WO2019239901A1 - 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 - Google Patents

整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2019239901A1
WO2019239901A1 PCT/JP2019/021428 JP2019021428W WO2019239901A1 WO 2019239901 A1 WO2019239901 A1 WO 2019239901A1 JP 2019021428 W JP2019021428 W JP 2019021428W WO 2019239901 A1 WO2019239901 A1 WO 2019239901A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
rectifier circuit
terminal
voltage
rectifier
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/021428
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
竹史 塩見
Original Assignee
シャープ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by シャープ株式会社 filed Critical シャープ株式会社
Priority to CN201980039489.4A priority Critical patent/CN112272915A/zh
Priority to US17/251,670 priority patent/US11682979B2/en
Publication of WO2019239901A1 publication Critical patent/WO2019239901A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the following disclosure relates to rectifier circuits.
  • a rectifier such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Semiconductor Filed Effect Transistor, metal oxide semiconductor field effect transistor) or FRD (First Recovery Diode) is used.
  • a rectifying element includes a diode having a PN junction (PN junction).
  • the reverse recovery current causes a loss (more specifically, a switching loss) in the rectifier circuit (power supply circuit).
  • Patent Documents 1 and 2 each disclose a circuit for the purpose of reducing the reverse recovery current.
  • a diode and a transformer connected in parallel to the semiconductor switching element are provided in order to reduce the reverse recovery current.
  • Patent Document 2 also discloses a circuit similar to Patent Document 1.
  • An object of one aspect of the present disclosure is to effectively reduce a transient current in a rectifier circuit.
  • a rectifier circuit is a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal, and the second rectifier circuit when the first terminal is used as a reference.
  • the forward voltage is applied with the positive voltage applied to the terminal as the forward voltage and the positive voltage applied to the first terminal as the reverse voltage when the second terminal is used as a reference.
  • a forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal and the forward voltage is applied, the forward rectifier circuit current is interrupted, and the rectifier circuit is A transformer having a first rectifier connected to the first terminal and the second terminal, a primary winding and a secondary winding, and in parallel with the first rectifier through the secondary winding
  • a second rectifying element connected to the switching element and a switching element connected to the primary winding
  • a power source connected to the primary winding, and when the switch element is turned on, a primary winding current that is a current flowing from the power source to the primary winding flows, and the switch
  • the element When the element is turned off, a second rectifier element current that is a current flowing from the secondary winding to the second rectifier element flows, and the reverse voltage is applied within a period in which the second rectifier element current flows. Is applied.
  • a method for driving a rectifier circuit is a method for driving a rectifier circuit for driving a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal.
  • the positive voltage applied to the second terminal is a forward voltage
  • the first terminal is used as a reference.
  • the forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal, and the reverse voltage is applied.
  • the rectifier circuit current in the forward direction is interrupted, and the rectifier circuit includes a first rectifier element connected to the first terminal and the second terminal, a primary winding and a secondary winding.
  • the rectifier circuit according to one aspect of the present disclosure can effectively reduce the transient current in the rectifier circuit.
  • the same effect can be obtained by the method for driving a rectifier circuit according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the waveform of each voltage and electric current. It is the figure which expanded and displayed each graph of FIG. (A)-(d) is a figure which shows the path
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply circuit according to a third embodiment. It is a figure which shows the power supply device of Embodiment 4.
  • Embodiment 1 The rectifier circuit 1 of Embodiment 1 is demonstrated below.
  • members having the same functions as those described in the first embodiment will be denoted by the same reference numerals in the following embodiments, and the description thereof will not be repeated.
  • a reverse recovery current flows through the rectifying element having a PN junction.
  • a rectifying element compound semiconductor element
  • Examples of such rectifying elements include SiC-SBD (Schottky Barrier Diode) or GaN-HEMT (High Electron Mobility Transistor). In the rectifying element, charge accumulation at the PN junction does not occur. Therefore, no reverse recovery current is generated in the rectifying element.
  • the rectifying element has a parasitic capacitance. Therefore, when a voltage (corresponding to the reverse voltage in the case of the PN junction) in the direction of blocking (stopping) the current is applied to the rectifying element, the current (charging current) for charging the parasitic capacitance is , Transiently flows to the rectifying element.
  • This charging current is also an example of a transient current. After the charging current (transient current) finishes flowing, the current flowing through the rectifying element stops. This charging current also causes a loss in the power supply circuit, similarly to the reverse recovery current in the element having the PN junction.
  • Both reverse recovery current and transient current are transient currents generated when a voltage is applied to the rectifier element. Therefore, in this specification, the reverse recovery current and the transient current are collectively referred to as a transient current without being distinguished.
  • the rectifier circuit 1 has been newly created by the inventor of the present application (hereinafter, the inventor) for the purpose of (i) reducing the transient current and (ii) reducing the loss due to the transient current.
  • Forming voltage Voltage for conducting the rectifier element.
  • the rectifying element is a diode
  • applying a forward voltage to the diode indicates a voltage in which a forward current flows through the diode.
  • the rectifying element is a MOSFET or a GaN-HEMT. That is, consider a case where the rectifying element has a gate (gate terminal), a source (source terminal), and a drain (drain terminal).
  • the forward voltage is “a voltage at which the rectifying element conducts when a positive (positive) voltage is applied to the source with respect to the drain when the gate is OFF (the gate voltage is equal to or lower than the threshold voltage)”.
  • the type of GaN-HEMT is arbitrary.
  • the GaN-HEMT may be a cascode type or an e-mode (normally off) type.
  • the forward voltage can also be expressed as a positive voltage applied to a second terminal (described later) of the rectifier circuit with reference to a first terminal (described later) of the rectifier circuit.
  • the current that flows through the rectifier circuit as the voltage is applied is referred to as the forward current of the rectifier circuit.
  • the forward current may be referred to as a rectified current.
  • Reverse voltage A voltage that prevents the rectifier from conducting. That is, a voltage in a direction in which a forward current does not flow through the rectifying element when applied to the rectifying element.
  • the rectifying element is a diode
  • the reverse voltage means “a positive (plus) voltage applied to the drain with reference to the source when the gate is OFF”.
  • the reverse voltage can also be expressed as a positive voltage applied to the first terminal with respect to the second terminal. When the voltage is applied, no forward current flows through the rectifier circuit.
  • Transient current generically means (i) reverse recovery current and (ii) charging current due to parasitic capacitance of the rectifying element. That is, the transient current means a transient current that is generated when a reverse voltage is applied to the rectifying element. This transient current causes a loss (more specifically, a switching loss). In the rectifier circuit 1 of FIG. 1, the transient current can be measured by IR1 and IR2 described later.
  • Rectification function A function that allows only current flowing in a certain direction (one direction) to pass (conducts) and does not allow current to flow in the opposite direction to that direction (cuts off).
  • the rectifying element is a diode
  • the diode (i) conducts forward current and (ii) blocks reverse current.
  • This function of the diode is an example of a rectifying function.
  • the rectifying element is a MOSFET or a GaN-HEMT. In this case, when the gate is OFF, the rectifier element (i) conducts current from the source to the drain, and (ii) interrupts current from the drain to the source. This function of the rectifying element is another example of the rectifying function.
  • the rectifying element is a MOSFET or a GaN-HEMT
  • the rectifying function (i) consider replacing the source with the anode (anode terminal) of the diode and (ii) replacing the drain with the cathode (cathode terminal) of the diode.
  • the terms “anode” and “cathode” are used as appropriate in place of the term “source / drain” for convenience.
  • Rectifying element An element having a rectifying function is generically meant.
  • the above-described diode, MOSFET, and GaN-HEMT are all examples of rectifying elements.
  • connection in this specification means “electrical connection” unless otherwise specified.
  • Elements including transformer windings may be interposed between (i) the connection between the drain and the first terminal and (ii) the connection between the source and the second terminal, if necessary.
  • Rectified current forward current that flows through the rectifier or rectifier circuit.
  • the rectified current can be measured by IR1 and IR2.
  • Switch function switching function: Whether or not current flows from the drain to the source of the element only by turning on the gate of the element (the gate voltage exceeds the threshold voltage) / OFF (the gate voltage is below the threshold voltage). A function to switch between conduction and release. An element having a switch function is referred to as a switch element (switching element).
  • a basic operation of the rectifier circuit (eg, rectifier circuit 1) according to one embodiment of the present disclosure will be described. Further, an additional function whose description is omitted in this specification can be added to the rectifier circuit. For example, a synchronous rectification function may be added to the rectifier circuit.
  • a rectifier circuit according to one embodiment of the present disclosure includes a first terminal and a second terminal. The following two conditions hold for the first terminal and the second terminal.
  • Condition 1 When a positive voltage is applied to the second terminal with respect to the first terminal (that is, when a forward voltage is applied), a rectified current (forward current) flows through the rectifier circuit.
  • Condition 1 is equivalent to the forward characteristic of the diode. For example, by applying a forward voltage as low as about 1 V, a forward current of a predetermined magnitude (eg, on the order of 1A to 100A) can be passed. The magnitude of the forward current is greatly influenced by the characteristics of each element (eg, coil) provided in the rectifier circuit.
  • Condition 2 When a positive voltage is applied to the first terminal with respect to the second terminal (that is, a reverse voltage is applied), the rectified current can be cut off in the rectifier circuit.
  • Condition 2 is equivalent to the reverse characteristics of the diode. For example, even when a reverse voltage of about 400 V is applied, only a small reverse current (eg, on the order of 1 nA to 1 ⁇ A) flows. Of course, a high voltage exceeding the withstand voltage characteristic of each element of the rectifier circuit is excluded and considered.
  • the characteristic between the first terminal and the second terminal in the rectifier circuit is equivalent to the characteristic between the anode and the cathode in the diode.
  • the first terminal is equivalent to the cathode and the second terminal is equivalent to the anode.
  • the rectifier circuit includes a first rectifier element (example: FR1) and a second rectifier element (example: SR1).
  • the first rectifying element is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor, an insulated gate bipolar transistor) in which diodes are connected in antiparallel
  • the rectifying circuit itself can be used as a circuit having a switch function.
  • the rectifier circuit can be applied to, for example, a bidirectional chopper circuit, an inverter circuit, or a totem pole PFC (Power Factor Correction) circuit.
  • the IGBT can be replaced with a MOSFET including a parasitic diode.
  • the IGBT can be replaced with GaN-HEMT.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply circuit 10.
  • the power supply circuit 10 includes a rectifier circuit 1 (see also FIG. 12 described later).
  • the power supply circuit 10 is a boost chopper circuit.
  • the rectifier circuit 1 serves as a rectifier unit of the power supply circuit 10.
  • the power supply circuit 10 has a configuration in which a rectifier unit of a known power supply circuit is replaced with a rectifier circuit 1. It should be noted that the numerical values described below are merely examples.
  • the power supply FP1 is an input power supply for the power supply circuit 10 (boost chopper circuit).
  • the voltage (input voltage) of the power supply FP1 is 200V.
  • the load RS1 is a load connected to the output side of the power supply circuit 10. In the steady state (hereinafter simply referred to as steady state) of the power supply circuit 10, the load RS1 consumes about 2800W of power.
  • the capacitor (capacitor) RV1 is a smoothing capacitor of the power supply circuit 10.
  • the capacitor RV is connected in parallel with the load RS1.
  • Capacitor RV1 smoothes the output voltage of power supply circuit 10 (voltage applied to load RS1). In the steady state, the output voltage is 400V. Thus, the power supply circuit 10 is designed so that the output voltage is twice the input voltage.
  • the capacitance of the capacitor RV1 is 3.3 mF.
  • the coil (inductor) FC1 is a boost coil of the power supply circuit 10.
  • the current flowing through the coil FC1 is referred to as a coil current.
  • the average value of the coil current is 14A.
  • the inductance of the coil FC1 is 500 ⁇ H.
  • the rectifier circuit 1 includes a first rectifier element FR1, a second rectifier element SR1, a transformer (transformer) TR1, a switch element TT1, a power source TP1, a first terminal FT1, and a second terminal ST1.
  • the first rectifier element FR1 is an example of the first rectifier element described above.
  • the first rectifier element FR1 is provided between the first terminal FT1 and the second terminal ST1.
  • the first rectifier element FR1 is configured by a low breakdown voltage Si-MOSFET and a high breakdown voltage GaN-HEMT.
  • the first rectifying element FR1 is a rectifying element in which a high breakdown voltage GaN-HEMT is cascode-connected to a low breakdown voltage Si-MOSFET.
  • Such a GaN-HEMT is also referred to as a cascode GaN-HEMT.
  • cascode GaN-HEMT is expressed using the same circuit symbol as MOSFET.
  • Cascode GaN-HEMT and MOSFET show similar rectification function. Note that the magnitude of the generated transient current differs between the cascode GaN-HEMT and the MOSFET. However, the function showing a certain withstand voltage characteristic when a reverse voltage is applied is common to both. Furthermore, both sides have a common point that synchronous rectification is possible by turning on the gate during a period in which a rectified current (forward current) flows.
  • the reverse breakdown voltage of the cascode GaN-HEMT used as the first rectifying element FR1 is 650V.
  • the on-resistance of the cascode GaN-HEMT is 50 m ⁇ .
  • GaN-HEMT can withstand a relatively high voltage for a short time. Therefore, the cascode GaN-HEMT can withstand a voltage up to 800 V within 1 ⁇ sec (seconds).
  • the power supply circuit 10 further includes a switch element SST1.
  • the switch element SST1 serves as a switch for exciting the coil FC1 and increasing the coil current. In the steady state, the switch element SST1 is turned ON with a duty ratio of 50%.
  • the drive frequency of the switch element SST1 is 100 kHz.
  • the switch element SST1 is the same element as the first rectifier element FR1. However, it should be noted that the switch element SST1 is not intended to be used as a rectifier element, unlike the first rectifier element FR1.
  • the switch element SST1 is used only as a switch.
  • the switch element SST1 allows a current to flow from the drain side to the source side when the gate is turned on.
  • the switch element SST1 cuts off the current when the gate is turned off.
  • the second rectifying element SR1 is an example of the above-described second rectifying element.
  • the second rectifying element SR1 is SiC-SBD.
  • the breakdown voltage of the second rectifying element SR1 is 650V.
  • the forward voltage of the second rectifying element SR1 at the start of conduction of the second rectifying element SR1 is 0.9V.
  • the resistance of the second rectifier element SR1 is 50 m ⁇ .
  • the second rectifying element SR1 is connected in parallel with the first rectifying element FR1 via a secondary winding SW1 described below.
  • the transformer TR1 includes a primary winding PW1 and a secondary winding SW1.
  • the inductance of the primary winding PW1 is 1.6 ⁇ H.
  • the resistance (winding resistance) of the primary winding PW1 is 10 m ⁇ .
  • the inductance of the primary winding PW1 is also referred to as exciting inductance.
  • the transformer TR1 accumulates energy (more specifically, magnetic energy) in the excitation inductance, thereby generating a current corresponding to the current (primary winding current) flowing through the primary winding PW1 as the secondary winding SW1.
  • the resistance of the secondary winding SW1 is 7 m ⁇ .
  • the switch element TT1 is connected to the primary winding PW1.
  • the switch element TT1 is an element similar to the first rectifier element FR1.
  • the switch element TT1 is also used as a switch just like the switch element SST1. It should be noted that the switch element TT1 is not intended to be used as a rectifier element, unlike the first rectifier element FR1.
  • gate terminals provided in each rectifier element and switch element provided in the power supply circuit 10 are connected to a control circuit 8 (control device) described later (not shown in FIG. 1 and the like, see FIG. 12). . Switching of each gate ON / OFF (gate ON / OFF) is executed by the control circuit 8. The same applies to the second and subsequent embodiments.
  • the power source TP1 is connected to the primary winding PW1.
  • the voltage of the power supply TP1 is 15V.
  • the power source TP1 is an energy source for storing energy in the primary winding PW1.
  • the primary winding PW1 converts the voltage energy supplied from the power source TP1 into magnetic energy.
  • the primary winding PW1 stores the magnetic energy.
  • the first terminal FT1 is an example of the first terminal described above.
  • the path is branched into a path on the first rectifying element FR1 side and a path on the secondary winding SW1 side with the first terminal FT1 as a reference.
  • the first terminal FT1 is connected to the secondary winding SW1 via the second rectifying element SR1. More specifically, the first terminal FT1 is connected to the cathode of the second rectifying element SR1.
  • the first terminal FT1 is connected to the second terminal ST1 via FR1.
  • the first terminal FT1 is connected to the cathode of the first rectifying element FR1.
  • the second terminal ST1 is an example of the second terminal described above.
  • the path is further branched into a path on the first rectifying element FR1 side and a path on the secondary winding SW1 side with the second terminal ST1 as a reference.
  • the second terminal ST1 is directly connected to the secondary winding SW1.
  • the second terminal ST1 is connected to the anode of the second rectifying element SR1 through the secondary winding SW1.
  • the second terminal ST1 is connected to (i) the anode of the first rectifier element FR1 and (ii) the drain of the switch element SST1, respectively.
  • the second rectifying element SR1 is disposed on the first terminal FT1 side, and the secondary winding SW1 is disposed on the second terminal ST1 side.
  • the positions of the second rectifier element SR1 and the secondary winding SW1 may be reversed.
  • the power supply FP1, the coil FC1, the switch element SST1, the first rectifier element FR1, the capacitor RV1, and the load RS1 are elements that constitute a conventional boost chopper circuit.
  • the conventional boost chopper circuit only the first rectifier element FR1 is provided as the rectifier.
  • the transformer TR1 (the primary winding PW1 and the secondary winding SW1)
  • the switch element TT1, TP1, a first terminal FT1, and a second terminal ST1 are further provided.
  • IR1 and IR2 each indicate a current measuring unit.
  • the current measuring units IR1 and IR2 are portions that can measure the rectified current of the rectifier circuit. It should be noted that the current measuring units IR1 and IR2 are not current sensors.
  • the measurement result of the rectified current described in this specification is obtained as a result of measurement in the current measurement units IR1 and IR2.
  • the same current value is observed in both current measuring units IR1 and IR2.
  • the rectified current can be measured by an arbitrary current sensor. That is, the method for measuring the rectified current is arbitrary. For example, a Hall element type current sensor, a CT (Current Transformer) sensor, a Rogowski coil shunt resistance method, or the like can be used.
  • the current measurement direction (detection direction) in the current measurement units IR1 and IR2 is positive when the current flows in the direction from the second terminal ST1 toward the first terminal FT1.
  • the transient current can also be measured by the current measuring units IR1 and IR2. This transient current is measured as an instantaneous negative current.
  • the boost chopper circuit as a comparative example is referred to as a power supply circuit 10r.
  • the power supply circuit 10r includes a power supply FP1, a coil FC1, a switch element SST1, a first rectifier element FR1, and a capacitor RV1.
  • the power supply circuit 10r has a configuration in which the second rectifying element SR1, the transformer TR1, the switch element TT1, and the power supply TP1 are removed from the power supply circuit 10.
  • the first rectifying element FR1 is provided as the rectifying unit.
  • the first rectifier element FR1 (one element) of the power supply circuit 10r is also referred to as a rectifier circuit.
  • the circuit configuration of each element of the power supply circuit 10r is the same as the example of FIG. 1 unless otherwise specified.
  • the reverse voltage and the forward voltage are alternately applied to the first rectifier element FR1.
  • the transient current is generated during the period when the reverse voltage is applied. This point will be described below.
  • the drain voltage is substantially equal to the source voltage in the switch element SST1.
  • the drain of the switch element SST1 and the anode of the first rectifier element FR1 are connected to a common node on the electric circuit. Therefore, the potential difference between the drain of the switch element SST1 and the anode of the first rectifier element FR1 is approximately 0V.
  • the cathode of the first rectifier element FR1 is connected to the positive electrode (voltage 400V) of the capacitor RV1. For this reason, a reverse voltage of 400 V is applied to the first rectifying element FR1.
  • One terminal of the coil FC1 is connected to the positive electrode (voltage 200V) of the power supply FP1.
  • the other terminal of the coil FC1 is connected to the drain (voltage of about 0 V) of the switch element SST1. For this reason, a voltage of about 200 V is applied to the coil FC1. Since the voltage is applied to the coil FC1, the coil current increases with time.
  • the ON period of the switch element SST1 ON period corresponding to a duty ratio of 50%
  • the coil current that increases with the passage of time flows from the coil FC1 toward the switch element SST1.
  • the coil current follows a path “positive electrode of power supply FP1 ⁇ coil FC1 ⁇ switch element SST1 ⁇ negative electrode of power supply FP1”.
  • the switch element SST is switched from ON (ON state) to OFF (OFF state).
  • the parasitic capacitance of the switch element SST1 is charged.
  • the drain voltage of the switch element SST1 increases.
  • the drain voltage exceeds the voltage (400V) of the positive electrode of the capacitor RV1
  • a forward voltage is applied to the first rectifier element FR1.
  • a forward current flows through the first rectifying element FR1.
  • the drain voltage has increased to approximately 401V.
  • the anode voltage is about 401V and the cathode voltage is 400V.
  • a forward voltage of about 1 V is applied to the first rectifying element FR1.
  • the first rectifier element FR1 conducts the rectified current.
  • the magnitude of the rectified current depends on the current of the coil FC1. The rectified current decreases with time.
  • the switch element SST1 is switched from OFF to ON.
  • the drain voltage of the switch element SST1 decreases.
  • the anode voltage of the first rectifier element FR1 also decreases.
  • the cathode voltage of the first rectifier element FR1 is fixed at 400V. This is because the cathode of the first rectifying element FR1 is connected to the positive electrode of the capacitor RV1. For this reason, a reverse voltage is applied to the first rectifying element FR1 as the drain voltage of the switching element SST1 decreases. As a result, a transient current flows through the first rectifier element FR1.
  • This transient current includes a reverse recovery component (reverse recovery current component) of the diode.
  • the transient current includes a little reverse recovery current of the parasitic diode in the low breakdown voltage Si-MOSFET.
  • the transient current includes a charging current resulting from charging of the parasitic capacitance as a main component.
  • each component of the transient current is not particularly distinguished. Loss occurs because the transient current flows through the first rectifier element FR1.
  • the drain voltage of the switch element SST1 reaches about 0V.
  • the first rectifying element FR1 is in a state where a reverse voltage of 400 V is applied.
  • the operations as described in (1) to (3) above are repeated.
  • the first rectifying element FR1 is turned on for a period corresponding to a duty ratio of 50% under a driving frequency of 100 kHz (that is, a period of 10 ⁇ sec). For this reason, the forward voltage and the reverse voltage are alternately applied to the first rectifying element FR1 every 5 ⁇ sec.
  • the timing at which the switch element SST1 is turned on is substantially the same as the timing at which the reverse voltage is applied to the first rectifier element FR1. Further, when a reverse voltage is applied to the first rectifying element FR1, a transient current is generated.
  • FIG. 2 is a graph showing waveforms of voltages and currents in the rectifier circuit 1.
  • four waveforms are shown under a common time axis (horizontal axis).
  • the horizontal axis of FIG. 2 shows the timings of the first to fourth steps described below.
  • RCI rectififier circuit voltage
  • RCI rectififier circuit current
  • PW1I primary winding current
  • SR1I second rectifier element current
  • FIG. 3 is a graph obtained by enlarging each graph of FIG. FIG. 3 shows waveforms in the vicinity of the start timing of the second step, the third step, and the fourth step shown in FIG. In FIG. 3, unlike FIG. 2, four waveforms are shown in one graph. In FIG. 3, the RCV protrudes from the upper end of the graph for the convenience of enlarged display.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining each current path in the first to fourth steps. Specifically, (a) to (d) of FIG. 4 show current paths in the first to fourth steps, respectively.
  • FIG. 4 the reference numerals of the respective elements given in FIG. 1 are omitted as appropriate. Further, in FIG. 4, the illustration of each element is simplified as compared with FIG.
  • First step By applying a forward voltage to the rectifier circuit 1 (that is, applying a positive voltage to the second terminal ST1 with the first terminal FT1 as a reference), a rectified current is caused to flow through the rectifier circuit 1.
  • Process Second step: A step of passing a current through the primary winding PW1 by turning on the switch element TT1; Third step: a step of passing a current through the second rectifier element SR1 by turning off the switch element TT1;
  • Fourth step A step of stopping (cutting off) the rectified current by applying a reverse voltage to the rectifier circuit (that is, applying a positive voltage to the first terminal FT1 with the second terminal ST1 as a reference). ; Are executed in this order.
  • each step will be specifically described.
  • the rectified current in the first step is the forward RCI.
  • the RCI is a path of “the positive electrode of the power supply FP1 ⁇ the coil FC1 ⁇ the second terminal ST1 ⁇ the first rectifying element FR1 ⁇ the first terminal FT1 ⁇ the positive electrode of the capacitor RV1 ⁇ the negative electrode of the capacitor RV1 ⁇ the negative electrode of the power supply FP1”. Take. This route of RCI is common in the first to third steps.
  • the RCV shown in FIG. 2 is the voltage of the first terminal FT1 with respect to the second terminal ST1. For this reason, negative RCV is a forward voltage, and positive RCV is a reverse voltage. As described above, the magnitude of the forward voltage is 1V. Therefore, in the first step, RCV ⁇ 1V. However, in FIG. 2, since the scale of the vertical axis is large, it is shown as if RCV ⁇ 0V. On the other hand, it can be read more clearly from FIG. 3 that RCV ⁇ 1V.
  • the forward voltage causes a rectified current (positive RCI) of about 14 A to flow through the first rectifying element FR1.
  • the first rectifier element FR1 has a dead time of 50 nsec for safe operation. After the dead time, the first rectifier element FR1 can perform synchronous rectification. However, this synchronous rectification is not essential in the rectifier circuit 1. For example, when there is no need to perform synchronous rectification in the rectifier circuit 1, a diode can be applied as the first rectifier element FR1.
  • the current flowing through the second rectifying element SR1 is sufficiently small. This is because the second rectifying element SR1 is connected to the secondary winding SW1. That is, the inductance of the secondary winding SW1 is interposed in the second rectifying element SR1. For this reason, SR1I is not shown in FIG. 4A, unlike FIGS. 4C to 4D.
  • the switch element TT1 After flowing a rectification current through the rectifier circuit 1 (following the first step), the switch element TT1 is turned on. As an example, the switch element TT1 is turned on about 4.4 ⁇ sec after the forward current is passed through the rectifier circuit. By turning on the switch element TT1, a current can flow through the primary winding PW1. That is, PW1I can be generated. As shown in FIG. 4B, in the second step, the PW1I takes a path of “the positive electrode of the power supply TP1 ⁇ the primary winding PW1 ⁇ the switch element TT1 ⁇ the negative electrode of the power supply TP1”.
  • PW1I increases almost linearly with time.
  • the increasing speed of PW1I mainly depends on the voltage of the power supply TP1 (example: 15V) and the inductance of the primary winding PW1 (example: 1.6 ⁇ H).
  • the increasing speed of PW1I is also affected by a voltage drop caused by parasitic resistance (eg, ON resistance of switch element TT1 and resistance of primary winding PW1).
  • parasitic resistance eg, ON resistance of switch element TT1 and resistance of primary winding PW1
  • the switch element TT1 was continuously turned on for about 540 nsec in order to increase PW1I to about 5A.
  • SR1I indicates that “the negative electrode of the secondary winding SW1 (the side without a black spot) ⁇ the second rectifying element SR1 ⁇ the first rectifying element FR1 ⁇ the secondary winding
  • the path of “the positive electrode of SW1 (black dot side)” is taken.
  • PW1I By turning off the switch element TT1, the path of PW1I is cut off. That is, PW1I is about 0A.
  • an electromotive force in the reverse direction (back electromotive force) is generated in the secondary winding SW1. This is because the secondary winding SW1 is magnetically coupled to the primary winding PW1. Due to the back electromotive force, a forward voltage is applied to the second rectifying element SR1, and SR1I flows. Therefore, SR1I may be referred to as an excitation current in the secondary winding SW1.
  • SR1I became about 9A about 25 nsec after the switching element TT1 was turned off.
  • a reverse voltage is applied to the rectifier circuit 1.
  • the reverse voltage can be applied by turning on the switch element SST1. Simultaneously with the application of the reverse voltage, a transient current is generated.
  • RCI in the reverse direction is generated as a main component of the transient current.
  • the RCI takes a path of “the positive electrode of the capacitor RV1 ⁇ the first terminal FT1 ⁇ the first rectifying element FR1 ⁇ the second terminal ST1 ⁇ the switching element SST1 ⁇ the negative electrode of the capacitor RV1”.
  • a current different from the RCI in the reverse direction further flows through the rectifier circuit 1.
  • the SR1I generated in the third step flows through the rectifier circuit 1 so as to pass through the first rectifier element FR1 (see FIG. 4D).
  • the transient current flowing through the first rectifying element FR1 can be canceled by the amount of SR1I. That is, the transient current can be effectively reduced as compared with the conventional case. Most of the transient current causes a loss in the switch element SST1. As a result, this loss can be effectively reduced as compared with the conventional case.
  • a current that takes the path of “positive electrode of power supply FP1 ⁇ coil FC1 ⁇ switch element SST ⁇ negative electrode of power supply FP1” is also present. Flowing. About this electric current, it is the same as that of the conventional power supply circuit.
  • the transformer TR1 is provided as a member for storing magnetic energy in the second step. For this reason, it is necessary to prevent current from flowing through the secondary winding SW1 (that is, SR1I does not occur) during the period in which PW1I flows (the conduction period of the primary winding PW1). Therefore, PW1I and SR1I do not occur simultaneously. However, currents that are not intended by the designer of the rectifier circuit 1 due to parasitic capacitance or the like are excluded.
  • the magnetic energy stored in the primary winding PW1 generates a counter electromotive force in the secondary winding SW1. That is, the polarity of the voltage applied to the secondary winding SW1 is inverted. As a result, the forward voltage is applied to the second rectifying element SR1 to which the reverse voltage has been applied so far. Therefore, SR1I can be generated under the condition that PW1I is cut off.
  • the connection relation of the transformer is set so that PW1I and SR1I are not generated simultaneously.
  • FIG. 5 is a graph showing waveforms of a rectifier circuit voltage (hereinafter, RCVc) and a rectifier circuit current (hereinafter, RCIc) in the power supply circuit 10r (comparative example).
  • RCVc rectifier circuit voltage
  • RCIc rectifier circuit current
  • FIG. 6 is a diagram for comparing RCI (rectifier circuit current in power supply circuit 10) of FIG. 3 with RCIc of FIG.
  • the waveform of RCI and the waveform of RCIc are shown in the same graph.
  • FIG. 7 is a graph for comparing the loss due to the transient current in each of the power supply circuit 10 and the power supply circuit 10r.
  • FIG. 7A is a graph showing the instantaneous loss (hereinafter, RCP1) in the power supply circuit 10 and the instantaneous loss (hereinafter, RCP2) in the power supply circuit 10r at each time.
  • the instantaneous loss is a loss caused by a transient current in the switch element SST1.
  • the unit of the vertical axis is W.
  • FIG. 7 is a graph showing a loss integral value in the power supply circuit 10 (hereinafter, RCPI1) and a loss integral value in the power supply circuit 10r (hereinafter, RCPI2) at each time.
  • RCPI1 is a value obtained by integrating RCP1 over time.
  • RCPI2 is a value obtained by integrating RCP2 over time.
  • the unit of the vertical axis is J.
  • the transient current in the power supply circuit 10r will be described with reference to FIG.
  • a reverse voltage positive RCVc
  • a negative RCIc flows (see around time 1.06E-5).
  • the negative RCIc is a transient current that flows through the rectifier circuit (first rectifier element FR1) in the power supply circuit 10r.
  • the magnitude of the transient current depends on the magnitude of the voltage applied to the first rectifier element FR1.
  • the voltage exceeding 20V is not shown due to the scale of the vertical axis.
  • a voltage of 400 V (voltage between terminals of the capacitor RV1) is applied to the first rectifying element FR1.
  • a transient current exceeding 20 A is generated according to the voltage of 400V.
  • the transient current in the power supply circuit 10 (rectifier circuit 1) will be described with reference to FIG.
  • a voltage of 400 V is applied to the first rectifier element FR1 as in the power supply circuit 10r.
  • the magnitude of the transient current (RCI) does not exceed 19A at the maximum. Thus, it was confirmed that the rectifier circuit 1 can reduce the transient current.
  • the difference in size between RCIc and RCI is clearer.
  • the maximum value of the size of RCIc was about 25A.
  • the maximum value of the size of RCIc was about 18A.
  • the transient current can be reduced by about 7 A compared to the conventional case.
  • an inrush current is generated when the voltage charges the parasitic capacitance.
  • This inrush current becomes a transient current.
  • the magnitude of the voltage across terminals of the capacitor RV1 (that is, the magnitude of the reverse voltage) is determined by the specifications of the power supply circuit. For this reason, the rectifier circuit needs to be designed so as to cope with the magnitude of the reverse voltage.
  • the inventor has found a novel idea of “reducing the transient current by using the magnetic energy accumulated in the transformer TR1”. Specifically, in the rectifying circuit 1, a new charging current different from the charging current caused by the voltage across the capacitor RV1 is generated by releasing magnetic energy as a current (SR1I) to the second rectifying element SR1 side. Can be generated. Since the new charging current is derived from magnetic energy, no inrush current is generated.
  • the switch element TT1 is turned OFF, so that the magnetic energy accumulated in the transformer TR1 is passed through the secondary winding SW1 to the second rectifier element SR1. It can be discharged as a forward current (ie SR1I).
  • the switch element SST1 is turned on under the state where SR1I is flowing.
  • the drain voltage of the switch element SST1 decreases, and the voltage of the first terminal FT1 with respect to the second terminal ST1 increases.
  • a reverse voltage is applied to the rectifier circuit 1 and a transient current (RCI) is generated.
  • the transient current can be reduced by flowing SR1I as described above.
  • RCI and SR1I are currents in the same direction.
  • the charging current may be a current (RCI) supplied from the capacitor RV1 side or a current (SR1I) supplied from the second rectifying element SR1 side. This is because charging is completed when the amount of current required for charging is supplied to the parasitic capacitance. This idea applies to reverse recovery current as well.
  • the configuration of the rectifier circuit 1 was created based on the idea. According to the rectifier circuit 1, transient current can be reduced.
  • FIG. 8 is a graph schematically showing the waveforms of the aforementioned PW1I, SR1I, RCI, and RCV.
  • the horizontal axis represents a time axis
  • the vertical axis represents voltage or current. 0 on the vertical axis indicates a zero level of voltage or current.
  • each waveform is shown in the second step to the third step and the time in the vicinity thereof. Since the graph of FIG. 8 is a schematic diagram for explanation, detailed values are not set.
  • FIG. 8A is a diagram (reference diagram) for explaining an inappropriate operation in the rectifier circuit 1.
  • FIG. 8A inappropriate elements are collectively shown as one figure.
  • FIG. 8A is a formal diagram for explaining FIG. 8B.
  • FIG. 8B is a diagram for explaining an appropriate operation (improvement point) in the rectifier circuit 1.
  • FIG. 9 is a graph showing data (each waveform) when each improvement point shown in (b) of FIG. 8 is applied in the actual operation of the rectifier circuit 1.
  • FIG. 9 the third step shown in FIG. 3 and the vicinity thereof are enlarged and displayed. Other points are the same as in FIG.
  • SR1I at a predetermined time is larger than RCI at the same time.
  • the SR1I (the size of SR1I) at a predetermined time is equal to or less than the RCI (the size of RCI) at the same time” (hereinafter, improved point 1).
  • SR1I is set so that the improvement point 1 is satisfied. For this reason, generation
  • SR1I the size of SR1I
  • RCI the size of RCI
  • the period in which PW1I flows is a period for accumulating energy (magnetic energy) in the primary winding PW1. If the period is too short, it is difficult to store a sufficient amount of energy in the primary winding PW1.
  • the period is preferably set to about 100 nsec or more.
  • the period in which SR1I flows is a time for discharging the stored energy. That is, in the conduction period of the second rectifying element SR1, it is only necessary to be able to release the stored energy, and thus the conduction period does not need to be a long time. In other words, the conduction period of the second rectifying element SR1 is preferably short in order to reduce conduction loss. However, if the conduction period of the second rectifier element SR1 is less than 10 nsec, it is difficult to appropriately adjust the timing of applying the reverse voltage to the rectifier circuit 1. That is, it can be said that the conduction period of the second rectifying element SR1 of less than 10 nsec is too short. This point needs attention. From the above, it can be said that the conduction period of the second rectifying element SR1 is preferably sufficiently shorter than the conduction period of the primary winding PW1, while paying attention not to be set to less than 10 nsec.
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is set to a length comparable to the conduction period of the primary winding PW1.
  • the loss due to SR1I increases.
  • SR1I is very small at the timing (hereinafter referred to as RP1) when the transient current (RCI) flows. For this reason, the transient current (RCI) cannot be sufficiently reduced.
  • the conduction period of the second rectifier element SR1 is set shorter than the conduction period of the primary winding PW1. Therefore, loss due to SR1I can be reduced. Furthermore, SR1I can be increased as compared with FIG. Therefore, the transient current (RCI) can be sufficiently reduced.
  • the conduction period (the length of the conduction period) of the second rectifier element SR1 is less than or equal to half the conduction period (the length of the conduction period) of the primary winding PW1”. (Hereinafter referred to as improvement point 2) is preferable.
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is set so that the improvement point 2 is satisfied.
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is a part of the period in which the switch element TT1 is turned off (that is, the period of the third step).
  • the conduction period of the primary winding PW1 substantially corresponds to a period during which the switch element TT1 is turned on (that is, a period of the second step).
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is preferably about 1/10 or less of the conduction period of the primary winding PW1.
  • the conduction period of the primary winding PW1 is about 540 nsec, and the conduction period of the second rectifying element SR1 is about 25 nsec.
  • the conduction period of the second rectifying element SR1 is about 1/20 of the conduction period of the primary winding PW1.
  • Method 1 Device for the conduction start timing of the second rectifier SR1
  • a rectified current positive RCI
  • the voltage at the first terminal FT1 is compared to the voltage at the second terminal ST1 due to the voltage drop when the first rectifier element FR1 is conducted.
  • the voltage drops by about 1V. That is, when the first terminal FT1 is used as a reference, the voltage at the second terminal ST1 rises by about 1V.
  • SR1I When SR1I is supplied in this state, SR1I is supplied from the second terminal ST1 (high voltage side) to the first terminal FT1 (low voltage side). For this reason, the voltage drop (about 1V) of the second rectifying element SR1 is canceled by the voltage rise (about 1V) of the second terminal ST1. Therefore, since the above-described energy attenuation is suppressed, the SR1I attenuation can be suppressed. Therefore, RCI can be sufficiently reduced by SR1I.
  • SR1I starts to flow after a period during which the rectified current (positive RCI) flows.
  • SR1I rapidly decays with the passage of time after reaching the maximum value.
  • the SR1I starts to flow within a period in which the rectified current (positive RCI) flows” (hereinafter, improved point 3).
  • the timing for starting to flow SR1I that is, the conduction start timing of the second rectifying element SR1
  • the conduction start timing of the second rectifying element SR1 corresponds to the timing at which the switch element TT1 is switched from ON to OFF (start timing of the third step).
  • Improvement point 3 can suppress the attenuation of SR1I as described above. For example, in the example of FIG. 8B, SR1I attenuates more gradually with the passage of time than in the example of FIG. For this reason, the transient current (RCI in the reverse direction) can be sufficiently reduced as compared with the example of FIG.
  • a path from the first terminal FT1 to the second terminal ST1 through the first rectifier element FR1 is referred to as a specific path.
  • Lt inductance
  • L is somewhat larger than Lt.
  • “L is twice or more Lt” (hereinafter referred to as improvement point 4).
  • L is 10 times or more of Lt.
  • ⁇ SR1I attenuation can be suppressed by setting L to satisfy improvement point 4.
  • SR1I in RP1 can be made sufficiently larger than that in the example of FIG. For this reason, the transient current can be sufficiently reduced.
  • the conduction period of the primary winding PW1 is sufficiently longer than the conduction period of the second rectifying element SR1. Therefore, in order to reduce the loss in the primary winding PW1, it is preferable to suppress PW1I.
  • PW1I is suppressed by appropriately setting the correspondence relationship between the number of turns (N1) of the primary winding PW1 and the number of turns (N2) of the secondary winding SW1 (in other words, the turn ratio of the transformer TR1). it can.
  • N1 is larger than N2” (hereinafter, improved point 5).
  • N1 when N1 is increased, if the voltage of the secondary winding SW1 (secondary voltage of the transformer TR1) is constant, the voltage of the primary winding PW1 (primary of the transformer TR1) increases as N1 increases. Voltage) increases. Therefore, in order to avoid the destruction of the switch element TT1, it is not preferable to make N1 too large.
  • N1 is preferably not more than three times N2. In consideration of cost reduction of the rectifier circuit 1, N1 is more preferably not more than twice N2.
  • N1 is equal to N2.
  • N1 is set so that the improvement point 5 is satisfied.
  • PW1I is fully suppressed compared with the example of Fig.8 (a).
  • the loss of the switch element TT1 can be reduced.
  • FIG. 9 corresponds to (b) of FIG.
  • FIG. 9 shows RP1 (timing of generation of RCI as a transient current) corresponding to FIG.
  • RP1 timing of generation of RCI as a transient current
  • SR1I can be sufficiently increased in RP1. Furthermore, in RP1, SR1I can be made smaller than positive RCI (rectified current). Furthermore, in RP1, PW1I can be made smaller than SR1I. Therefore, as described above, the transient current can be effectively reduced.
  • the snubber circuit is not provided in the rectifier circuit 1 for the sake of simplification of description.
  • a known snubber circuit may be appropriately provided in the rectifier circuit 1.
  • the snubber circuit may be, for example, an RC snubber circuit or an RCD snubber circuit (a circuit in which a diode (D) is added to the RC snubber circuit).
  • the snubber circuit may be an active snubber circuit (snubber circuit using a transistor).
  • the first rectifier element FR1 is a cascode GaN-HEMT and the second rectifier element SR1 is a SiC-SBD is illustrated.
  • the types of the first rectifying element FR1 and the second rectifying element SR1 are not particularly limited as long as they are included in the category of the rectifying element described above.
  • the type of the switch element eg, switch element TT1 is not particularly limited as long as it has a switch function.
  • FRD or SiC-SBD may be used as the first rectifying element FR1.
  • FRD or GaN-HEMT may be used as the second rectifying element SR1.
  • GaN-HEMT is used as the second rectifying element SR1, synchronous rectification is possible.
  • the rectifying circuit 1 itself can be used as a circuit having a switch function. Specifically, the conduction / non-conduction of the current from the first terminal FT1 to the second terminal ST1 can be controlled only by switching the ON / OFF of the gate of the first rectifying element FR1. In this case, the direction of the voltage applied to the rectifier circuit 1 is positive on the first terminal FT1 side.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply circuit 20 according to the second embodiment.
  • the rectifier circuit of Embodiment 2 is referred to as a rectifier circuit 2.
  • the power source TP1 of the rectifier circuit 1 is replaced with a power source FP1. That is, in the power supply circuit 20, the input power supply (power supply FP ⁇ b> 1) of the boost chopper unit also serves as the power supply for the rectifier circuit 2. According to this configuration, the total number of power supplies of the power supply circuit 20 can be reduced, which is advantageous in terms of cost.
  • the rectifier circuit 2 is provided with switch elements TT2, TT3, and TT4 in place of the switch element TT1 of the rectifier circuit 1.
  • the transformer of the rectifier circuit 2 is referred to as a transformer TR2.
  • the primary winding and secondary winding of transformer TR2 are referred to as primary winding PW2 and secondary winding SW2, respectively.
  • the rectifier circuit 2 is a modification of the circuit on the primary winding side with respect to the rectifier circuit 1.
  • the switch elements TT2 to TT4 are each connected to the primary winding PW2.
  • Each of the switch elements TT2 to TT4 is a switch element similar to the switch element TT1. If necessary, the parameters of the switch elements TT2 to TT4 may be modified.
  • the positive electrode (black dot side) of the primary winding PW2 is connected to the source of the switch element TT3 and the drain of the switch element TT4.
  • the negative electrode (no black spot side) of the primary winding PW2 is connected to the drain of TT2.
  • the positive electrode of the power supply FP1 is connected to the drain of the switch element TT3.
  • the negative electrode of the power supply FP1 is connected to the respective sources of the switch elements TT2 and TT4.
  • the switch element TT1 has a withstand voltage characteristic of 800 V for a short time. For this reason, even if a voltage of 615 V is applied to the switch element TT1, no particular problem occurs.
  • the reason why the power supply TP1 of 15 V is used in the first embodiment is to reduce the voltage added to the voltage of the primary winding PW1 as much as possible.
  • the rectifier circuit 1 can be configured using one switch element TT1.
  • the rectifier circuit 2 in FIG. 10 is configured for the purpose of preventing an excessive voltage from being applied to the switch element connected to the primary winding.
  • both the switch elements TT ⁇ b> 2 and TT ⁇ b> 3 are turned ON in order to pass a current through the primary winding PW ⁇ b> 2 (execute the second step).
  • PW1I reaches a predetermined current
  • the switch element TT3 is turned off, and then the switch element TT2 is turned off.
  • the voltage at the connection node between the switch element TT3 and the switch element TT4 is lowered due to the influence of the current flowing in the leakage inductance (leakage inductance) or the like.
  • the rectifier circuit 2 is not necessarily provided with the switch element TT4. However, the following three advantages can be obtained by operating the switch element TT4 in a complementary manner with respect to the switch element TT3.
  • connection node it is easy to ground the connection node between the switch element TT3 and the switch element TT4.
  • the connection node is grounded.
  • one terminal of the primary winding PW2 can be reliably grounded by forcibly turning on the switch element TT4. For this reason, the voltage of the said one terminal can be reliably maintained at 0V.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply circuit 30 according to the third embodiment.
  • the rectifier circuit according to the third embodiment is referred to as a rectifier circuit 3.
  • the power source TP1 of the rectifier circuit 1 is replaced with a capacitor RV1.
  • the smoothing capacitor (capacitor RV1) of the boost chopper unit plays a role as a power supply for the rectifier circuit 3. According to this configuration, the total number of power supplies of the power supply circuit 30 can be reduced, which is advantageous in terms of cost.
  • the rectifier circuit 3 is provided with switch elements TT5, TT6, and TT7 in place of the switch element TT1 of the rectifier circuit 1.
  • the transformer of the rectifier circuit 3 is referred to as a transformer TR3.
  • the primary winding and the secondary winding of the transformer TR3 are referred to as a primary winding PW3 and a secondary winding SW3, respectively.
  • the rectifier circuit 3 is another modification of the circuit on the primary winding side with respect to the rectifier circuit 1. For this reason, the rectifier circuit 3 can be said to be a modification of the rectifier circuit 2.
  • the switch element TT5 of the rectifier circuit 3 plays the same role as the switch element TT2 of the rectifier circuit 2.
  • switch element TT6 * TT7 of the rectifier circuit 3 bears the role similar to switch element TT3 * TT4 of the rectifier circuit 2, respectively.
  • a voltage of 400 V is applied to the primary winding PW3 from a capacitor RV1 as a power source of the rectifier circuit 3. That is, a higher primary voltage is applied in the rectifier circuit 3 than in the rectifier circuit 2.
  • the rectifier circuit 3 can prevent the switch element TT5 from being damaged.
  • the rectifier circuit (eg, rectifier circuit 1) according to one embodiment of the present disclosure can be applied to any power supply circuit (eg, power supply circuit 10) that requires a rectification function.
  • Examples of the power supply circuit include a step-up chopper circuit, a step-down chopper circuit, a bidirectional chopper circuit, an inverter circuit, a PFC circuit, and an insulated DC / DC converter.
  • FIG. 12 is a diagram showing a power supply device 100 including the power supply circuit 10 (power supply circuit having the rectifier circuit 1). According to the rectifier circuit 1, the loss of the power supply circuit 10 and the power supply apparatus 100 can be reduced. Furthermore, the power supply device 100 includes a control circuit 8. The control circuit 8 controls each part of the power supply circuit 10. More specifically, the control circuit 8 controls ON / OFF switching of each element provided in the power supply circuit 10. The first to fourth steps may be executed by the control circuit 8 controlling ON / OFF of each switch element provided in the power supply circuit 10.
  • a rectifier circuit according to aspect 1 of the present disclosure is a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal, and a positive voltage applied to the second terminal when the first terminal is used as a reference.
  • the forward voltage is applied from the second terminal when the forward voltage is applied with the positive voltage applied to the first terminal as a reverse voltage when the forward voltage is used as a reference.
  • the forward rectifier circuit current flows through the first terminal and the reverse voltage is applied, the forward rectifier circuit current is interrupted, and the rectifier circuit includes the first terminal, the second terminal, A transformer having a first rectifying element connected to the primary winding, a primary winding and a secondary winding, and a second rectifying element connected in parallel with the first rectifying element via the secondary winding A switch element connected to the primary winding, and a power supply connected to the primary winding.
  • the transient current can be canceled by the amount of the second rectifying element current (current derived from the magnetic energy). That is, the transient current can be effectively reduced. And it becomes possible to reduce the loss of a circuit effectively by reducing a transient current.
  • the length of the period during which the second rectifier element current flows is less than half the length of the period during which the primary winding current flows. Preferably there is.
  • the second rectifier element current starts to be conductive during a period in which the forward rectifier circuit current flows through the first rectifier element. It is preferable.
  • the path from the first terminal to the second terminal through the first rectifier element is a specific path.
  • the inductance of the secondary winding is preferably at least twice that of the specific path.
  • the number of turns of the primary winding is larger than the number of turns of the secondary winding.
  • the primary winding current can be reduced. For this reason, the loss of the primary winding PW1 can be reduced. In addition, the loss of the switch element TT1 can be reduced. As a result, the loss of the rectifier circuit can be reduced more effectively.
  • the power supply device preferably includes the rectifier circuit according to any one of the above aspects 1 to 5.
  • a driving method of a rectifier circuit is a driving method of a rectifier circuit for driving a rectifier circuit having a first terminal and a second terminal, and in the rectifier circuit, the first terminal ,
  • the positive voltage applied to the second terminal is the forward voltage
  • the positive voltage applied to the first terminal is the reverse voltage when the second terminal is the reference.
  • a forward rectifier circuit current flows from the second terminal to the first terminal, and when the reverse voltage is applied, the forward rectifier circuit current is
  • the rectifier circuit includes a first rectifier connected to the first terminal and the second terminal, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and the secondary winding.
  • a second rectifier element connected in parallel with the first rectifier element via A switching element connected to the primary winding; and a power source connected to the primary winding, wherein the driving method applies the forward voltage to apply the forward rectifier circuit.
  • a first step of flowing a current a second step of flowing a primary winding current that is a current flowing from the power source to the primary winding by turning on the switch element after the first step; After the second step, by turning off the switch element, a third step of flowing a second rectifier element current that is a current flowing from the secondary winding to the second rectifier element, and after the third step, And a fourth step of applying the reverse voltage during a period in which the second rectifying device current is flowing.

Abstract

整流回路における過渡電流を効果的に低減する。整流回路（１）では、第１端子（ＦＴ１）と第２端子（ＳＴ１）との間に第１整流素子（ＦＲ１）が設けられている。整流回路（１）では、スイッチ素子（ＴＴ１）がＯＮされた場合に、電源（ＴＰ１）からトランス（ＴＲ１）の１次巻線（ＰＷ１）に１次巻線電流が流れる。スイッチ素子（ＴＴ１）がＯＦＦされた場合に、トランス（ＴＲ１）の２次巻線（ＳＷ１）から第２整流素子（ＳＲ１）に第２整流素子電流が流れる。第２整流素子電流が流れている期間内に、第１端子（ＦＴ１）と第２端子（ＳＴ１）との間に逆方向電圧が印加される。

Description

整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法
　以下の開示は、整流回路に関する。
　電源回路に設けられる整流回路には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor，金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）またはＦＲＤ（First Recovery Diode，ファースト・リカバリ・ダイオード）等の整流素子が使用される。このような整流素子は、ＰＮ接合（ＰＮ接合部）を有するダイオードを含んでいる。
　整流素子に順方向に電圧を印加した場合、ＰＮ接合に電流が流れるとともに、当該ＰＮ接合に電荷が蓄積される。その後、整流素子に逆方向に電圧を印加すると、ＰＮ接合に蓄積された電荷が、過渡電流として当該整流素子を流れる。過渡電流が流れ終わった後に、整流素子を流れる電流が停止する。この過渡電流は、逆回復電流とも称される。逆回復電流は、整流回路（電源回路）における損失（より具体的には、スイッチング損失）を発生させる。
　特許文献１および２にはそれぞれ、逆回復電流を低減することを一目的とした回路が開示されている。例えば、特許文献１に開示された回路では、逆回復電流を低減するために、半導体スイッチング素子に並列接続されたダイオードとトランスとが設けられている。特許文献２にも、特許文献１と同様の回路が開示されている。
日本国公開特許公報「特開２０１１－３６０７５号公報」 日本国公開特許公報「特開２０１３－１９８２９８号公報」
　但し、後述するように、整流回路における過渡電流を低減するための工夫については、なお改善の余地がある。本開示の一態様の目的は、整流回路における過渡電流を効果的に低減することにある。
　上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧が印加される。
　また、上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係る整流回路の駆動方法は、第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、上記整流回路では、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記駆動方法は、上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流す第３工程と、上記第３工程の後に、上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる。
　本開示の一態様に係る整流回路によれば、整流回路における過渡電流を効果的に低減できる。また、本開示の一態様に係る整流回路の駆動方法によっても、同様の効果を奏する。
実施形態１の電源回路の回路構成を示す図である。 各電圧・電流の波形を示す図である。 図２の各グラフを拡大表示した図である。 （ａ）～（ｄ）はそれぞれ、第１～第４工程における各電流の経路を示す図である。 比較例の電源回路における、整流回路電圧および整流回路電流の波形を示す図である。 実施形態１および比較例の各整流回路電流を比較するための図である。 （ａ）は実施形態１および比較例の各瞬時損失を比較するための図であり、（ｂ）は実施形態１および比較例の各損失積分値を比較するための図である。 （ａ）は実施形態１の整流回路における不適切な動作を説明するための参考図であり、（ｂ）は当該整流回路における改良点を説明するための図である。 実施形態１の整流回路の実際の動作において、図８の（ｂ）に示される各改良点が適用された場合の各波形を示す図である。 実施形態２の電源回路の回路構成を示す図である。 実施形態３の電源回路の回路構成を示す図である。 実施形態４の電源装置を示す図である。
　〔実施形態１〕
　実施形態１の整流回路１について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
　（整流回路１の一目的）
　上述の通り、ＰＮ接合を有する整流素子には、逆回復電流（過渡電流）が流れる。近年では、ＰＮ接合を有しない整流素子（化合物半導体素子）の開発が活発である。このような整流素子の例としては、ＳｉＣ－ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode，ショットキーバリアダイオード）またはＧａＮ－ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor，高電子移動度トランジスタ）等が挙げられる。当該整流素子では、ＰＮ接合における電荷の蓄積が生じない。それゆえ、当該整流素子では、逆回復電流は発生しない。
　しかしながら、当該整流素子には、寄生容量が存在している。それゆえ、当該整流素子に対して、電流を阻止する（停止させる）向きの電圧（上記ＰＮ接合の場合における逆方向電圧に相当）を印加した場合、寄生容量を充電する電流（充電電流）が、当該整流素子に過渡的に流れる。この充電電流も、過渡電流の一例である。当該充電電流（過渡電流）が流れ終わった後に、当該整流素子を流れる電流が停止する。この充電電流も、ＰＮ接合を有する素子における逆回復電流と同様に、電源回路における損失を生じさせる。
　逆回復電流および過渡電流はいずれも、整流素子に電圧を印加した場合に発生する過渡的な電流である。このため、本明細書においては、逆回復電流および過渡電流を区別することなく、総称的に過渡電流と称する。整流回路１は、（ｉ）過渡電流を低減させること、および、（ｉｉ）当該過渡電流による損失を低減することを目的として、本願の発明者（以下、発明者）によって新たに創作された。
　（用語の定義）
　整流回路１の説明に先立ち、本明細書では、以下の通り各用語を定義する。
　「順方向電圧」：整流素子を導通させるための電圧。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードに順方向電圧を印加することにより、当該ダイオードに順方向電流が流れる電圧のことを示す。別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。つまり、整流素子が、ゲート（ゲート端子）、ソース（ソース端子）、およびドレイン（ドレイン端子）を有する場合を考える。この場合、順方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ（ゲート電圧が閾値電圧以下）時に、ドレインを基準としてソースに正の（プラスの）電圧を印加した場合に、当該整流素子が導通する電圧」を意味する。ＧａＮ－ＨＥＭＴのタイプは、任意である。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、カスコード型であってもよいし、e-mode（ノーマリoff）型であってもよい。なお、順方向電圧とは、整流回路の第１端子（後述）を基準として、当該整流回路の第２端子（後述）に印加される正の電圧とも表現できる。当該電圧が印加されたことに伴って、整流回路に流れる電流を、整流回路の順方向電流と称する。以下に述べるように、順方向電流は整流電流と称されてもよい。
　「逆方向電圧」：整流素子を導通させないための電圧。つまり、整流素子に印加された場合に、当該整流素子に順方向電流が流れない向きの電圧。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードに逆方向電圧を印加することにより、当該ダイオードに順方向電流を流さないことができる。別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。この場合、逆方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ時に、ソースを基準としてドレインに印加される正の（プラスの）電圧」を意味する。当該整流素子に逆方向電圧を印加した場合、当該整流素子に主要な電流を流さないことができる。なお、逆方向電圧とは、第２端子を基準として、第１端子に印加される正の電圧とも表現できる。当該電圧が印加された場合、整流回路には順方向電流が流れない。
　「過渡電流」：（ｉ）逆回復電流、および、（ｉｉ）整流素子の寄生容量に起因する充電電流、を総称的に意味する。つまり、過渡電流とは、整流素子に逆方向電圧を印加した場合に発生する、過渡的な電流を意味する。この過渡電流によって、損失（より具体的には、スイッチング損失）が発生する。図１の整流回路１では、後述するＩＲ１・ＩＲ２によって、過渡電流を測定できる。
　「整流機能」：ある方向（一方向）に流れる電流のみを通過（導通）させ、当該方向とは逆方向の電流を通過させない（遮断する）機能。例えば、整流素子がダイオードである場合、ダイオードは、（ｉ）順方向電流を導通させ、（ｉｉ）逆方向電流を遮断する。ダイオードのこの機能は、整流機能の一例である。別の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合を考える。この場合、当該整流素子は、ゲートＯＦＦ時において、（ｉ）ソースからドレインへと電流を導通させ、（ｉｉ）ドレインからソースに向かう電流を遮断する。当該整流素子のこの機能は、整流機能の別の例である。整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合、整流機能に関しては、（ｉ）ソースをダイオードのアノード（アノード端子）に、（ｉｉ）ドレインをダイオードのカソード（カソード端子）に、それぞれ置き換えて考えることができる。従って、後述の整流素子に関する説明では、便宜上、ソース・ドレインという文言に替えて、アノード・カソードという文言を適宜用いる。
　「整流素子」：整流機能を有する素子を、総称的に意味する。上述のダイオード、ＭＯＳＦＥＴ、およびＧａＮ－ＨＥＭＴはいずれも、整流素子の一例である。整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである場合、（ｉ）ドレインは整流回路の第１端子に接続され、（ｉｉ）ソースは整流回路の第２端子に接続される。なお、本明細書における「接続」は、特に明示されない限り「電気的な接続」を意味するものとする。（ｉ）ドレインと第１端子との接続、および、（ｉｉ）ソースと第２端子との接続には、必要に応じて、素子（トランスの巻線も含む）を介在させてもよい。
　「整流電流」：整流素子または整流回路を流れる順方向電流。図１の整流回路１では、ＩＲ１およびＩＲ２によって、整流電流を測定できる。
　「スイッチ機能（スイッチング機能）」：素子のゲートのＯＮ（ゲート電圧が閾値電圧を越える）／ＯＦＦ（ゲート電圧が閾値電圧以下）のみによって、素子のドレインからソースに向けて電流が流れるか否か（導通か開放か）を切り替える機能。スイッチ機能を有する素子を、スイッチ素子（スイッチング素子）と称する。
　（整流回路の機能についての簡潔な説明）
　本開示の一態様に係る整流回路（例：整流回路１）の基本的な動作について説明する。また、当該整流回路には、本明細書において説明を省略した付加的な機能を追加することもできる。例えば、当該整流回路には、同期整流機能が追加されてよい。本開示の一態様に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する。第１端子と第２端子とについては、以下の２つの条件が成立する。
　（条件１）第１端子を基準として第２端子に正の電圧が印加された場合（つまり、順方向電圧が印加された場合）に、当該整流回路に整流電流（順方向電流）が流れる。条件１は、ダイオードの順方向特性と等価である。例えば、１Ｖ程度の低い順方向電圧を印加することで、所定の大きさの順方向電流（例：１Ａ～１００Ａのオーダ）を流すことができる。順方向電流の大きさは、整流回路に設けられる各素子（例：コイル）の特性に大きく影響される。
　（条件２）第２端子を基準として第１端子に正の電圧が印加された場合（つまり、逆方向電圧が印加された場合）に、当該整流回路において上記整流電流を遮断できる。条件２は、ダイオードの逆方向特性と等価である。例えば、４００Ｖ程度の逆方向電圧を印加しても、わずかな大きさの逆方向電流（例：１ｎＡ～１μＡのオーダ）しか流れない。当然ながら、整流回路の各素子の耐圧特性を越える高い電圧については、除外して考える。
　このように、整流回路における第１端子・第２端子間の特性は、ダイオードにおけるアノード・カソード間の特性と等価である。具体的には、第１端子がカソードと等価であり、第２端子がアノードと等価である。
　本開示の一態様に係る整流回路は、第１整流素子（例：ＦＲ１）および第２整流素子（例：ＳＲ１）を備えている。一例として、第１整流素子が、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor，絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である場合、整流回路自体を、スイッチ機能を有する回路として利用することもできる。この場合、当該整流回路を、例えば、双方向チョッパ回路、インバータ回路、またはトーテムポールＰＦＣ（Power Factor Correction，力率改善）回路に適用できる。一例として、上記ＩＧＢＴは、寄生ダイオードを備えるＭＯＳＦＥＴに置き換えることも可能である。あるいは、上記ＩＧＢＴは、ＧａＮ－ＨＥＭＴと置き換えることも可能である。
　（電源回路１０の概要）
　図１は、電源回路１０の回路構成を示す図である。電源回路１０は、整流回路１を含む（後述の図１２も参照）。一例として、電源回路１０は、昇圧チョッパ回路である。整流回路１は、電源回路１０の整流部として役割を果たす。電源回路１０は、公知の電源回路の整流部を、整流回路１に置き換えた構成である。なお、以下に述べる各数値は、単なる一例であることに留意されたい。
　はじめに、整流回路１を除いた、電源回路１０の主要な構成要素について述べる。電源ＦＰ１は、電源回路１０（昇圧チョッパ回路）の入力用電源である。電源ＦＰ１の電圧（入力電圧）は、２００Ｖである。負荷ＲＳ１は、電源回路１０の出力側に接続される負荷である。電源回路１０の定常状態（以下、単に定常状態）において、負荷ＲＳ１は、約２８００Ｗの電力を消費する。
　コンデンサ（キャパシタ）ＲＶ１は、電源回路１０の平滑コンデンサである。コンデンサＲＶは、負荷ＲＳ１と並列接続されている。コンデンサＲＶ１は、電源回路１０の出力電圧（負荷ＲＳ１に印加される電圧）を平滑化する。定常状態において、当該出力電圧は４００Ｖである。このように、電源回路１０は、出力電圧が、入力電圧の２倍となるように設計されている。コンデンサＲＶ１の静電容量は、３．３ｍＦである。コイル（インダクタ）ＦＣ１は、電源回路１０の昇圧コイルである。以下、コイルＦＣ１に流れる電流を、コイル電流と称する。定常状態において、コイル電流の平均値は、１４Ａである。コイルＦＣ１のインダクタンスは、５００μＨである。
　続いて、整流回路１の各部について述べる。整流回路１は、第１整流素子ＦＲ１、第２整流素子ＳＲ１、トランス（変圧器）ＴＲ１、スイッチ素子ＴＴ１、電源ＴＰ１、第１端子ＦＴ１、および第２端子ＳＴ１を備える。
　第１整流素子ＦＲ１は、上述の第１整流素子の一例である。第１整流素子ＦＲ１は、第１端子ＦＴ１と第２端子ＳＴ１との間に設けられている。図１の例では、第１整流素子ＦＲ１は、低耐圧Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴと高耐圧ＧａＮ－ＨＥＭＴとによって構成されている。第１整流素子ＦＲ１は、高耐圧ＧａＮ－ＨＥＭＴが、低耐圧Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴにカスコード接続された整流素子である。このようなＧａＮ－ＨＥＭＴは、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとも称される。図１の例では、ＭＯＳＦＥＴと同じ回路記号を用いて、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴを表す。
　カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとＭＯＳＦＥＴとは、同様の整流機能を示す。なお、発生する過渡電流の大きさは、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴとＭＯＳＦＥＴとで異なる。但し、逆方向電圧を印加した場合に一定の耐圧特性を示す機能については、両者で共通している。さらに、整流電流（順方向電流）が流れている期間中に、ゲートをＯＮすることで、同期整流が可能である点についても、両者に共通している。
　第１整流素子ＦＲ１として使用されるカスコードＧａＮ－ＨＥＭＴの逆方向耐圧は、６５０Ｖである。また、当該カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴのオン抵抗は、５０ｍΩである。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、短時間であれば比較的高い電圧に耐えることができる。このため、当該カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴは、１μｓｅｃ（秒）以内であれば、８００Ｖまでの電圧に耐えうる。
　電源回路１０は、スイッチ素子ＳＳＴ１をさらに備える。スイッチ素子ＳＳＴ１は、コイルＦＣ１を励磁し、かつ、コイル電流を増加させるためのスイッチとしての役割を果たす。定常状態では、スイッチ素子ＳＳＴ１は、５０％のデューティ比でＯＮする。スイッチ素子ＳＳＴ１の駆動周波数は、１００ｋＨｚである。図１の例では、スイッチ素子ＳＳＴ１は、第１整流素子ＦＲ１と同様の素子である。但し、スイッチ素子ＳＳＴ１は、第１整流素子ＦＲ１とは異なり、整流素子としての使用が意図されている訳でないことに留意されたい。スイッチ素子ＳＳＴ１は、あくまでスイッチとして使用されている。スイッチ素子ＳＳＴ１は、ゲートがＯＮされた場合に、ドレイン側からソース側へ電流を流す。また、スイッチ素子ＳＳＴ１は、ゲートがＯＦＦされた場合に、当該電流を遮断する。
　第２整流素子ＳＲ１は、上述の第２整流素子の一例である。図１の例では、第２整流素子ＳＲ１は、ＳｉＣ－ＳＢＤである。第２整流素子ＳＲ１の耐圧は、６５０Ｖである。また、第２整流素子ＳＲ１の導通開始時点における、当該第２整流素子ＳＲ１の順方向電圧は、０．９Ｖである。第２整流素子ＳＲ１に順方向電流が流れている場合の、当該第２整流素子ＳＲ１の抵抗は５０ｍΩである。第２整流素子ＳＲ１は、以下に述べる２次巻線ＳＷ１を介して、第１整流素子ＦＲ１と並列に接続されている。
　トランスＴＲ１は、１次巻線ＰＷ１および２次巻線ＳＷ１を備える。１次巻線ＰＷ１の巻数（以下、Ｎ１）は、Ｎ１＝９である。１次巻線ＰＷ１のインダクタンスは、１．６μＨである。１次巻線ＰＷ１の抵抗（巻線抵抗）は、１０ｍΩである。１次巻線ＰＷ１のインダクタンスは、励磁インダクタンスとも称される。トランスＴＲ１は、励磁インダクタンスにエネルギー（より具体的には、磁気エネルギー）を蓄積することで、１次巻線ＰＷ１に流れる電流（１次巻線電流）に対応する電流を、２次巻線ＳＷ１に発生させる。２次巻線ＳＷ１の巻数（以下、Ｎ２）は、Ｎ２＝６である。２次巻線ＳＷ１の抵抗は、７ｍΩである。
　スイッチ素子ＴＴ１は、１次巻線ＰＷ１に接続されている。スイッチ素子ＴＴ１は、第１整流素子ＦＲ１と同様の素子である。但し、スイッチ素子ＴＴ１も、スイッチ素子ＳＳＴ１と同様に、あくまでスイッチとして使用されている。スイッチ素子ＴＴ１も、第１整流素子ＦＲ１とは異なり、整流素子としての使用が意図されている訳でないことに留意されたい。
　なお、電源回路１０に設けられる各整流素子およびスイッチ素子に備わるゲート端子（ゲート）は、後述の制御回路８（制御装置）（図１等では不図示，図１２を参照）に接続されている。各ゲートのＯＮ／ＯＦＦの切り替え（ゲートのＯＮ／ＯＦＦ）は、制御回路８によって実行される。この点については、実施形態２以降についても同様である。
　電源ＴＰ１は、１次巻線ＰＷ１に接続されている。電源ＴＰ１の電圧は、１５Ｖである。電源ＴＰ１は、１次巻線ＰＷ１にエネルギーを蓄積させるためのエネルギー源である。１次巻線ＰＷ１は、電源ＴＰ１から供給された電圧エネルギーを、磁気エネルギーに変換する。そして、１次巻線ＰＷ１は、当該磁気エネルギーを蓄積する。
　第１端子ＦＴ１は、上述の第１端子の一例である。整流回路１では、第１端子ＦＴ１を基準として、第１整流素子ＦＲ１側の経路と２次巻線ＳＷ１側の経路とに、経路が分岐されている。第１端子ＦＴ１は、第２整流素子ＳＲ１を介して、２次巻線ＳＷ１に接続されている。より具体的には、第１端子ＦＴ１は、第２整流素子ＳＲ１のカソードに接続されている。また、第１端子ＦＴ１は、ＦＲ１を介して、第２端子ＳＴ１に接続されている。また、第１端子ＦＴ１は、第１整流素子ＦＲ１のカソードに接続されている。
　第２端子ＳＴ１は、上述の第２端子の一例である。整流回路１では、第２端子ＳＴ１を基準として、第１整流素子ＦＲ１側の経路と２次巻線ＳＷ１側の経路とに、経路がさらに分岐されている。第２端子ＳＴ１は、２次巻線ＳＷ１に直接的に接続されている。また、第２端子ＳＴ１は、２次巻線ＳＷ１を介して、第２整流素子ＳＲ１のアノードに接続されている。また、第２端子ＳＴ１は、（ｉ）第１整流素子ＦＲ１のアノード、および、（ｉｉ）スイッチ素子ＳＳＴ１のドレインに、それぞれ接続されている。
　図１の例では、第１端子ＦＴ１側に第２整流素子ＳＲ１が配置されており、かつ、第２端子ＳＴ１側に２次巻線ＳＷ１が配置されている。但し、このような配置は、単なる一例にすぎない。本開示の一態様に係る整流回路では、第２整流素子ＳＲ１と２次巻線ＳＷ１との位置が逆転されてもよい。
　電源回路１０において、電源ＦＰ１、コイルＦＣ１、スイッチ素子ＳＳＴ１、第１整流素子ＦＲ１、コンデンサＲＶ１、および負荷ＲＳ１は、従来の昇圧チョッパ回路を構成する素子である。従来の昇圧チョッパ回路では、整流部としては、第１整流素子ＦＲ１のみが設けられている。
　これに対して、電源回路１０では、整流部として、第１整流素子ＦＲ１に加えて、第２整流素子ＳＲ１、トランスＴＲ１（１次巻線ＰＷ１および２次巻線ＳＷ１）、スイッチ素子ＴＴ１、電源ＴＰ１、第１端子ＦＴ１、および第２端子ＳＴ１がさらに設けられている。
　図１において、ＩＲ１およびＩＲ２はそれぞれ、電流測定部を示す。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２は、整流回路の整流電流が測定できる部分を示している。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２は、電流センサではないことに留意されたい。本明細書において述べる整流電流の測定結果は、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２における測定の結果として得られている。電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２とでは、どちらも同じ電流値が観測される。整流電流は、任意の電流センサで測定可能である。つまり、整流電流の測定方法は、任意である。例えば、ホール素子型電流センサ、ＣＴ（Current Transformer）センサ、ロゴスキーコイル・シャント抵抗方式等が利用可能である。本明細書では、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２における電流測定の向き（検出方向）は、第２端子ＳＴ１から第１端子ＦＴ１に向かう方向に流れる電流を正とする。過渡電流も、電流測定部ＩＲ１・ＩＲ２において測定可能である。この過渡電流は、瞬時的な負の電流として測定される。
　（比較例）
　以下、電源回路１０の比較例（整流回路１の比較例）として、従来の昇圧チョッパ回路の動作の一例について説明する。便宜上、比較例としての上記昇圧チョッパ回路を、電源回路１０ｒと称する。電源回路１０ｒは、電源ＦＰ１、コイルＦＣ１、スイッチ素子ＳＳＴ１、第１整流素子ＦＲ１、コンデンサＲＶ１を備える。換言すれば、電源回路１０ｒは、電源回路１０から、第２整流素子ＳＲ１、トランスＴＲ１、スイッチ素子ＴＴ１、および電源ＴＰ１を取り除いた構成である。
　上述のように、電源回路１０ｒでは、整流部としては、第１整流素子ＦＲ１のみが設けられている。なお、電源回路１０（整流回路１）の観点から、名目上、電源回路１０ｒの第１整流素子ＦＲ１（１つの素子）を、整流回路とも称する。電源回路１０ｒの各素子の回路構成は、特に明示されない限り、図１の例と同様である。
　電源回路１０ｒの動作中において、第１整流素子ＦＲ１には、逆方向電圧と、順方向電圧とが交互に印加される。過渡電流は、逆方向電圧が印加される期間に発生する。以下、この点について述べる。
　（１）まず、スイッチ素子ＳＳＴ１のＯＮ期間では、当該スイッチ素子ＳＳＴ１において、ドレイン電圧がソース電圧にほぼ等しくなる。スイッチ素子ＳＳＴ１のドレインと第１整流素子ＦＲ１のアノードとは、電気回路上、共通のノードに接続されている。従って、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレインと第１整流素子ＦＲ１のアノードとの間の電位差は、ほぼ０Ｖとなる。
　第１整流素子ＦＲ１のカソードは、コンデンサＲＶ１の正極（電圧４００Ｖ）に接続されている。このため、第１整流素子ＦＲ１には、４００Ｖの逆方向電圧が印加されている。コイルＦＣ１の一方の端子は、電源ＦＰ１の正極（電圧２００Ｖ）に接続されている。コイルＦＣ１のもう一方の端子は、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン（電圧約０Ｖ）に接続されている。このため、コイルＦＣ１には、約２００Ｖの電圧が印加されている。コイルＦＣ１に電圧が印加されていることにより、時間の経過とともに、コイル電流が増加する。スイッチ素子ＳＳＴ１のＯＮ期間（デューティ比５０％に対応するＯＮ期間）、時間の経過とともに増加するコイル電流は、コイルＦＣ１からスイッチ素子ＳＳＴ１に向かって流れる。当該コイル電流は、「電源ＦＰ１の正極→コイルＦＣ１→スイッチ素子ＳＳＴ１→電源ＦＰ１の負極」という経路を辿る。
　（２）続いて、スイッチ素子ＳＳＴをＯＮ（ＯＮ状態）からＯＦＦ（ＯＦＦ状態）に切り替える。当該切り替えに伴って、スイッチ素子ＳＳＴ１の寄生容量が充電される。その結果、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が上昇する。当該ドレイン電圧がコンデンサＲＶ１の正極の電圧（４００Ｖ）を越えた場合、第１整流素子ＦＲ１に順方向電圧が印加される。その結果、第１整流素子ＦＲ１に順方向電流（整流電流）が流れる。
　一例として、ドレイン電圧が約４０１Ｖまで増加した場合を考える。この場合、第１整流素子ＦＲ１において、アノード電圧は約４０１Ｖであり、カソード電圧は４００Ｖである。このため、第１整流素子ＦＲ１には、約１Ｖの順方向電圧が印加される。スイッチ素子ＳＳＴ１のＯＦＦ期間（デューティ比５０％に対応するＯＦＦ期間）、第１整流素子ＦＲ１は整流電流を導通させる。整流電流の大きさは、コイルＦＣ１の電流に依存する。整流電流は、時間の経過とともに減少する。
　（３）続いて、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＦＦからＯＮに切り替える。当該切り替えに伴って、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が低下する。当該ドレイン電圧の減少に伴い、第１整流素子ＦＲ１のアノード電圧も低下する。一方、第１整流素子ＦＲ１のカソードの電圧は、４００Ｖのまま固定されている。第１整流素子ＦＲ１のカソードは、コンデンサＲＶ１の正極に接続されているためである。このため、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧の低下に伴い、第１整流素子ＦＲ１には、逆方向電圧が印加される。その結果、第１整流素子ＦＲ１に過渡電流が流れる。この過渡電流には、ダイオードの逆回復成分（逆回復電流の成分）が含まれる。
　上述のように、第１整流素子ＦＲ１としては、カスコードＧａＮ－ＨＥＭＴが用いられている。このため、当該過渡電流には、低耐圧Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードの逆回復電流が、多少ではあるが含まれる。当該過渡電流には、寄生容量の充電に起因する充電電流が、主要な成分として含まれる。但し、本明細書では、過渡電流の各成分を特に区別しない。過渡電流が第１整流素子ＦＲ１に流れることで、損失が発生する。過渡電流が流れ終わると、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧は、約０Ｖに至る。また、第１整流素子ＦＲ１は、４００Ｖの逆方向電圧が印加された状態となる。
　電源回路１０ｒ（昇圧チョッパ回路）では、上述の（１）～（３）の通りの動作が繰り返される。第１整流素子ＦＲ１は、駆動周波数１００ｋＨｚ（つまり、周期１０μｓｅｃ）のもとで、デューティ比５０％に対応する期間、ＯＮされる。このため、第１整流素子ＦＲ１には、５μｓｅｃごとに、順方向電圧と逆方向電圧とが交互に印加される。上述のように、スイッチ素子ＳＳＴ１がＯＮされるタイミングは、第１整流素子ＦＲ１に逆方向電圧が印加されるタイミングとほぼ同一である。また、第１整流素子ＦＲ１に逆方向電圧が印加された場合、過渡電流が発生する。
　（整流回路１の動作の一例）
　図２～図４を参照し、整流回路１の動作の一例について説明する。図２は、整流回路１における各電圧・電流の波形を示すグラフである。図２では、４つの波形が、共通の時間軸（横軸）のもとで示されている。また、図２の横軸には、以下に述べる第１～第４工程のタイミングが示されている。
　図２に示される各電圧・電流は、
　　・「ＲＣＶ」（整流回路電圧）：第２端子ＳＴ１を基準として、第１端子ＦＴ１に印加される電圧；
　　・「ＲＣＩ」（整流回路電流）：第２端子ＳＴ１から第１端子ＦＴ１に流れる電流；
　　・「ＰＷ１Ｉ」（１次巻線電流）：電源ＴＰ１から１次巻線ＰＷ１に流れる電流；
　　・「ＳＲ１Ｉ」（第２整流素子電流）：第２整流素子ＳＲ１の順方向に流れる電流；の通りである。図２のグラフの縦軸（電圧または電流の値）において、マイナス値は、正方向（または順方向）の値とは逆方向の値を示す。従って、負のＲＣＩは、過渡電流（逆方向電流）である。これに対し、正のＲＣＩは、整流電流（順方向電流）である。
　図３は、図２の各グラフを拡大表示したグラフである。図３は、図２に示される第２工程と、第３工程と、第４工程の開始タイミングの付近における、各波形を示す。図３では、図２とは異なり、４つの波形が１つのグラフに示されている。なお、図３では、拡大表示の便宜上、ＲＣＶがグラフの上端からはみ出している。
　図４は、第１～第４工程における各電流の経路について説明するための図である。具体的には、図４の（ａ）～（ｄ）はそれぞれ、第１～第４工程における各電流の経路を示す。図示の便宜上、図４では、図１に付された各素子の符号を適宜省略している。また、図４では、図１に比べて各素子の図示を簡略化している。
　整流回路１の駆動方法（制御方法）では、以下の４つの工程、
　　・第１工程：整流回路１に順方向電圧を印加する（つまり、第１端子ＦＴ１を基準として、第２端子ＳＴ１に正の電圧を印加する）ことにより、当該整流回路１に整流電流を流す工程；
　　・第２工程：スイッチ素子ＴＴ１をＯＮすることにより、１次巻線ＰＷ１に電流を流す工程；
　　・第３工程：スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることにより、第２整流素子ＳＲ１に電流を流す工程；
　　・第４工程：整流回路に逆方向電圧を印加する（つまり、第２端子ＳＴ１を基準として、第１端子ＦＴ１に正の電圧を印加する）ことにより、整流電流を停止させる（遮断する）工程；
が、この順に実行される。以下、各工程について、具体的に述べる。
　（第１工程）
　第１工程の前には、コイルＦＣ１からスイッチ素子ＳＳＴ１に向けて電流が流れている。そこで、第１工程では、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＦＦすることにより、コイルＦＣ１に起電力を発生させる。当該起電力によって、整流回路１に約１Ｖの順方向電圧を印加できる。その結果、整流回路１に整流電流を流すことができる。
　図４の（ａ）に示される通り、第１工程における整流電流は、順方向のＲＣＩである。第１工程において、ＲＣＩは、「電源ＦＰ１の正極→コイルＦＣ１→第２端子ＳＴ１→第１整流素子ＦＲ１→第１端子ＦＴ１→コンデンサＲＶ１の正極→コンデンサＲＶ１の負極→電源ＦＰ１の負極」という経路をとる。ＲＣＩのこの経路は、第１～第３工程において共通である。
　図２に示されるＲＣＶは、第２端子ＳＴ１を基準とした、第１端子ＦＴ１の電圧である。このため、負のＲＣＶが順方向電圧であり、正のＲＣＶが逆方向電圧である。上述の例ように、順方向電圧の大きさは１Ｖである。従って、第１工程では、ＲＣＶ≒－１Ｖである。但し、図２では、縦軸のスケールが大きいため、ＲＣＶ≒０Ｖであるかのように図示されている。これに対して、図３からは、ＲＣＶ≒－１Ｖであることが、より明確に読み取れる。当該順方向電圧が、第１整流素子ＦＲ１に約１４Ａの整流電流（正のＲＣＩ）を流す。
　第１整流素子ＦＲ１は、安全動作のために、５０ｎｓｅｃのデッドタイムが設定されている。当該デッドタイムの後に、第１整流素子ＦＲ１は、同期整流を行うことができる。但し、この同期整流は、整流回路１において必須ではない。例えば、整流回路１において同期整流を行う必要が無い場合には、第１整流素子ＦＲ１として、ダイオードを適用することもできる。
　なお、第１工程では、第２整流素子ＳＲ１に流れる電流は、十分に小さい。第２整流素子ＳＲ１は、２次巻線ＳＷ１に接続されているためである。つまり、第２整流素子ＳＲ１には、２次巻線ＳＷ１のインダクタンスが介在しているためである。このことから、図４の（ａ）では、図４の（ｃ）～（ｄ）とは異なり、ＳＲ１Ｉが図示されていない。
　（第２工程）
　整流回路１に整流電流を流した後に（第１工程に続いて）、スイッチ素子ＴＴ１をＯＮする。一例として、整流回路に順方向電流を流してから約４．４μｓｅｃ後に、スイッチ素子ＴＴ１をＯＮする。スイッチ素子ＴＴ１をＯＮすることにより、１次巻線ＰＷ１に電流を流すことができる。つまり、ＰＷ１Ｉを発生させることができる。図４の（ｂ）に示されるように、第２工程において、ＰＷ１Ｉは、「電源ＴＰ１の正極→１次巻線ＰＷ１→スイッチ素子ＴＴ１→電源ＴＰ１の負極」という経路をとる。
　第２工程において、ＰＷ１Ｉは、時間経過に伴って、ほぼ線形的に増加する。ＰＷ１Ｉの増加速度は、電源ＴＰ１の電圧（例：１５Ｖ）、および、１次巻線ＰＷ１のインダクタンス（例：１．６μＨ）に主に依存する。また、ＰＷ１Ｉの増加速度は、寄生抵抗（例：スイッチ素子ＴＴ１のＯＮ抵抗、および、１次巻線ＰＷ１の抵抗）に起因する電圧降下にも影響を受ける。図３に示されるように、本例では、ＰＷ１Ｉを約５Ａまで増加させるために、約５４０ｎｓｅｃに亘って、スイッチ素子ＴＴ１を継続的にＯＮした。
　（第３工程）
　第２工程に続いて、スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦする。つまり、スイッチ素子ＴＴ１をＯＮからＯＦＦに切り替える。スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることで、ＳＲ１Ｉを発生させることができる。図４の（ｃ）に示されるように、第３工程において、ＳＲ１Ｉは、「２次巻線ＳＷ１の負極（黒点無し側）→第２整流素子ＳＲ１→第１整流素子ＦＲ１→２次巻線ＳＷ１の正極（黒点側）」という経路をとる。
　ＳＲ１Ｉのこの電流経路については、他の説明方法を選択することも可能である。特に、図４（ｃ）における第１整流素子ＦＲ１に着目し、当該第１整流素子ＦＲ１に流れる電流について説明する。図４（ｃ）では、ＲＣＩ（整流電流）（同図では、第１整流素子ＦＲ１の位置において上向き）とＳＲ１Ｉ（第２整流素子電流）（同図では、第１整流素子ＦＲ１の位置において下向き）とが、ともに図示されている。同タイミングで同じ経路に互いに逆方向の２つの電流が流れることは、当該経路において当該２つの電流の値（電流値）の差し引きが生じることを意味する。図４の（ｃ）の例では、ＳＲ１Ｉの電流値は、ＲＣＩの電流値よりも小さい。このため、ＳＲ１Ｉは、整流電流ＲＣＩによって相殺される。言い換えると、ＲＣＩの一部は、ＳＲ１Ｉの経路へ転流している。
　スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることにより、ＰＷ１Ｉの経路は断たれる。つまり、ＰＷ１Ｉは約０Ａとなる。その結果、２次巻線ＳＷ１には、これまでとは逆方向の起電力（逆起電力）が発生する。２次巻線ＳＷ１は、１次巻線ＰＷ１と磁気的に結合しているためである。当該逆起電力により、第２整流素子ＳＲ１に順方向電圧が印加され、ＳＲ１Ｉが流れる。このことから、ＳＲ１Ｉは、２次巻線ＳＷ１における励磁電流と称されてもよい。
　スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦしても、各部のインダクタンスに起因して、瞬時に大きいＳＲ１Ｉを発生させることはできない。それゆえ、ＳＲ１Ｉが十分増加し、当該ＳＲ１Ｉが大きい値となるまでには、ある程度の時間を要する。図３に示されるように、スイッチ素子ＴＴ１のＯＦＦから約２５ｎｓｅｃ後に、ＳＲ１Ｉが約９Ａとなった。
　（第４工程）
　第３工程に続いて、整流回路１に逆方向電圧を印加する。第４工程では、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＮすることにより、上記逆方向電圧を印加できる。逆方向電圧の印加と同時に、過渡電流が発生する。
　図４の（ｄ）に示される通り、逆方向のＲＣＩが、過渡電流の主要な成分として発生する。第４工程において、ＲＣＩは、「コンデンサＲＶ１の正極→第１端子ＦＴ１→第１整流素子ＦＲ１→第２端子ＳＴ１→スイッチ素子ＳＳＴ１→コンデンサＲＶ１の負極」という経路をとる。
　しかしながら、第４工程において、整流回路１には、逆方向のＲＣＩとは別の電流が、さらに流れている。具体的には、第４工程において、整流回路１には、第３工程において発生させたＳＲ１Ｉが、第１整流素子ＦＲ１を通過するように流れている（図４の（ｄ）を参照）。
　このため、第４工程においては、第１整流素子ＦＲ１に流れる過渡電流を、ＳＲ１Ｉの分だけ相殺することができる。すなわち、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。過渡電流の大部分は、スイッチ素子ＳＳＴ１において損失を発生させる。その結果、従来に比べて、この損失を効果的に低減することも可能となる。
　また、図４の（ｄ）では図示を省略しているが、第４工程の開始時点からは、「電源ＦＰ１の正極→コイルＦＣ１→スイッチ素子ＳＳＴ→電源ＦＰ１の負極」という経路をとる電流も流れる。この電流については、従来の電源回路と同様である。
　（トランスＴＲ１の接続についての補足）
　後述するように、トランスＴＲ１は、第２工程において磁気エネルギーを蓄えるための部材として設けられている。このため、ＰＷ１Ｉを流す期間（１次巻線ＰＷ１の導通期間）には、２次巻線ＳＷ１に電流が流れない（つまり、ＳＲ１Ｉが発生しない）ようにする必要がある。従って、ＰＷ１ＩとＳＲ１Ｉとは、同時に発生しない。但し、寄生容量などに起因する、整流回路１の設計者が意図しない電流は除く。
　１次巻線ＰＷ１の黒点側（１次巻線ＰＷ１の正極）に正の電圧が印加された場合、２次巻線ＳＷ１の黒点側（２次巻線ＳＷ１の正極）に、正の電圧が発生する。２次巻線ＳＷ１には、黒点側（正極）から黒点無し側（負極）に電圧が印加される。但し、整流回路１では、２次巻線ＳＷ１の黒点側（正極）と黒点無し側との間に、第２整流素子ＳＲ１が介在している。このため、１次巻線ＰＷ１に電圧を印加してＰＷ１Ｉを発生させた場合にも、ＳＲ１Ｉは発生しない。これにより、ＰＷ１Ｉに由来する磁気エネルギーが、１次巻線ＰＷ１に蓄えられる。
　第３工程においてＰＷ１Ｉを遮断することで、１次巻線ＰＷ１に蓄えられた磁気エネルギーが、２次巻線ＳＷ１に逆起電力を発生させる。すなわち、２次巻線ＳＷ１に印加される電圧の極性が反転する。その結果、これまでに逆方向電圧が印加されていた第２整流素子ＳＲ１には、順方向電圧が印加される。それゆえ、ＰＷ１Ｉが遮断された状態のもとで、ＳＲ１Ｉを発生させることができる。このように、本開示の一態様に係る整流回路では、ＰＷ１ＩとＳＲ１Ｉとを同時に発生させないように、トランスの接続関係が設定されている。
　（過渡電流の削減効果、過渡電流の削減原理、および損失低減効果についての説明）
　図３および図４に加え、図５～図７をさらに参照し、整流回路１における、「過渡電流の低減効果」、「過渡電流の削減原理」、および「損失低減効果」の３つについて、順に説明する。
　図５は、電源回路１０ｒ（比較例）における、整流回路電圧（以下、ＲＣＶｃ）および整流回路電流（以下、ＲＣＩｃ）の波形を示すグラフである。図５のグラフにおける横軸および縦軸のスケールは、図３のグラフと同じに設定されている。図６は、図３のＲＣＩ（電源回路１０における整流回路電流）と図５のＲＣＩｃとを比較するための図である。図６では、ＲＣＩの波形とＲＣＩｃの波形とが、同じグラフ中に示されている。
　図７は、電源回路１０と電源回路１０ｒのそれぞれにおける、過渡電流による損失を比較するためのグラフである。図７の（ａ）は、各時刻における、電源回路１０における瞬時損失（以下、ＲＣＰ１）および電源回路１０ｒにおける瞬時損失（以下、ＲＣＰ２）を示すグラフである。瞬時損失とは、スイッチ素子ＳＳＴ１において、過渡電流によって生じる損失である。図７の（ａ）のグラフにおいて、縦軸の単位はＷである。
　図７の（ｂ）は、各時刻における、電源回路１０における損失積分値（以下、ＲＣＰＩ１）および電源回路１０ｒにおける損失積分値（以下、ＲＣＰＩ２）を示すグラフである。ＲＣＰＩ１は、ＲＣＰ１を時間積分した値である。同様に、ＲＣＰＩ２は、ＲＣＰ２を時間積分した値である。図７の（ｂ）のグラフにおいて、縦軸の単位はＪである。
　（１．過渡電流の低減効果）
　図５を参照し、電源回路１０ｒにおける過渡電流について述べる。電源回路１０ｒでは、第１整流素子ＦＲ１に逆方向電圧（正のＲＣＶｃ）が印加された場合に、負のＲＣＩｃが流れる（時間１．０６Ｅ－５付近を参照）。当該負のＲＣＩｃが、電源回路１０ｒにおいて、整流回路（第１整流素子ＦＲ１）に流れる過渡電流である。過渡電流の大きさは、第１整流素子ＦＲ１に印加される電圧の大きさに依存する。
　図５では、縦軸のスケールの都合上、２０Ｖを越える電圧は図示されていない。但し、本例では、第１整流素子ＦＲ１には、４００Ｖの電圧（コンデンサＲＶ１の端子間電圧）が印加されている。電源回路１０ｒでは、この４００Ｖの電圧に応じて、２０Ａを越える大きさの過渡電流が発生している。
　これに対し、図３を参照し、電源回路１０（整流回路１）における過渡電流について述べる。整流回路１では、電源回路１０ｒと同様に、第１整流素子ＦＲ１に４００Ｖの電圧が印加されている。しかしながら、整流回路１では、過渡電流（ＲＣＩ）の大きさは、最大でも１９Ａを越えていない。このように、整流回路１によって、過渡電流を低減できることが確認された。
　図６を参照すれば、ＲＣＩｃとＲＣＩとの大きさの違いはより明確である。図６に示されるように、ＲＣＩｃの大きさの最大値は、約２５Ａであった。これに対し、ＲＣＩｃの大きさの最大値は、約１８Ａであった。このように、整流回路１によれば、従来に比べて、過渡電流を約７Ａ削減することができた。
　（２．過渡電流の削減原理）
　続いて、整流回路１によって過渡電流が削減できる原理を説明する。スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＮすることによって、コンデンサＲＶ１の端子間電圧（４００Ｖ）が、整流部（整流回路）に逆方向電圧として印加される。過渡電流は、当該逆方向電圧の印加に伴って発生する。当該電圧は、過渡電流を発生させるエネルギー源である。
　具体的には、当該電圧が寄生容量を充電することにより、突入電流が生じる。この突入電流が、過渡電流となる。コンデンサＲＶ１の端子間電圧の大きさ（つまり逆方向電圧の大きさ）は、電源回路の仕様によって決定されるものである。このため、整流回路は、当該逆方向電圧の大きさに対応できるように設計される必要がある。
　発明者は、「トランスＴＲ１に蓄積された磁気エネルギーを利用して、過渡電流を低減する」という新規な着想を見出した。具体的には、整流回路１では、磁気エネルギーを第２整流素子ＳＲ１側に電流（ＳＲ１Ｉ）として放出することで、コンデンサＲＶ１の端子間電圧に起因する充電電流とは異なる、新たな充電電流を発生させることができる。当該新たな充電電流は、磁気エネルギーに由来しているため、突入電流を生じさせない。
　第２工程（図４の（ｂ）を参照）では、スイッチ素子ＴＴ１をＯＮすることで、トランスＴＲ１に磁気エネルギーを蓄積させることができる。続いて、第３工程（図４の（ｃ）を参照）では、スイッチ素子ＴＴ１をＯＦＦすることで、トランスＴＲ１に蓄積された磁気エネルギーを、２次巻線ＳＷ１を通じて、第２整流素子ＳＲ１の順方向電流（つまり、ＳＲ１Ｉ）として放出できる。
　続いて、第４工程（図４の（ｄ）を参照）では、ＳＲ１Ｉが流れている状態のもとで、スイッチ素子ＳＳＴ１をＯＮする。その結果、上述の通り、スイッチ素子ＳＳＴ１のドレイン電圧が低下し、第２端子ＳＴ１を基準とした第１端子ＦＴ１の電圧が増加する。その結果、整流回路１に逆方向電圧が印加され、過渡電流（ＲＣＩ）が発生する。この時点において、上述のように、ＳＲ１Ｉを流すことにより、過渡電流を低減できる。
　第１整流素子ＦＲ１から見た場合、ＲＣＩとＳＲ１Ｉとは、それぞれ同じ方向の電流である。第１整流素子ＦＲ１の寄生容量が充電される場合、当該充電に必要な量の充電電流が流れる。この充電電流は、コンデンサＲＶ１の側から供給される電流（ＲＣＩ）であってもよいし、第２整流素子ＳＲ１の側から供給される電流（ＳＲ１Ｉ）であってもよい。充電に必要な電流の量が寄生容量に供給されれば、充電が完了するためである。この考え方は、逆回復電流の場合にも同様に当てはまる。
　発明者は、この点に着目し、「ＳＲ１Ｉを流すことにより、過渡電流を低減する」という着想に至った。整流回路１の構成は、当該着想に基づいて創作された。整流回路１によれば、過渡電流を低減できる。
　（３．損失低減効果）
　続いて、過渡電流と損失との関係について述べる。スイッチ素子ＳＳＴ１がＯＮされる場合、当該スイッチ素子ＳＳＴ１は、時間の経過に伴って、ＯＦＦ状態（高抵抗状態，理想的には∞Ω状態）からＯＮ状態（低抵抗状態，理想的には０Ω状態）へと推移する。過渡電流が、スイッチ素子ＳＳＴ１の抵抗が十分に低減される前の期間に流れた場合、損失が増加する。このため、スイッチ素子ＳＳＴ１に流れる過渡電流を低減することで、損失を効果的に低減できる。
　図７の（ａ）に示されるように、ＲＣＰ１はＲＣＰ２に比べて小さくなることが確認された。このように、整流回路１によれば、過渡電流を低減することにより、損失を効果的に低減できた。さらに、図７の（ｂ）に示されるように、ＲＣＰＩ１の定常値は、約８Ｅ－５Ｊであった。これに対して、ＲＣＰＩ２の定常値は、約１．２Ｅ－４Ｊであった。このように、整流回路１によれば、エネルギー損失を約３０％低減できた。
　（第２整流素子ＳＲ１の電流値・導通期間、および、当該電流の減衰を抑制する方法）
　続いて、図８および図９を参照し、第２整流素子ＳＲ１に流れる電流（ＳＲ１Ｉ）の、（ｉ）適切な電流値、および、（ｉｉ）適切な導通期間について説明する。また、ＳＲ１Ｉの減衰を抑制する方法についても説明する。
　図８は、上述のＰＷ１Ｉ、ＳＲ１Ｉ、ＲＣＩ、およびＲＣＶの波形を模式的に表すグラフである。当該グラフにおいて、横軸は時間軸を、縦軸は電圧または電流を、それぞれ示す。縦軸の０は、電圧または電流のゼロレベルを示す。図８のグラフでは、第２工程～第３工程およびその付近の時間における、各波形が示されている。図８のグラフは、説明のための模式図であるので、詳細な値は設定されていない。
　図８の（ａ）は、整流回路１における不適切な動作を説明するための図（参考図）である。図８の（ａ）では不適切な要素が、まとめて１つの図として示されている。図８の（ａ）は、図８の（ｂ）を説明するための形式的な図であることに留意されたい。図８の（ｂ）は、整流回路１における適切な動作（改良点）を説明するための図である。
　図９は、整流回路１の実際の動作において、図８の（ｂ）に示される各改良点が適用された場合のデータ（各波形）を示すグラフである。図９では、図３に示される第３工程およびその付近が拡大して表示されている。その他の点については、図３と同様である。
　（１．ＳＲ１Ｉの適切な電流値）
　図８の（ａ）の例では、所定の時点（ある時点）におけるＳＲ１Ｉは、同時点におけるＲＣＩよりも大きい。ＲＣＩよりも大きいＳＲ１Ｉを流すことは、整流回路１の全体に無駄な電流を流すことになる。その結果、当該無駄な電流に起因して、損失が増加する。
　そこで、整流回路１では、「所定の時点におけるＳＲ１Ｉ（ＳＲ１Ｉの大きさ）は、同時点におけるＲＣＩ（ＲＣＩの大きさ）以下である」（以下、改良点１）ことが好ましい。図８の（ｂ）の例では、図８の（ａ）とは異なり、改良点１が満たされるように、ＳＲ１Ｉが設定されている。このため、無駄な電流の発生を防止できるので、損失の増加をも防止できる。
　但し、例えば、第１整流素子ＦＲ１に非常に大きい過渡電流が発生する回路構成の場合では、「所定の時点におけるＳＲ１Ｉ（ＳＲ１Ｉの大きさ）は、同時点におけるＲＣＩ（ＲＣＩの大きさ）以上である」ことが好ましいケースもある。従って、ケースに応じて、ＳＲ１Ｉ（ＳＲ１Ｉの大きさ）は、適宜調整されることが好ましい。
　（２．ＳＲ１Ｉの適切な導通期間）
　過渡電流（ＲＣＩ）が流れる期間を除いた期間にＳＲ１Ｉを流した場合、当該ＳＲ１Ｉは、導通損失が原因となり、かえって損失の発生をもたらす。また、導通損失によってＳＲ１Ｉが低下した場合、ＲＣＩが流れる期間において、十分な大きさのＳＲ１Ｉを供給できない。このため、ＳＲ１ＩによるＲＣＩの削減効果が減少する。
　一方で、ＰＷ１Ｉを流す期間（１次巻線ＰＷ１の導通期間）は、１次巻線ＰＷ１にエネルギー（磁気エネルギー）を蓄積するための期間である。当該期間が短すぎる場合、１次巻線ＰＷ１に十分な量のエネルギーを蓄積することが困難となる。整流回路１では、当該期間は、約１００ｎｓｅｃ以上に設定されることが好ましい。
　これに対して、ＳＲ１Ｉを流す期間（第２整流素子ＳＲ１の導通期間）は、蓄積されたエネルギーを放出するための時間である。つまり、第２整流素子ＳＲ１の導通期間では、蓄積されたエネルギーを放出できればよいため、当該導通期間は長い時間である必要はない。言い換えると、導通損失低減のため、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は短いことが好ましい。但し、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が１０ｎｓｅｃ未満であると、整流回路１に逆方向電電圧を印加するタイミングを適切に調整することが困難となる。つまり、１０ｎｓｅｃ未満という第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、短すぎると言える。この点には、注意を要する。以上のことから、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１０ｎｓｅｃ未満に設定されないように留意しつつ、１次巻線ＰＷ１の導通期間に比べて十分に短いことが好ましいと言える。
　図８の（ａ）の例では、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が、１次巻線ＰＷ１の導通期間と同程度の長さに設定されている。この場合、ＳＲ１Ｉによる損失が大きくなる。また、過渡電流（ＲＣＩ）が流れるタイミング（以下、ＲＰ１）において、ＳＲ１Ｉが非常に小さい。このため、過渡電流（ＲＣＩ）を十分に低減できない。
　これに対して、図８の（ｂ）の例では、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が、１次巻線ＰＷ１の導通期間よりも短く設定されている。このため、ＳＲ１Ｉによる損失を低減できる。さらに、図８の（ａ）に比べて、ＳＲ１Ｉを大きくできる。それゆえ、過渡電流（ＲＣＩ）を十分に低減できる。
　より具体的には、整流回路１では、「第２整流素子ＳＲ１の導通期間（導通期間の長さ）は、１次巻線ＰＷ１の導通期間（導通期間の長さ）の半分以下である」（以下、改良点２）ことが好ましい。図８の（ｂ）の例では、図８の（ａ）とは異なり、改良点２が満たされるように、第２整流素子ＳＲ１の導通期間が設定されている。より具体的には、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、スイッチ素子ＴＴ１がＯＦＦされている期間の一部である（つまり、第３工程の期間）。また、１次巻線ＰＷ１の導通期間は、スイッチ素子ＴＴ１がＯＮされている期間（つまり、第２工程の期間）に概ね相当する。
　より好ましくは、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間の約１／１０以下であることが好ましい。本例では、１次巻線ＰＷ１の導通期間は約５４０ｎｓｅｃであり、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は約２５ｎｓｅｃである。この場合、第２整流素子ＳＲ１の導通期間は、１次巻線ＰＷ１の導通期間の１／２０程度である。
　（３．ＳＲ１Ｉの減衰を抑制する方法）
　第２整流素子ＳＲ１の導通期間では、例えば、（ｉ）２次巻線ＳＷ１の抵抗、および、（ｉｉ）第２整流素子ＳＲ１の導通時の電圧降下（約１Ｖ）に起因して、損失が発生する。このようなエネルギーの損失（減衰）によって、時間の経過に伴って、ＳＲ１Ｉが減衰しうる。ＳＲ１Ｉの減衰を抑制する方法としては、例えば、以下の２つを採用できる。
　（方法１：第２整流素子ＳＲ１の導通開始タイミングについての工夫）
　第１整流素子ＦＲ１に整流電流（正のＲＣＩ）を流した場合、当該第１整流素子ＦＲ１の導通時の電圧降下により、第１端子ＦＴ１の電圧は、第２端子ＳＴ１の電圧に比べて、約１Ｖ低下する。つまり、第１端子ＦＴ１を基準とした場合、第２端子ＳＴ１の電圧が約１Ｖ上昇する。
　この状態でＳＲ１Ｉを流した場合、第２端子ＳＴ１（高電圧側）から第１端子ＦＴ１（低電圧側）にＳＲ１Ｉを流すことになる。このため、第２整流素子ＳＲ１の電圧降下（約１Ｖ）は、第２端子ＳＴ１の電圧上昇（約１Ｖ）によって相殺される。従って、上述のエネルギーの減衰が抑制されるので、ＳＲ１Ｉの減衰を抑制できる。それゆえ、ＳＲ１ＩによってＲＣＩを十分に低減できる。
　図８の（ａ）の例では、整流電流（正のＲＣＩ）が流れている期間の後に、ＳＲ１Ｉを流し始めている。この場合、ＳＲ１Ｉは、最大値を迎えた後、時間の経過に伴い急速に減衰する。
　そこで、整流回路１では、「整流電流（正のＲＣＩ）が流れている期間内に、ＳＲ１Ｉを流し始める」（以下、改良点３）ことが好ましい。図８の（ｂ）の例では、図８の（ａ）とは異なり、改良点３が満たされるように、ＳＲ１Ｉを流し始めるタイミング（つまり、第２整流素子ＳＲ１の導通開始タイミング）が設定されている。第２整流素子ＳＲ１の導通開始タイミングは、スイッチ素子ＴＴ１がＯＮからＯＦＦへと切り替えられるタイミング（第３工程の開始タイミング）に対応する。
　改良点３によれば、上述のように、ＳＲ１Ｉの減衰を抑制できる。例えば、図８の（ｂ）の例では、図８の（ａ）の例に比べて、ＳＲ１Ｉは、時間の経過に伴い緩やかに減衰する。このため、図８の（ａ）の例に比べて、過渡電流（逆方向のＲＣＩ）を十分に低減できる。
　（方法２：２次巻線ＳＷ１のインダクタンスについての工夫）
　２次巻線ＳＷ１のインダクタンス（以下、Ｌ）を大きくすることによっても、ＳＲ１Ｉの減衰を抑制できる。但し、Ｌを大きくしすぎると、トランスＴＲ１の大型化を招く。このような大型化を避けるためには、Ｌを大きくし過ぎることも好ましくない。例えば、Ｌが１ｍＨ以上であると、トランスＴＲ１が大型化しうる。
　一例として、ＳＲ１Ｉの減衰量を１Ａ以下に設計する場合を考える。また、第２整流素子ＳＲ１の導通期間を５０ｎｓｅｃとし、当該第２整流素子ＳＲ１の電圧降下を１Ｖとして考える。この場合、
　　Ｖ＝Ｌ×（ｄｉ／ｄｔ）≒Ｌ×（Δｉ／Δｔ）
という関係式において、Δｉ＝１Ａ、Δｔ＝５０ｎｓｅｃ、Ｖ＝１Ｖを代入すればよい。その結果、Ｌ＝５０ｎＨとして、Ｌが算出される。従って、本例では、Ｌは５０ｎＨ以上であることが好ましい。一例として、整流回路１では、Ｌ＝７００ｎＨである。
　ここで、第１端子ＦＴ１から第２端子ＳＴ１までの、第１整流素子ＦＲ１を通じた経路を特定経路と称する。特定経路のインダクタンス（以下、Ｌｔ）が大きい場合、過渡電流が流れた時にノイズが生じやすくなる。従って、Ｌｔは小さいことが好ましい。しかし、第１整流素子ＦＲ１の寄生インダクタンスを考慮すると、Ｌｔを過度に小さくすることは困難である。例えば、Ｌｔを５ｎＨ以下にすることは困難である。一例として、整流回路１では、Ｌｔ＝３０ｎＨである。
　以上を踏まえると、Ｌは、Ｌｔに比べてある程度大きいことが好ましい。一例として、整流回路１では、「Ｌは、Ｌｔの２倍以上である」（以下、改良点４）ことが好ましい。さらに、Ｌは、Ｌｔの１０倍以上であることが、より好ましい。本例では、Ｌ＝７００ｎＨ、かつ、Ｌｔ＝３０ｎＨであるので、ＬがＬｔの１０倍よりも十分に大きい。
　改良点４を満たすようにＬを設定することで、ＳＲ１Ｉの減衰を抑制できる。例えば、図８の（ｂ）に示されるように、ＲＰ１におけるＳＲ１Ｉを、図８の（ａ）の例に比べて、十分大きくすることができる。このため、過渡電流を十分に低減できる。
　（ＰＷ１Ｉの抑制方法）
　上述の通り、１次巻線ＰＷ１の導通期間は、第２整流素子ＳＲ１の導通期間に比べて十分に長い。そこで、１次巻線ＰＷ１における損失を低減するためには、ＰＷ１Ｉを抑制することが好ましい。
　一例として、１次巻線ＰＷ１の巻数（Ｎ１）と２次巻線ＳＷ１の巻数（Ｎ２）との対応関係（換言すれば、トランスＴＲ１の巻数比）を適切に設定することで、ＰＷ１Ｉを抑制できる。具体的には、整流回路１では、「Ｎ１が、Ｎ２よりも大きい」（以下、改良点５）ことが好ましい。上述の例では、Ｎ１＝９、Ｎ２＝６であるので、改良点５が満たされている。
　Ｎ２を一定としてＮ１を増加させると、ＰＷ１Ｉを減少させることができる。巻数と鎖交磁束との関係を考慮すると、Ｎ１×ＰＷ１Ｉ＝Ｎ２×ＳＲ１Ｉという関係が成立するためである。当該関係によれば、Ｎ１を増加させるほど、ＰＷ１Ｉを減少させることができる。
　しかし、Ｎ１を増加させた場合、２次巻線ＳＷ１の電圧（トランスＴＲ１の２次電圧）が一定であれば、Ｎ１の増加に伴って、１次巻線ＰＷ１の電圧（トランスＴＲ１の１次電圧）が増加する。従って、スイッチ素子ＴＴ１の破壊を避けるためには、Ｎ１をあまり大きくすることも好ましくない。
　そこで、現在市販されているスイッチ素子ＴＴ１（例：トランジスタ）の性能を考えると、Ｎ１は、Ｎ２の３倍以下であることが好ましい。また、整流回路１のコスト低減を考慮した場合には、Ｎ１は、Ｎ２の２倍以下であることがさらに好ましい。
　図８の（ａ）の例では、Ｎ１がＮ２と等しい。これに対し、図８の（ｂ）の例では、改良点５が満たされるように、Ｎ１が設定されている。このため、図８の（ｂ）の例では、図８の（ａ）の例に比べて、ＰＷ１Ｉが十分に抑制されている。その結果、１次巻線ＰＷ１の損失を低減できる。加えて、スイッチ素子ＴＴ１の損失を低減することもできる。
　（改良点１～５による効果）
　整流回路１は、改良点１～５を全て満たすように構成されている。図９を参照し、これらの改良点による効果について述べる。図９は、図８の（ｂ）に対応する。図９には、図８に対応するＲＰ１（過渡電流としてのＲＣＩの発生タイミング）が示されている。図９の例では、過渡電流が完全に停止されるまで、各波形において、寄生容量等に影響されたリンギングが観察された。但し、上述した各効果（本開示の一態様に係る整流回路によって奏する各効果）を得ることは可能である。
　図９に示されるように、当該整流回路１によれば、図８の（ａ）の例とは異なり、ＲＰ１において、ＳＲ１Ｉを十分に大きくできる。さらに、ＲＰ１において、ＳＲ１Ｉを、正のＲＣＩ（整流電流）よりも小さくできる。さらに、ＲＰ１において、ＰＷ１Ｉを、ＳＲ１Ｉをよりも小さくできる。それゆえ、上述のように、過渡電流を効果的に削減できる。
　〔変形例：スナバ回路の付加〕
　実施形態１では、説明の簡単化のため、整流回路１にスナバ回路を設けない場合を例示した。但し、当然ながら、公知のスナバ回路を、整流回路１に適宜設けてもよい。当該スナバ回路は、例えば、ＲＣスナバ回路、または、ＲＣＤスナバ回路（ＲＣスナバ回路にダイオード（Ｄ）を付加した回路）であってよい。あるいは、当該スナバ回路は、アクティブスナバ回路（トランジスタを用いたスナバ回路）であってもよい。
　〔変形例：整流素子の適用範囲〕
　実施形態１では、第１整流素子ＦＲ１がカスコードＧａＮ－ＨＥＭＴであり、かつ、第２整流素子ＳＲ１がＳｉＣ－ＳＢＤである場合を例示した。但し、第１整流素子ＦＲ１および第２整流素子ＳＲ１のそれぞれの種類は、上述の整流素子の範疇に含まれる限り、特に限定されない。同様に、スイッチ素子（例：スイッチ素子ＴＴ１）の種類も、スイッチ機能を有する限り、特に限定されない。
　例えば、第１整流素子ＦＲ１として、ＦＲＤまたはＳｉＣ－ＳＢＤを用いてもよい。あるいは、第２整流素子ＳＲ１として、ＦＲＤまたはＧａＮ－ＨＥＭＴを用いてもよい。第２整流素子ＳＲ１としてＧａＮ－ＨＥＭＴを用いる場合、同期整流が可能となる。
　また、上述の通り、第１整流素子ＦＲ１が、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴである場合、整流回路１自体を、スイッチ機能を有する回路として利用することもできる。具体的には、第１整流素子ＦＲ１のゲートのＯＮ・ＯＦＦの切り替えのみで、第１端子ＦＴ１から第２端子ＳＴ１に向かう電流の導通・非導通を制御できる。この場合、整流回路１に印加される電圧の向きは、第１端子ＦＴ１側が正である。
　〔実施形態２〕
　図１０は、実施形態２の電源回路２０の回路構成を示す図である。実施形態２の整流回路を、整流回路２と称する。整流回路２では、整流回路１の電源ＴＰ１が、電源ＦＰ１に置き換えられている。つまり、電源回路２０では、昇圧チョッパ部の入力用電源（電源ＦＰ１）が、整流回路２の電源をも兼ねる。当該構成によれば、電源回路２０の電源の総数を低減できるので、コスト面で有利となる。
　また、整流回路２では、整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に替えて、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３・ＴＴ４が設けられている。整流回路２のトランスを、トランスＴＲ２と称する。トランスＴＲ２の１次巻線および２次巻線を、１次巻線ＰＷ２および２次巻線ＳＷ２とそれぞれ称する。整流回路２は、整流回路１に対して、１次巻線側の回路の一変形例である。スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４はそれぞれ、１次巻線ＰＷ２に接続されている。スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４はそれぞれ、スイッチ素子ＴＴ１と同様のスイッチ素子である。必要に応じて、スイッチ素子ＴＴ２～ＴＴ４のそれぞれのパラメータを修正してもよい。
　１次巻線ＰＷ２の正極（黒点側）は、スイッチ素子ＴＴ３のソース、および、スイッチ素子ＴＴ４のドレインに接続されている。これに対し、１次巻線ＰＷ２の負極（黒点無し側）は、ＴＴ２のドレインに接続されている。電源ＦＰ１の正極は、スイッチ素子ＴＴ３のドレインに接続されている。これに対し、電源ＦＰ１の負極は、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ４のそれぞれのソースに接続されている。
　（整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に印加される電圧）
　整流回路２の具体的な説明に先立ち、整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に印加される電圧について述べる（図１を再び参照）。スイッチ素子ＴＴ１がＯＦＦされている場合に、２次巻線ＳＷ１に電圧が印加される場合を考える。
　例えば、第２整流素子ＳＲ１の導通期間において、第２端子ＳＴ１に対しての第１端子ＦＴ１の電圧が上昇した場合を考える。この場合、２次巻線ＳＷ１に電圧が印加される。従って、２次巻線ＳＷ１には、最大で４００Ｖもの高い電圧が、２次電圧として印加される。このため、１次巻線ＳＷ１には、トランスＴＲ１の巻数比に応じて、当該２次電圧に対応する１次電圧が発生する。上述の例では、Ｎ１＝９、Ｎ２＝６であるため、１次電圧は、４００Ｖ×９／６＝６００Ｖとなる。
　当該１次電圧の向きは、電源ＴＰ１の電圧の向きと同じである（１次巻線ＰＷ１の黒点によって示される、１次巻線ＰＷ１の極性を参照）。このため、スイッチ素子ＴＴ１には、６００Ｖ（１次巻線ＰＷ１の電圧）＋１５Ｖ（電源ＴＰ１の電圧）＝６１５Ｖ、という、高い電圧が印加される。リンギング等の影響も考慮すると、瞬時電圧として、６５０Ｖを超える電圧が、スイッチ素子ＴＴ１に印加される場合もある。
　上述のように、スイッチ素子ＴＴ１は、短時間であれば８００Ｖの耐圧特性を有する。このため、６１５Ｖの電圧がスイッチ素子ＴＴ１に印加されても、特に問題は生じない。なお、実施形態１において１５Ｖの電源ＴＰ１を用いたのは、１次巻線ＰＷ１の電圧に対して加算される電圧を、できるだけ少なくするためである。これにより、実施形態１では、１つのスイッチ素子ＴＴ１を用いて整流回路１を構成することができた。
　しかしながら、実施形態２と同様に、電源ＦＰ１を整流回路１の電源として兼用した場合には、問題が生じうる。この場合、スイッチ素子ＴＴ１には、６００Ｖ（１次巻線ＰＷ１の電圧）＋２００Ｖ（電源ＦＰ１の電圧）＝８００Ｖ、という、上述の例よりさらに高い電圧が印加されるためである。それゆえ、スイッチ素子ＴＴ１の破損が生じる可能性がある。
　（整流回路２の効果）
　図１０の整流回路２は、１次巻線に接続されたスイッチ素子に過大な電圧が印加されることを防止することを目的として構成されている。整流回路２では、１次巻線ＰＷ２に電流を流す（第２工程を実行する）には、スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３の両方をＯＮする。ＰＷ１Ｉが所定の電流に達した場合、スイッチ素子ＴＴ３をＯＦＦし、その後、スイッチ素子ＴＴ２をＯＦＦする。スイッチ素子ＴＴ３をＯＦＦすることで、リーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）等に流れる電流の影響によって、スイッチ素子ＴＴ３とスイッチ素子ＴＴ４との接続ノードの電圧が低下する。
　スイッチ素子ＴＴ２・ＴＴ３の両方がＯＦＦされた状態において、２次巻線ＳＷ２に電圧が印加された場合、１次巻線ＰＷ２に電圧が発生する。但し、スイッチ素子ＴＴ３がＯＦＦされているため、１次巻線ＰＷ２の電圧（例：６００Ｖ）と電源ＦＰ１の電圧（例：２００Ｖ）との和の電圧が、スイッチ素子ＴＴ２に直接印加されることを避けることができる。このため、スイッチ素子ＴＴ２に印加される電圧を、６００Ｖ（１次巻線ＰＷ２の電圧）程度までに抑制できる。従って、スイッチ素子ＴＴ２の破損を防止できる。
　整流回路２には、スイッチ素子ＴＴ４は必ずしも設けられる必要はない。但し、スイッチ素子ＴＴ４をスイッチ素子ＴＴ３に対して相補的に動作させることで、以下の３つの利点が得られる。
　第１に、スイッチ素子ＴＴ３のゲート駆動電源を、ブートストラップ回路で供給することが可能となる。ブートストラップ回路は安価であるため、ゲート駆動電源のコストを低減できる。
　第２に、スイッチ素子ＴＴ３とスイッチ素子ＴＴ４との接続ノードを接地することが容易となる。１次巻線ＰＷ２のリーケージインダクタンスに起因する還流電流が、スイッチ素子ＴＴ４に順方向電流として流れた場合に、上記接続ノードが接地される。
　第３に、スイッチ素子ＴＴ４を強制的にＯＮすることで、１次巻線ＰＷ２の一方の端子を確実に接地させることもできる。このため、当該一方の端子の電圧を、確実に０Ｖに維持できる。
　〔実施形態３〕
　図１１は、実施形態３の電源回路３０の回路構成を示す図である。実施形態３の整流回路を、整流回路３と称する。整流回路３では、整流回路１の電源ＴＰ１が、コンデンサＲＶ１に置き換えられている。つまり、電源回路３０では、昇圧チョッパ部の平滑コンデンサ（コンデンサＲＶ１）に、整流回路３の電源としての役割を担わせている。当該構成によれば、電源回路３０の電源の総数を低減できるので、コスト面で有利となる。
　また、整流回路３では、整流回路１のスイッチ素子ＴＴ１に替えて、スイッチ素子ＴＴ５・ＴＴ６・ＴＴ７が設けられている。整流回路３のトランスを、トランスＴＲ３と称する。トランスＴＲ３の１次巻線および２次巻線を、１次巻線ＰＷ３および２次巻線ＳＷ３とそれぞれ称する。整流回路３も、整流回路１に対しての、１次巻線側の回路の別の変形例である。このため、整流回路３は、整流回路２に対する一変形例とも言える。
　整流回路３のスイッチ素子ＴＴ５は、整流回路２のスイッチ素子ＴＴ２と同様の役割を担う。そして、整流回路３のスイッチ素子ＴＴ６・ＴＴ７はそれぞれ、整流回路２のスイッチ素子ＴＴ３・ＴＴ４と同様の役割を担う。１次巻線ＰＷ３には、整流回路３の電源としてのコンデンサＲＶ１から、４００Ｖの電圧が印加される。つまり、整流回路３では、整流回路２に比べて、さらに高い１次電圧が適用される。整流回路３においても、整流回路２と同様に、スイッチ素子ＴＴ５の破損を防止できる。
　〔実施形態４〕
　本開示の一態様に係る整流回路（例：整流回路１）は、整流機能が要求される任意の電源回路（例：電源回路１０）に適用可能である。当該電源回路の例としては、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、双方向チョッパ回路、インバータ回路、ＰＦＣ回路、絶縁型ＤＣ・ＤＣコンバータ等を挙げることができる。
　図１２は、電源回路１０（整流回路１を有する電源回路）を備えた電源装置１００を示す図である。整流回路１によれば、電源回路１０・電源装置１００の損失を低減できる。さらに、電源装置１００は、制御回路８を含む。制御回路８は、電源回路１０の各部を制御する。より具体的には、制御回路８は、電源回路１０に設けられる各素子のＯＮ／ＯＦＦの切り替えを制御する。第１～第４工程は、制御回路８が、電源回路１０に設けられる各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって実行されてよい。
　〔まとめ〕
　本開示の態様１に係る整流回路は、第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧が印加される。
　上述のように、整流回路に逆方向電圧が印加された場合（例：順方向の整流回路流電流を遮断する場合）には、過渡電流（逆方向の整流回路流電流）が生じる。回路の損失を低減するためには、過渡電流を低減することが必要である。そこで、発明者は、「変圧器に蓄えられた磁気エネルギーを利用して過渡電流を低減する」という着想に基づき、上記の構成を見出した。
　上記の構成によれば、上述のように、第２整流素子電流（上記磁気エネルギーに由来する電流）の分だけ、過渡電流を相殺できる。すなわち、過渡電流を効果的に低減できる。そして、過渡電流を低減することにより、回路の損失を効果的に低減することも可能となる。
　本開示の態様２に係る整流回路では、上記態様１において、上記第２整流素子電流が流れている期間の長さは、上記１次巻線電流が流れている期間の長さの半分以下であることが好ましい。
　上記の構成によれば、第２整流素子電流に起因する損失の増加を防止できるので、回路の損失をより効果的に低減できる。
　本開示の態様３に係る整流回路では、上記態様１または２において、上記第１整流素子に順方向の上記整流回路電流が流れている期間内に、上記第２整流素子電流が導通を開始することが好ましい。
　上記の構成によれば、第２整流素子電流が時間の経過に伴って急速に減少することを防止できる。それゆえ、第２整流素子電流によって、過渡電流をより効果的に低減できる。
　本開示の態様４に係る整流回路では、上記態様１から３のいずれか１つにおいて、上記第１端子から上記第２端子までの、上記第１整流素子を通じた経路を特定経路として、上記２次巻線のインダクタンスは、上記特定経路のインダクタンスの２倍以上であることが好ましい。
　上記の構成によっても、第２整流素子電流が時間の経過に伴って急速に減少することを防止できる。それゆえ、第２整流素子電流によって、過渡電流をより効果的に低減できる。
　本開示の態様５に係る整流回路では、上記態様１から４のいずれか１つにおいて、上記１次巻線の巻数は、上記２次巻線の巻数よりも多いことが好ましい。
　上記の構成によれば、１次巻線電流を低減できる。このため、１次巻線ＰＷ１の損失を低減できる。加えて、スイッチ素子ＴＴ１の損失を低減することもできる。その結果、整流回路の損失をより効果的に低減できる。
　本開示の態様６に係る電源装置は、上記態様１から５のいずれか１つに係る整流回路を備えていることが好ましい。
　上記の構成によれば、本開示の一態様に係る整流回路と同様の効果を奏する。
　本開示の態様７に係る整流回路の駆動方法は、第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、上記整流回路では、上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、上記整流回路は、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記駆動方法は、上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流す第３工程と、上記第３工程の後に、上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる。
　上記の構成によれば、本開示の一態様に係る整流回路と同様の効果を奏する。
　〔付記事項〕
　本開示の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本開示の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成できる。
　（関連出願の相互参照）
　本出願は、2018年6月15日に出願された日本国特許出願：特願2018-114858に対して優先権の利益を主張するものであり、それを参照することにより、その内容の全てが本書に含まれる。
　１、２、３　整流回路
　８　制御回路（制御装置）
　１０、２０、３０　電源回路
　１００　電源装置
　ＦＰ１　電源
　ＴＰ１　電源
　ＲＶ１　コンデンサ（電源）
　ＦＲ１　第１整流素子
　ＳＲ１　第２整流素子
　ＦＴ１　第１端子
　ＳＴ１　第２端子
　ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３　トランス（変圧器）
　ＰＷ１、ＰＷ２、ＰＷ３　１次巻線
　ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３　２次巻線
　ＴＴ１～ＴＴ７　スイッチ素子
　ＲＣＶ　整流回路電圧（第２端子を基準として、第１端子に印加される電圧）
　ＲＣＩ　整流回路電流（第２端子から第１端子に流れる方向を順方向とする）
　ＰＷ１Ｉ　１次巻線電流
　ＳＲ１Ｉ　第２整流素子電流

Claims (7)

  1. 　第１端子と第２端子とを有する整流回路であって、
    　　上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、
    　　上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、
    　　上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、
    　　上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、
    　上記整流回路は、
    　　上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、
    　　１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
    　　上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、
    　　上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、
    　　上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、
    　上記スイッチ素子がＯＮされた場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、
    　上記スイッチ素子がＯＦＦされた場合に、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流が流れ、
    　上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧が印加される、整流回路。
  2. 　上記第２整流素子電流が流れている期間の長さは、上記１次巻線電流が流れている期間の長さの半分以下である、請求項１に記載の整流回路。
  3. 　上記第１整流素子に順方向の上記整流回路電流が流れている期間内に、上記第２整流素子電流が導通を開始する、請求項１または２に記載の整流回路。
  4. 　上記第１端子から上記第２端子までの、上記第１整流素子を通じた経路を特定経路として、
    　上記２次巻線のインダクタンスは、上記特定経路のインダクタンスの２倍以上である、請求項１から３のいずれか１項に記載の整流回路。
  5. 　上記１次巻線の巻数は、上記２次巻線の巻数よりも多い、請求項１から４のいずれか１項に記載の整流回路。
  6. 　請求項１から５のいずれか１項に記載の整流回路を備えた電源装置。
  7. 　第１端子と第２端子とを有する整流回路を駆動するための、整流回路の駆動方法であって、
    　上記整流回路では、
    　　上記第１端子を基準とした場合における、上記第２端子に印加される正の電圧を順方向電圧とし、
    　　上記第２端子を基準とした場合における、上記第１端子に印加される正の電圧を逆方向電圧として、
    　　上記順方向電圧が印加された場合に、上記第２端子から上記第１端子に順方向の整流回路電流が流れ、
    　　上記逆方向電圧が印加された場合に、順方向の上記整流回路電流が遮断され、
    　上記整流回路は、
    　　上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、
    　　１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
    　　上記２次巻線を介して前記第１整流素子と並列に接続された、第２整流素子と、
    　　上記１次巻線に接続されたスイッチ素子と、
    　　上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、
    　上記駆動方法は、
    　上記順方向電圧を印加することにより、順方向の上記整流回路電流を流す第１工程と、
    　上記第１工程の後に、上記スイッチ素子をＯＮすることにより、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流を流す第２工程と、
    　上記第２工程の後に、上記スイッチ素子をＯＦＦすることにより、上記２次巻線から上記第２整流素子に流れる電流である第２整流素子電流を流す第３工程と、
    　上記第３工程の後に、上記第２整流素子電流が流れている期間内に、上記逆方向電圧を印加する第４工程と、を含んでいる、整流回路の駆動方法。
PCT/JP2019/021428 2018-06-15 2019-05-29 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法 WO2019239901A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201980039489.4A CN112272915A (zh) 2018-06-15 2019-05-29 整流电路、电源装置以及整流电路的驱动方法
US17/251,670 US11682979B2 (en) 2018-06-15 2019-05-29 Rectifier circuit, power supply device, and rectifier circuit drive method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-114858 2018-06-15
JP2018114858 2018-06-15

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019239901A1 true WO2019239901A1 (ja) 2019-12-19

Family

ID=68843310

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/021428 WO2019239901A1 (ja) 2018-06-15 2019-05-29 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11682979B2 (ja)
CN (1) CN112272915A (ja)
WO (1) WO2019239901A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11575323B2 (en) * 2018-07-19 2023-02-07 Sharp Kabushiki Kaisha Rectifier circuit, power source device, and method for driving rectifier circuit

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011036075A (ja) * 2009-08-04 2011-02-17 Mitsubishi Electric Corp インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置
JP2012070580A (ja) * 2010-09-27 2012-04-05 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置及び冷凍空気調和装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07194105A (ja) * 1993-12-28 1995-07-28 Nec Corp 同期整流回路
JP2795217B2 (ja) * 1995-06-01 1998-09-10 日本電気株式会社 同期整流方式コンバータ
JP3400443B2 (ja) * 1999-06-22 2003-04-28 ティーディーケイ株式会社 スイッチング電源装置
JP5257204B2 (ja) * 2009-03-31 2013-08-07 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
EP2869449A1 (en) * 2011-03-04 2015-05-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration/air-conditioning system
JP2013198298A (ja) * 2012-03-20 2013-09-30 Denso Corp 電力変換装置
WO2015001616A1 (ja) * 2013-07-02 2015-01-08 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
CN104506044B (zh) * 2015-01-16 2017-03-22 深圳威迈斯电源有限公司 一种变换器同步整流驱动电路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011036075A (ja) * 2009-08-04 2011-02-17 Mitsubishi Electric Corp インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置
JP2012070580A (ja) * 2010-09-27 2012-04-05 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置及び冷凍空気調和装置

Also Published As

Publication number Publication date
US11682979B2 (en) 2023-06-20
CN112272915A (zh) 2021-01-26
US20210281185A1 (en) 2021-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5832177B2 (ja) 力率改善回路
JP2016174471A (ja) スナバ回路
JP4542844B2 (ja) ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4548484B2 (ja) 同期整流型フォワードコンバータ
WO2019239901A1 (ja) 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法
US8437151B2 (en) Self-excited switching power supply circuit
US20210099081A1 (en) Rectifying circuit and power supply device
US20130021007A1 (en) Switching power source circuit
JP2020137256A (ja) 整流回路および電源装置
US11349403B2 (en) Half-bridge circuit, power supply device, and method for driving half-bridge circuit
US20200195157A1 (en) Half-bridge circuit and power supply device
JP6962974B2 (ja) 整流回路および電源装置
JP6962946B2 (ja) 整流回路および電源装置
WO2020017260A1 (ja) 整流回路、電源装置、および整流回路の駆動方法
JP7472654B2 (ja) スイッチング制御回路、ｌｌｃコンバータ
JP6394823B2 (ja) 電力変換装置
JP4678263B2 (ja) 同期整流型フォワードコンバータ
JP7250097B1 (ja) 電力変換装置
US20230402929A1 (en) Active clamp flyback converter and control ic
US20220393603A1 (en) Power supply circuit for switching mode power supply and control method thereof
JP2021022985A (ja) 整流回路および電源装置
JP4214294B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2018061402A (ja) 電力変換装置
CN113394976A (zh) 辅助电源电路以及电源装置
JP2008029158A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19819634

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 19819634

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP