。
当在开关元件TT2·TT3的双方都被截止的状态下，对次级绕组SW2施加电压时，在初级绕组PW2中产生电压。但是，由于开关元件TT3被截止，因此可以避免初级绕组PW2的电压(例如：600V)与电源FP1的电压(例如：200V)之和的电压被直接施加于开关元件TT2。因此，可以将施加到开关元件TT2的电压抑制到大约600V(初级绕组PW2的电压)。因此，可以防止开关元件TT2的损坏。
在整流电路2中，开关元件TT4不一定需要设置。然而，通过以与开关元件TT3互补的方式使开关元件TT4动作，可以获得以下三个优点。
第一，可以通过自举电路来提供开关元件TT3的栅极驱动电源。由于自举电路便宜，因此可以降低栅极驱动电源的成本。
第二，使开关元件TT3与开关元件TT4之间的连接节点接地变得容易。当由于初级绕组PW2的漏电感引起的回流电流作为正向电流流过开关元件TT4时，上述连接节点接地。
第三，通过强制使开关元件TT4导通，也可以使初级绕组PW2的一个端子可靠地接地。因此，可以可靠地使该一个端子的电压保持为0V。
〔第三实施方式〕
图11是表示第三实施方式的电源电路30的电路构成的图。将第三实施方式的整流电路称为整流电路3。在整流电路3中，整流电路1的电源TP1被替换为电容器RV1。即，在电源电路30中，升压斩波部的平滑电容器(电容器RV1)起到整流电路3的电源的作用。根据该构成，可以减少电源电路30的电源总数，因此在成本方面是有利的。
此外，在整流电路3中，设置有开关元件TT5·TT6·TT7来代替整流电路1的开关元件TT1。将整流电路3的变压器称为变压器TR3。将变压器TR3的初级绕组和次级绕组分别称为初级绕组PW3和次级绕组SW3。整流电路3也是针对整流电路1的初级绕组侧的电路的另一变形例。因此，可以说整流电路3是针对整流电路2的一变形例。
整流电路3的开关元件TT5起到与整流电路2的开关元件TT2相同的作用。并且，整流电路3的开关元件TT6·TT7分别起到与整流电路2的开关元件TT3·TT4相同的作用。从作为整流电路3的电源的电容器RV1，对初级绕组PW3施加400V的电压。即，在整流电路3中，与整流电路2相比，使用更高的初级电压。与整流电路2同样，在整流电路3也可以防止开关元件TT5的损坏。
〔第四实施方式〕
本公开的一个方面所涉及的整流电路(例如：整流电路1)可以应用于需要整流功能的任何电源电路(例如：电源电路10)。作为该电源电路的例子，例举出升压斩波电路、降压斩波电路、双向斩波电路、逆变器电路、PFC电路、隔离型DC/DC转换器等。
图12是示出包括电源电路10(具有整流电路1的电源电路)的电源装置100的图。根据整流电路1，可以降低电源电路10·电源装置100的损耗。进一步地，电源装置100包括控制电路8。控制电路8控制电源电路10的各部分。更具体地，控制电路8控制设置在电源电路10中的各个元件的导通/截止的切换。第一工序至第四工序也可以由控制电路8执行，该控制电路8控制设置在电源电路10中的各个开关元件的导通/截止。
〔总结〕
在本公开的方式1所涉及的整流电路是具有第一端子和第二端子的整流电路，所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，并且在所述整流电路中，当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
如上所述，当对整流电路施加反向电压时(例如：当正向的整流电路电流被切断时)，产生瞬态电流(反向的整流电路电流)。为了降低电路的损耗，则需要降低瞬态电流。在此，发明人基于“利用蓄积在变压器中的磁能来降低瞬态电流”的构思，提出上述构成。
根据上述构成，如上所述，可以仅以第二整流元件电流(源自上述磁能的电流)的量来抵消瞬态电流。即，能够有效地降低瞬态电流。并且，通过降低瞬态电流，还可以有效地降低电路的损耗。
在本公开的方式2所涉及的整流电路中，优选在上述方式1中，所述第二整流元件电流流通的期间的长度为所述初级绕组电流流通的期间的长度的一半以下。
根据上述构成，由于能够防止因第二整流元件电流而引起的损耗的增加，从而能够更有效地降低电路的损耗。
在本公开的方式3所涉及的整流电路中，优选在上述方式1或2中，在所述第一整流元件中有正向的所述整流电路电流流通的期间内，所述第二整流元件电流开始导通。
根据上述构成，能够防止第二整流元件电流随时间经过而急剧减少。因此，通过第二整流元件电流可以更有效地降低瞬态电流。
在本公开的方式4所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至3中的任一个中，将从所述第一端子到所述第二端子的使所述第一整流元件流通的路径设为规定路径，所述次级绕组的电感在所述规定路径的电感的两倍以上。
根据上述构成，也能够防止第二整流元件电流随时间经过而急剧减少。因此，通过第二整流元件电流可以更有效地降低瞬态电流。
在本公开的方式5所涉及的整流电路中，优选在上述方式1至4中的任一个中，所述初级绕组的匝数多于所述次级绕组的匝数。
根据上述构成，能够降低初级绕组电流。因此，可以降低初级绕组PW1的损耗。并且，可以降低开关元件TT1的损耗。结果，可以更有效地降低整流电路的损耗。
本公开的方式6所涉及的电源装置优选包括上述方式1至5中的任一个所涉及的整流电路。
根据上述构成，能够起到与本发明的一个方面所涉及的整流电路相同的效果。
在本公开的方式7所涉及的整流电路的驱动方法是用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路的驱动方法，在所述整流电路中，将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，所述整流电路包括：第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；变压器，其具有初级绕组和次级绕组；第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；开关元件，其与所述初级绕组连接；以及电源，其与所述初级绕组连接，所述驱动方法包括如下工序：第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，第四工序，其在所述第三工序之后，在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
根据上述构成，能够起到与本发明的一个方面所涉及的整流电路相同的效果。
〔附加事项〕
本发明的一个方面不限于上述各实施方式，能在权利要求所示的范围中进行各种变更，将不同的实施方式中分别公开的技术手段适当组合得到的实施方式也包含于本发明的一个方式的技术范围。而且，能够通过组合各实施方式分别公开的技术方法来形成新的技术特征。
(关联申请的相互参照)
本申请对在2018年6月15日提出的专利日本公开专利：特愿2018-114858进行主张优先权的利益，并且通过参照，其所有内容被包含于本申请中。
附图标记说明
1、2、3 整流电路
8 控制电路(控制装置)
10、20、30 电源电路
100 电源装置
FP1 电源
TP1 电源
RV1 电容器(电源)
FR1 第一整流元件
SR1 第二整流元件
FT1 第一端子
ST1 第二端子
TR1、TR2、TR3 变压器(Transformer)
PW1、PW2、PW3 初级绕组
SW1、SW2、SW3 次级绕组
TT1～TT7 开关元件
RCV 整流电路电压(以第二端子为基准，对第一端子施加的电压)
RCI 整流电路电流(以从第二端子流向第一端子的方向为正向)
PW1I 初级绕组电流
SR1I 第二整流元件电流

Claims (7)

1.一种整流电路，其具有第一端子和第二端子，所述整流电路的特征在于，
将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，
将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，
当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，
当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，
所述整流电路包括：
第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；
变压器，其具有初级绕组和次级绕组；
第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；
开关元件，其与所述初级绕组连接；以及
电源，其与所述初级绕组连接，
并且在所述整流电路中，
当使所述开关元件导通时，从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通，
当使所述开关元件截止时，从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通，
在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于
所述第二整流元件电流流通的期间的长度为所述初级绕组电流流通的期间的长度的一半以下。
3.根据权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于，
在所述第一整流元件中有正向的所述整流电路电流流通的期间内，所述第二整流元件电流开始导通。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的整流电路，其特征在于，
将从所述第一端子到所述第二端子的使所述第一整流元件流通的路径设为规定路径，
所述次级绕组的电感为所述规定路径的电感的两倍以上。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的整流电路，其特征在于，
所述初级绕组的匝数多于所述次级绕组的匝数。
6.一种电源装置，其特征在于，包括权利要求1至5中的任一项所述的整流电路。
7.一种整流电路的驱动方法，其用于驱动具有第一端子和第二端子的整流电路，所述驱动方法的特征在于，在所述整流电路中，
将以所述第一端子为基准时对所述第二端子施加的正电压设为正向电压，
将以所述第二端子为基准时对所述第一端子施加的正电压设为反向电压，
当施加所述正向电压时，正向的整流电路电流从所述第二端子流向所述第一端子，
当施加所述反向电压时，切断正向的所述整流电路电流，
所述整流电路包括：
第一整流元件，其与所述第一端子和所述第二端子连接；
变压器，其具有初级绕组和次级绕组；
第二整流元件，其通过所述次级绕组与所述第一整流元件并联连接；
开关元件，其与所述初级绕组连接；以及
电源，其与所述初级绕组连接，
所述驱动方法包括如下工序：
第一工序，在所述第一工序中，通过施加所述正向电压，从而使正向的所述整流电路电流流通；
第二工序，其在所述第一工序之后，通过使所述开关元件导通，从而使从所述电源流向所述初级绕组的电流即初级绕组电流流通；
第三工序，其在所述第二工序之后，通过使所述开关元件截止，从而使从所述次级绕组流向所述第二整流元件的电流即第二整流元件电流流通；以及
第四工序，其在所述第三工序之后，在所述第二整流元件电流流通的期间内，施加所述反向电压。
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