JP2021022985A - 整流回路および電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】整流回路における過渡電流を効果的に低減する。【解決手段】整流回路（１）では、トランジスタ（ＡＴ１）をＯＮした場合に、電源（ＡＶ１）からコイル（ＡＣ１）に電流が流れる。そして、トランジスタ（ＡＴ１）をＯＦＦした場合に、コイル（ＡＣ１）の電流が整流回路（１）に第１逆方向電圧を発生させる。【選択図】図１
Description
以下の開示は、整流回路に関する。
電源回路に用いられる整流素子は、過渡電流を発生させることが知られている。この過渡電流は、整流素子に逆方向電圧を印加することで発生する。この過渡電流が損失を発生させるため、様々な対策方法が研究されている。
特許文献１および２には、過渡電流を低減することを一目的とした回路が開示されている。例えば、特許文献１に開示された回路では、過渡電流を低減するために、整流素子に並列接続されたダイオードとトランス（変圧器）とが設けられている。特許文献２にも、特許文献１と同様の回路が開示されている。
但し、後述するように、整流回路における過渡電流を低減するための工夫については、なお改善の余地がある。本開示の一態様の目的は、整流回路における過渡電流を効果的に低減することにある。
上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係る整流回路は、第２端子から第１端子に向けて整流電流を流す整流回路であって、上記第１端子と上記第２端子との間に配置された第３端子と、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、上記第１端子と上記第３端子とに接続されたコイルと、上記第３端子と上記第２端子とに接続された第２整流素子と、上記第３端子にソースまたはエミッタが接続されたトランジスタと、負極が上記第１端子に接続されており、かつ、正極が上記トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された電源と、を備えており、上記コイルの電流によって上記整流回路に第１逆方向電圧が印加される。
本開示の一態様に係る整流回路によれば、過渡電流を効果的に低減できる。
〔実施形態１〕
実施形態１の整流回路１および電源回路１０について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
実施形態１の整流回路１および電源回路１０について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
（整流回路１の目的）
上述の通り、整流素子に逆方向電圧を印加することで、過渡電流が発生する。ＰＮ接合を有する整流素子において発生する過渡電流は、逆回復電流とも呼ばれる。
上述の通り、整流素子に逆方向電圧を印加することで、過渡電流が発生する。ＰＮ接合を有する整流素子において発生する過渡電流は、逆回復電流とも呼ばれる。
一方で、ＰＮ接合を有しない整流素子においても、過渡電流が発生する。当該整流素子では、逆方向電圧の印加による寄生容量の充電電流が、過渡電流として流れる。ＰＮ接合を有しない半導体素子の例としては、ＳｉＣ−ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）またはＧａＮ−ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等が挙げられる。
整流回路１は、これらの過渡電流を低減させることを目的として創作された。
（用語の定義）
整流回路１の説明に先立ち、本明細書では、以下の通り各用語を定義する。
整流回路１の説明に先立ち、本明細書では、以下の通り各用語を定義する。
「順方向電圧」：整流素子に順方向電流を流すための電圧を意味する。
１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、順方向電圧とは、ダイオードに順方向電流を流すために印加される電圧を意味する。
２つ目の例として、整流素子がトランジスタである場合を考える。この場合、順方向電圧とは、「ゲートＯＦＦ時に、ドレインを基準としてソースに正の電圧を印加した場合に、整流電流が導通する電圧」を意味する。
上記の２つの例は、整流回路１の第１端子ＦＴ１（後述）を基準として第２端子ＳＴ１（後述）に正の電圧を印加することと同じである。順方向電圧の大きさは、素子の種類に依存するが、例えば０．１Ｖ〜５Ｖである。順方向電圧の印加に伴って生じる順方向電流の大きさは、コイル等の誘導性素子の電流に依存するが、例えば０．１Ａ〜１００Ａである。
「整流電流」：整流素子または整流回路に流れる順方向電流を意味する。
「逆方向電圧」：順方向電流が流れないように、整流素子または整流回路に印加される電圧を意味する。
１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、当該ダイオードに順方向電流が流れないように印加される電圧が逆方向電圧である。
２つ目の例として、整流素子がトランジスタである場合を考える。この場合、逆方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ時に、ソースを基準としてドレインに印加される正の電圧」を意味する。
上記の２つの例は、整流回路１のＳＴ１を基準としてＦＴ１に正の電圧を印加することと同じである。逆方向電圧の大きさは、回路仕様に依存するが、例えば１Ｖ〜１２００Ｖである。
「第１逆方向電圧」：コイルのエネルギーによって整流回路に印加される瞬時的な逆方向電圧を意味する。ある期間がスイッチング周期の１０％以下であれば、回路動作に与える影響が小さいため、当該期間は瞬時的とみなすことができる。実施形態１では、スイッチング周期が１０μｓｅｃであるため、１μｓｅｃ以下の期間が、瞬時的と言える。
「第２逆方向電圧」：第１逆方向電圧とは異なり、継続的に印加される逆方向電圧を示す。単に逆方向電圧と記載する場合は、この第２逆方向電圧を示す。例えば、デューティ期間における逆方向電圧が、第２逆方向電圧に該当する。
「過渡電流」：逆回復電流、および、整流素子の寄生容量の充電電流、を総称的に意味する。つまり、過渡電流とは、整流素子に逆方向電圧を印加した場合に発生する、過渡的な電流を意味する。図１の例では、ＦＳ１およびＳＳ１の位置において過渡電流を測定できる。
「整流機能」：一方向のみに電流を流す機能を意味する。
１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、整流機能とは、順方向電流を導通させ、かつ、逆方向電流を遮断するダイオードの機能を示す。
２つ目の例として、整流素子がトランジスタである場合を考える。この場合、整流機能とは、ゲートＯＦＦ時において、ソースからドレインへと電流を導通させ、かつ、ドレインからソースに向かう電流を遮断する機能を示す。
「整流素子」：整流機能を有する素子を、総称的に示す。
「トランジスタ機能」：トランジスタのゲートＯＮ／ＯＦＦによって、ドレインからソースに向けて電流が流れるか否かを切り替える機能を意味する。当然ながら、電流を流すためには、ソースを基準としてドレインに正の電圧を印加することも必要である。
なお、素子がバイポーラトランジスタまたはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の場合には、（ｉ）ドレインをコレクタに、（ｉｉ）ソースをエミッタに、それぞれ置き換えて考えることができる。
「トランジスタ素子」：トランジスタ機能を有する素子を総称的に示す。
（電源回路１０の構成の概要）
図１は、実施形態１の電源回路１０の回路構成を示す図である。電源回路１０は、低電圧を高電圧に変換する昇圧ＤＣＤＣコンバータである。電源回路１０では、公知の昇圧ＤＣＤＣコンバータの整流素子が、整流回路１に置き換えられている。なお、以下に述べる各数値は、単なる一例であることに留意されたい。
図１は、実施形態１の電源回路１０の回路構成を示す図である。電源回路１０は、低電圧を高電圧に変換する昇圧ＤＣＤＣコンバータである。電源回路１０では、公知の昇圧ＤＣＤＣコンバータの整流素子が、整流回路１に置き換えられている。なお、以下に述べる各数値は、単なる一例であることに留意されたい。
（電源回路１０の低電圧部の構成）
低電圧部には、電源ＬＶ１とコンデンサＬＣ１とコイルＣＯ１とが設けられている。以下の説明では、記載の簡潔化のために、例えば、「電源ＬＶ１」を、単に「ＬＶ１」とも表記する。電源記号の（＋）側は正極側を示し、（−）側は負極側を示す。ＬＶ１の負極の電圧は０Ｖであり、正極の電圧は２００Ｖである。ＬＣ１の静電容量は、１μＦである。ＣＯ１は、インダクタンスが５００μＨであり、平均電流が１４Ａである。
低電圧部には、電源ＬＶ１とコンデンサＬＣ１とコイルＣＯ１とが設けられている。以下の説明では、記載の簡潔化のために、例えば、「電源ＬＶ１」を、単に「ＬＶ１」とも表記する。電源記号の（＋）側は正極側を示し、（−）側は負極側を示す。ＬＶ１の負極の電圧は０Ｖであり、正極の電圧は２００Ｖである。ＬＣ１の静電容量は、１μＦである。ＣＯ１は、インダクタンスが５００μＨであり、平均電流が１４Ａである。
（電源回路１０の高電圧部の構成）
高電圧部には、コンデンサＨＣ１と負荷ＬＯ１とが設けられている。ＨＣ１は、静電容量が３．３ｍＦであり、電圧が４００Ｖである。電源回路１０では、ＨＣ１の電圧は、ＬＶ１の電圧の２倍となるように設計されている。
高電圧部には、コンデンサＨＣ１と負荷ＬＯ１とが設けられている。ＨＣ１は、静電容量が３．３ｍＦであり、電圧が４００Ｖである。電源回路１０では、ＨＣ１の電圧は、ＬＶ１の電圧の２倍となるように設計されている。
（電源回路１０の整流回路１の構成）
一般的な整流回路は、第１整流素子ＦＲ１を備える。これに対して、整流回路１では、第１整流素子ＦＲ１に加え、第２整流素子ＳＲ１とコイルＡＣ１とトランジスタＡＴ１と電源ＡＶ１とが、さらに設けられている。
一般的な整流回路は、第１整流素子ＦＲ１を備える。これに対して、整流回路１では、第１整流素子ＦＲ１に加え、第２整流素子ＳＲ１とコイルＡＣ１とトランジスタＡＴ１と電源ＡＶ１とが、さらに設けられている。
「第１整流素子ＦＲ１」は、カスコード型のＧａＮ−ＨＥＭＴである。ＦＲ１は、ドレイン耐圧が６５０Ｖであり、オン抵抗が５０ｍΩである。図１の例では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor）の回路記号を用いて、カスコードＧａＮ−ＨＥＭＴを表している。
「第２整流素子ＳＲ１」は、耐圧が６５０ＶのＳｉＣ−ＳＢＤである。導通開始時点におけるＳＲ１の順方向電圧は、０．９Ｖである。順方向電流が流れている時のＳＲ１の抵抗は、５０ｍΩである。
「コイルＡＣ１」は、インダクタンスが１μＨ、直流抵抗が５０ｍΩのコイルである。
「トランジスタＡＴ１」は、オン抵抗が４０ｍΩのＭＯＳＦＥＴである。
「電源ＡＶ１」は、電圧１５Ｖの電源である。ＡＶ１の負極は、ＦＴ１に接続されている。実施形態１では、ＦＴ１の電圧が４００Ｖであるため、ＡＶ１の正極の電圧は、４１５Ｖに設定される。
「第１端子ＦＴ１」は、ＦＲ１とＡＣ１とＡＶ１との電気的接続点を示す。
「第２端子ＳＴ１」は、ＦＲ１とＳＲ１との電気的接続点を示す。
「第３端子ＴＴ１」は、ＳＲ１とＡＣ１とＡＴ１との電気的接続点を示す。
「ＦＳ１およびＳＳ１」は、整流回路１の電流が測定できる部分を示している。ＦＳ１とＳＳ１とでは、どちらも同じ電流値が観測される。電流センサは、任意のものが使用可能である。電流センサとしては、例えば、ホール素子型電流センサ、ＣＴ（Current Transformer）センサ、ロゴスキーコイル、およびシャント抵抗等が使用可能である。
（電源回路１０のトランジスタ機能部の構成）
トランジスタ機能部には、トランジスタＳＷＴ１が設けられている。ＳＷＴ１としては、ＦＲ１と同じ種類の素子が使用されている。
トランジスタ機能部には、トランジスタＳＷＴ１が設けられている。ＳＷＴ１としては、ＦＲ１と同じ種類の素子が使用されている。
電源回路１０における各素子のゲート端子は、後述する図８の制御回路９に接続されている。従って、ゲートＯＮ／ＯＦＦの切り替えは、制御回路９によって実行される。
（比較例の回路構成）
電源回路１０ｒ（不図示）は、比較例の昇圧ＤＣＤＣコンバータである。電源回路１０ｒは、電源回路１０の整流回路１をＦＲ１のみに置き換えた構成である。まず電源回路１０ｒの動作と過渡電流について説明し、その後に電源回路１０を説明する。
電源回路１０ｒ（不図示）は、比較例の昇圧ＤＣＤＣコンバータである。電源回路１０ｒは、電源回路１０の整流回路１をＦＲ１のみに置き換えた構成である。まず電源回路１０ｒの動作と過渡電流について説明し、その後に電源回路１０を説明する。
（比較例の動作１）
まず、ＳＷＴ１のＯＮ期間では、スイッチノードの電圧が、約０Ｖとなる。このため、ＣＯ１には約２００Ｖの電圧が印加され、コイル電流が増加する。当該コイル電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＳＷＴ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。
まず、ＳＷＴ１のＯＮ期間では、スイッチノードの電圧が、約０Ｖとなる。このため、ＣＯ１には約２００Ｖの電圧が印加され、コイル電流が増加する。当該コイル電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＳＷＴ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。
（比較例の動作２）
続いて、ＳＷＴ１をＯＦＦに切り替える。その結果、ＣＯ１の起電圧によって、ＳＴ１の電圧が、ＦＴ１の電圧よりも約１Ｖ高くなる。この約１Ｖが順方向電圧としてＦＲ１に印加され、ＣＯ１からＦＲ１に整流電流が流れる。当該整流電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＦＲ１→ＬＯ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。
続いて、ＳＷＴ１をＯＦＦに切り替える。その結果、ＣＯ１の起電圧によって、ＳＴ１の電圧が、ＦＴ１の電圧よりも約１Ｖ高くなる。この約１Ｖが順方向電圧としてＦＲ１に印加され、ＣＯ１からＦＲ１に整流電流が流れる。当該整流電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＦＲ１→ＬＯ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。
（比較例の動作３）
続いて、ＳＷＴ１をＯＮに切り替える。その結果、スイッチノードの電圧は約０Ｖになる。これによって、ＦＲ１に約４００Ｖの逆方向電圧が印加され、過渡電流が流れる。
続いて、ＳＷＴ１をＯＮに切り替える。その結果、スイッチノードの電圧は約０Ｖになる。これによって、ＦＲ１に約４００Ｖの逆方向電圧が印加され、過渡電流が流れる。
これらの動作１〜３は、周波数１００ｋＨｚで繰り返し実行される。ＳＷＴ１のデューティ比は、５０％である。このため、ＦＲ１には、５μｓｅｃ毎に順方向電圧と逆方向電圧とが交互に印加される。
（整流回路１の動作解説で用いる図２〜４の説明）
図２は、整流回路１における４つの電圧と電流との波形を示すグラフである。これらの波形は、共通の時間軸（横軸）のもとに示されている。当該４つの波形はそれぞれ、
・ＲＦＶ（整流回路１の電圧）：ＳＴ１を基準として、ＦＴ１に印加される電圧；
・ＲＦＩ（整流回路１の電流）：ＳＴ１からＦＴ１へ流れる電流；
・ＡＣ１Ｉ（ＡＣ１の電流）：ＴＴ１からＦＴ１へ流れる電流；
・ＳＲ１Ｉ（ＳＲ１の電流）：ＳＴ１からＴＴ１へ流れる電流；
を示している。図２の横軸には、第１〜第４工程（後述）のタイミングが示されている。
図２は、整流回路１における４つの電圧と電流との波形を示すグラフである。これらの波形は、共通の時間軸（横軸）のもとに示されている。当該４つの波形はそれぞれ、
・ＲＦＶ（整流回路１の電圧）：ＳＴ１を基準として、ＦＴ１に印加される電圧；
・ＲＦＩ（整流回路１の電流）：ＳＴ１からＦＴ１へ流れる電流；
・ＡＣ１Ｉ（ＡＣ１の電流）：ＴＴ１からＦＴ１へ流れる電流；
・ＳＲ１Ｉ（ＳＲ１の電流）：ＳＴ１からＴＴ１へ流れる電流；
を示している。図２の横軸には、第１〜第４工程（後述）のタイミングが示されている。
図３は、図２の各グラフを拡大表示し、４つの波形を１つのグラフに示した図である。図３では、拡大表示の便宜上、ＲＦＶがグラフの上端からはみ出している。
図４は、第１〜第４工程における各電流の経路を説明するための図である。具体的には、図４の４００ａ〜４００ｄはそれぞれ、第１〜第４工程の電流経路に対応している。図示の便宜上、図４では、図１に付された各素子の符号を省略している。
（整流回路１の駆動方法：第１工程〜第４工程）
整流回路１の駆動方法では、以下の４つの工程が、この順に実行される。
整流回路１の駆動方法では、以下の４つの工程が、この順に実行される。
・第１工程：整流回路１に順方向電圧を印加し、整流電流を流す工程；
・第２工程：ＡＴ１をＯＮすることにより、ＡＣ１に電流を流す工程；
・第３工程：ＡＴ１をＯＦＦすることにより、ＳＲ１に電流を流し、かつ、整流回路１に第１逆方向電圧を印加する工程；
・第４工程：整流回路１に第２逆方向電圧を印加し、整流電流を停止させる工程。
・第２工程：ＡＴ１をＯＮすることにより、ＡＣ１に電流を流す工程；
・第３工程：ＡＴ１をＯＦＦすることにより、ＳＲ１に電流を流し、かつ、整流回路１に第１逆方向電圧を印加する工程；
・第４工程：整流回路１に第２逆方向電圧を印加し、整流電流を停止させる工程。
（第１工程：整流回路１に整流電流を流す）
第１工程の前には、ＣＯ１からＳＷＴ１に向けて電流が流れている。そこで、第１工程では、ＳＷＴ１をＯＦＦすることにより、ＣＯ１に起電圧を発生させる。当該起電圧によって、整流回路１に約１Ｖの順方向電圧を印加できる。その結果、ＦＲ１に整流電流を流すことができる。この整流電流は、図４の４００ａのＲＦＩに示された経路を流れる。
第１工程の前には、ＣＯ１からＳＷＴ１に向けて電流が流れている。そこで、第１工程では、ＳＷＴ１をＯＦＦすることにより、ＣＯ１に起電圧を発生させる。当該起電圧によって、整流回路１に約１Ｖの順方向電圧を印加できる。その結果、ＦＲ１に整流電流を流すことができる。この整流電流は、図４の４００ａのＲＦＩに示された経路を流れる。
なお、第１工程では、ＳＲ１に流れる電流は、ＦＲ１に流れる電流より少ない。このため、図４の４００ａでは、図４の４００ｃ〜４００ｄとは異なり、ＳＲ１Ｉが図示されていない。
（第２工程：ＡＣ１に電流を流す）
第１工程に続いて、ＡＴ１をＯＮすることで、ＡＣ１Ｉを流す。ＡＣ１Ｉは、図４の４００ｂに示された経路を流れる。ＡＣ１Ｉは、時間の経過に伴ってほぼ線形的に増加する。この第２工程によって、コイルにエネルギーが蓄積される。
第１工程に続いて、ＡＴ１をＯＮすることで、ＡＣ１Ｉを流す。ＡＣ１Ｉは、図４の４００ｂに示された経路を流れる。ＡＣ１Ｉは、時間の経過に伴ってほぼ線形的に増加する。この第２工程によって、コイルにエネルギーが蓄積される。
（第３工程−１：ＳＲ１に電流を流す）
第２工程に続いて、ＡＴ１をＯＦＦすることで、ＳＲ１Ｉを流す。ＳＲ１Ｉは、図４の４００ｃに示される経路を流れる。つまり、コイルのエネルギーがＳＲ１Ｉとなって流れる。
第２工程に続いて、ＡＴ１をＯＦＦすることで、ＳＲ１Ｉを流す。ＳＲ１Ｉは、図４の４００ｃに示される経路を流れる。つまり、コイルのエネルギーがＳＲ１Ｉとなって流れる。
ＳＲ１Ｉの電流経路については、他の視点で説明することも可能である。特に、図４の４００ｃにおける、ＦＲ１に流れる電流について説明する。図４の４００ｃにおけるＦＲ１には、上向きのＲＦＩと、下向きのＳＲ１Ｉとが、ともに図示されている。ＦＲ１に互いに逆方向の電流が流れることは、電流値の相殺が生じることを意味する。
（第３工程−２：整流回路１に第１逆方向電圧を印加）
ＳＲ１Ｉを流した結果、ＳＲ１ＩがＲＦＩよりも多くなることで、ＲＦＶが上昇する。詳細に説明すると、ＦＲ１における相殺後の電流が、図４の４００ｃにおいて下向きになることで、ＦＲ１の寄生容量が充電され、整流回路１の電圧が上昇する。つまり、コイルのエネルギーによって整流回路１に第１逆方向電圧を印加できる。
ＳＲ１Ｉを流した結果、ＳＲ１ＩがＲＦＩよりも多くなることで、ＲＦＶが上昇する。詳細に説明すると、ＦＲ１における相殺後の電流が、図４の４００ｃにおいて下向きになることで、ＦＲ１の寄生容量が充電され、整流回路１の電圧が上昇する。つまり、コイルのエネルギーによって整流回路１に第１逆方向電圧を印加できる。
（第４工程：整流回路１に第２逆方向電圧を印加）
第４工程では、ＳＷＴ１のＯＮにより、整流回路１に第２逆方向電圧である４００Ｖを印加する。電圧の印加方法は、電源回路の種類に応じて、様々な方法を選択できる。
第４工程では、ＳＷＴ１のＯＮにより、整流回路１に第２逆方向電圧である４００Ｖを印加する。電圧の印加方法は、電源回路の種類に応じて、様々な方法を選択できる。
第２逆方向電圧の印加と同時に、ＦＲ１の寄生容量を充電する過渡電流（逆方向のＲＦＩ）が発生する。図４の４００ｄのＲＦＩに示される経路で、過渡電流が流れる。また、図４の４００ｄでは図示を省略しているが、第４工程の開始時点からは、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＳＷＴ１→ＬＶ１の負極」の経路の電流が流れる。
（ＦＲ１Ｉによる過渡電流削減原理）
整流回路１では、ＳＲ１ＩがＦＲ１の寄生容量を充電する経路で流れている時に、第２逆方向電圧を印加して過渡電流を流している。つまり、ＦＲ１の寄生容量を、ＳＲ１ＩとＲＦＩとによって充電できる。このため、過渡電流は、ＳＲ１Ｉの分だけ差し引かれた値になる。すなわち、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
整流回路１では、ＳＲ１ＩがＦＲ１の寄生容量を充電する経路で流れている時に、第２逆方向電圧を印加して過渡電流を流している。つまり、ＦＲ１の寄生容量を、ＳＲ１ＩとＲＦＩとによって充電できる。このため、過渡電流は、ＳＲ１Ｉの分だけ差し引かれた値になる。すなわち、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
（第１逆方向電圧による過渡電流削減原理）
上述の通り、第２逆方向電圧は、４００Ｖである。実施形態１では、第３工程において、すでに約２２Ｖの第１逆方向電圧が印加されているため、当該第１逆方向電圧の分だけＲＦＶが上昇している。従って、第４工程において追加で印加される第２逆方向電圧は、４００Ｖから第１逆方向電圧の約２２Ｖを差し引いた値（約３７８Ｖ）となる。このため、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
上述の通り、第２逆方向電圧は、４００Ｖである。実施形態１では、第３工程において、すでに約２２Ｖの第１逆方向電圧が印加されているため、当該第１逆方向電圧の分だけＲＦＶが上昇している。従って、第４工程において追加で印加される第２逆方向電圧は、４００Ｖから第１逆方向電圧の約２２Ｖを差し引いた値（約３７８Ｖ）となる。このため、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
第１逆方向電圧は、瞬時的な電圧であることから、すぐに電圧印加が終了する。このため、第１逆方向電圧の印加が継続されている間に、後続して、第２逆方向電圧を印加することが好ましい。
また、第２逆方向電圧が印加されたタイミングは、寄生成分によるリンギングの影響で詳細に判別することが難しい場合がある。このような場合には、ＲＦＩの変化に着目することにより、詳細なタイミングを判別できる。具体的には、図３のＣＰにおいて、ＲＦＩが急激に減衰していることが分かる。ＲＦＩの急激な減衰は、整流回路１に印加される電圧が変化し始めたことに由来している。従って、図３のＣＰのタイミングが、第２逆方向電圧が印加されたタイミングであると言える。
（過渡電流の比較と、削減効果の確認）
比較例の電源回路１０ｒと電源回路１０との過渡電流を比較し、整流回路１による過渡電流の削減効果を確認する。
比較例の電源回路１０ｒと電源回路１０との過渡電流を比較し、整流回路１による過渡電流の削減効果を確認する。
（比較例の過渡電流）
図５は、比較例である電源回路１０ｒの整流回路電圧（ＲＦＶｃ）および整流回路電流（ＲＦＩｃ）の波形を示すグラフである。図５のグラフにおける横軸および縦軸のスケールは、図３のグラフと同じに設定されている。
図５は、比較例である電源回路１０ｒの整流回路電圧（ＲＦＶｃ）および整流回路電流（ＲＦＩｃ）の波形を示すグラフである。図５のグラフにおける横軸および縦軸のスケールは、図３のグラフと同じに設定されている。
図５に示されるように、比較例では、過渡電流であるマイナス２５ＡのＲＦＩｃが流れていることが分かる。逆方向電圧（ＲＦＶｃ）は、図３の例と同じく、４００Ｖである。
（整流回路１の過渡電流）
図３を参照し、電源回路１０の整流回路１における過渡電流について述べる。図３の例では、過渡電流（負のＲＦＩ）の大きさは、１２Ａである。このように、整流回路１によれば、比較例に比べ、過渡電流を低減できることが確認された。
図３を参照し、電源回路１０の整流回路１における過渡電流について述べる。図３の例では、過渡電流（負のＲＦＩ）の大きさは、１２Ａである。このように、整流回路１によれば、比較例に比べ、過渡電流を低減できることが確認された。
（整流回路１を効率的に動作させるための改良点１〜３）
実施形態１には、複数の好ましい改良点が適用されている。以下、これらの好ましい改良点について説明する。
実施形態１には、複数の好ましい改良点が適用されている。以下、これらの好ましい改良点について説明する。
（改良点１：第１逆方向電圧が５Ｖ以上に達した後で、第２逆方向電圧を印加）
実施形態１の例では、約２２Ｖの第１逆方向電圧を印加することで、過渡電流を削減した。一例として、第１逆方向電圧をより高くすることで、より多くの過渡電流を削減できる。
実施形態１の例では、約２２Ｖの第１逆方向電圧を印加することで、過渡電流を削減した。一例として、第１逆方向電圧をより高くすることで、より多くの過渡電流を削減できる。
図６は、ある素子（例：ＦＲ１）の寄生容量（Ｃｏｓｓ）の逆方向電圧（ＶＤＳ）依存性の一例を示したグラフである。
Ｃｏｓｓは、ＶＤＳの低下と共に大きくなる。ＶＤＳが５０Ｖ以下の場合には大きいＣｏｓｓとなり、５Ｖ以下の場合には極めて大きいＣｏｓｓとなる。
第１逆方向電圧を少なくとも５Ｖにすることで、５Ｖ以下における極めて大きいＣｏｓｓを充電できる。また、第１逆方向電圧を５０Ｖにすることで、５Ｖ以下における極めて大きいＣｏｓｓに加え、５Ｖから５０Ｖまでにおける大きいＣｏｓｓも充電できる。
従って、第１逆方向電圧は、５Ｖ以上の所定の電圧値であることが好ましい。また、第１逆方向電圧を５０Ｖ以上にすることで、さらに多くのＣｏｓｓを充電できる。
（改良点２：第１逆方向電圧は２逆方向電圧の１２％以上かつ８８％以下）
しかしながら、第１逆方向電圧によって、より高い電圧までＣｏｓｓを充電するためには、多くのコイルエネルギーが必要になる。このため、第１逆方向電圧は、適度な高さにすることが好ましい。
しかしながら、第１逆方向電圧によって、より高い電圧までＣｏｓｓを充電するためには、多くのコイルエネルギーが必要になる。このため、第１逆方向電圧は、適度な高さにすることが好ましい。
図７は、ＦＲ１およびＳＷＴ１のそれぞれの、Ｃｏｓｓに対する電圧依存性を例示する模式的なグラフである。当該グラフにおいて、横軸はＦＲ１のＶＤＳを示し、縦軸は各素子のＣｏｓｓを示す。ＳＷＴ１には、ＦＲ１の反転電圧が印加される。このことから、ＳＷＴ１のＣｏｓｓは、「ＶＤＳ＝２００Ｖ」を基準として、ＦＲ１のＣｏｓｓを反転した値となる。
「ＦＲ１ＳＷＴ１」は、ＦＲ１のＣｏｓｓとＳＷＴ１のＣｏｓｓとの合計値を示す。ＳＲ１Ｉにより充放電されるＣｏｓｓは、このＦＲ１ＳＷＴ１である。ＦＲ１ＳＷＴ１では。０Ｖから２００Ｖまでは、ＶＤＳの増加に伴ってＣｏｓｓが低下する。このため、顕著な充電エネルギーの増加を必要としない。従って、２００Ｖまでは効率的にＣｏｓｓを充電できる。しかしながら、３５０Ｖ以上では、Ｃｏｓｓが非常に多い。このため、３５０Ｖ以上では、コイルのエネルギーを効率的に利用できない。以上により、第１逆方向電圧は、５０Ｖ〜３５０Ｖの範囲が好ましい。
以上の点を踏まえ、第１逆方向電圧は、第２逆方向電圧に対して、１２％〜８８％（１２％以上かつ８８％以下）の範囲が好ましい。
図７に例示される第２逆方向電圧の値（４００Ｖ）は、回路電圧と整流素子耐圧とに応じて適宜変更できる。整流素子のＣｏｓｓは、整流素子耐圧（回路電圧）に応じて変化する。このため、上記比率で考えることが可能となる。
また、第１逆方向電圧の値は、ＦＲ１Ｉと時間経過とに応じて変化する。上記の説明において言及されている第１逆方向電圧の値は、「第２逆方向電圧が印加される直前の、第１逆方向電圧の値」を指す。
（改良点３：ＡＶ１の電圧は第２逆方向電圧よりも低い）
ＡＴ１はスイッチング損失を発生させることから、ＡＶ１の電圧は低いことが好ましい。実施形態１では、第２逆方向電圧（４００Ｖ）を用いるのでなく、より電圧が低い電圧源であるＡＶ１を用いるように構成されている。これによって、ＡＴ１のスイッチング損失が低減できる。
ＡＴ１はスイッチング損失を発生させることから、ＡＶ１の電圧は低いことが好ましい。実施形態１では、第２逆方向電圧（４００Ｖ）を用いるのでなく、より電圧が低い電圧源であるＡＶ１を用いるように構成されている。これによって、ＡＴ１のスイッチング損失が低減できる。
一方で、ＡＴ１の導通損失低減のために、ＡＶ１の電圧は、トランジスタ（例：ＡＴ１）が飽和領域で動作可能な電圧（５Ｖ以上）であることが好ましい。
実施形態１では、ＡＶ１の電圧は、５Ｖ以上であり、かつ、第２逆方向電圧よりも低い。
〔変形例：素子の適用範囲〕
実施形態１では、ＦＲ１がカスコードＧａＮ−ＨＥＭＴであり、かつ、ＳＲ１がＳｉＣ−ＳＢＤである場合を例示した。これらの素子の種類は、上述の各素子の範疇に含まれる限り、特に限定されない。同様に、ＳＷＴ１の種類も、トランジスタ機能を有する限り、特に限定されない。また、整流素子に関して、一般的に用いられる同期整流を適用することで、導通損失を低減できる。
実施形態１では、ＦＲ１がカスコードＧａＮ−ＨＥＭＴであり、かつ、ＳＲ１がＳｉＣ−ＳＢＤである場合を例示した。これらの素子の種類は、上述の各素子の範疇に含まれる限り、特に限定されない。同様に、ＳＷＴ１の種類も、トランジスタ機能を有する限り、特に限定されない。また、整流素子に関して、一般的に用いられる同期整流を適用することで、導通損失を低減できる。
〔実施形態２〕
本開示の一態様に係る整流回路は、整流回路を用いる電源回路に適用できる。電源回路の例としては、チョッパ回路、インバータ回路、およびＰＦＣ（Power Factor Correction）回路等を挙げることができる。
本開示の一態様に係る整流回路は、整流回路を用いる電源回路に適用できる。電源回路の例としては、チョッパ回路、インバータ回路、およびＰＦＣ（Power Factor Correction）回路等を挙げることができる。
図８は、電源回路１０を備えた電源装置１００を示す図である。整流回路１によれば、電源回路１０・電源装置１００の損失を低減できる。さらに、電源回路１０は、制御回路９を含む。制御回路９は、電源回路１０に設けられる各素子のＯＮ／ＯＦＦの切り替えを制御する。特に、制御回路９には、ＡＴ１のＯＮ／ＯＦＦの切り替えのため、ゲート駆動用電源（電圧１５Ｖ）が内蔵されている。第１〜第４工程は、制御回路９が、電源回路１０に設けられた各素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって実行されてよい。
〔まとめ〕
本開示の態様１に係る整流回路は、第２端子から第１端子に向けて整流電流を流す整流回路であって、上記第１端子と上記第２端子との間に配置された第３端子と、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、上記第１端子と上記第３端子とに接続されたコイルと、上記第３端子と上記第２端子とに接続された第２整流素子と、上記第３端子にソースまたはエミッタが接続されたトランジスタと、負極が上記第１端子に接続されており、かつ、正極が上記トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された電源と、を備えており、上記コイルの電流によって上記整流回路に第１逆方向電圧が印加される。
本開示の態様１に係る整流回路は、第２端子から第１端子に向けて整流電流を流す整流回路であって、上記第１端子と上記第２端子との間に配置された第３端子と、上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、上記第１端子と上記第３端子とに接続されたコイルと、上記第３端子と上記第２端子とに接続された第２整流素子と、上記第３端子にソースまたはエミッタが接続されたトランジスタと、負極が上記第１端子に接続されており、かつ、正極が上記トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された電源と、を備えており、上記コイルの電流によって上記整流回路に第１逆方向電圧が印加される。
上述の通り、過渡電流は、回路で損失を発生させる。そこで、本願の発明者は、「コイルの電流による第１逆方向電圧が、過渡電流の抑制に繋がる」という着想に基づき、上記の構成を見出した。
上記の構成によれば、トランジスタをＯＮすることでコイルに電流を流し、エネルギーを蓄積する。そして、トランジスタをＯＦＦすることで、そのエネルギーは、第２整流素子の電流（第２整流素子電流）に変換され、整流回路に第１逆方向電圧を印加する。
この第１逆方向電圧の印加によって、第２逆方向電圧による過渡電流が抑制される。つまり、実効的に印加される第２逆方向電圧は、第１逆方向電圧分だけ差し引かれるためである。
本開示の態様２に係る整流回路では、上記第１逆方向電圧に後続して、上記整流回路に第２逆方向電圧が印加される。
上記の構成によれば、２つの逆方向電圧が連続する。第１逆方向電圧は、コイルのエネルギーによるもので、その印加時間に限界がある。第２逆方向電圧を後続させることで、逆方向電圧の印加時間を延長することができる。
本開示の態様３に係る整流回路では、上記第１逆方向電圧が５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、上記整流回路に第２逆方向電圧が印加される。
上記の構成によれば、第１整流素子における、５Ｖ未満の極めて大きいＣｏｓｓを、第１逆方向電圧によって充電できる。従って、過渡電流を効果的に低減できる。
本開示の態様４に係る整流回路では、上記第１逆方向電圧は、上記第２逆方向電圧の１２％以上かつ８８％以下である。
上記の構成によれば、コイルのエネルギーを効果的に利用できる範囲で、第１逆方向電圧を印加できる。
本開示の態様５に係る整流回路では、上記電源の電圧は、上記第２逆方向電圧よりも低い。
上記の構成によれば、低い電圧でトランジスタをスイッチングすることが可能になり、当該トランジスタのスイッチング損失が低減できる。
本開示の態様６に係る電源装置では、本開示の一態様に係る整流回路を備えている。
上記の構成によれば、過渡電流が削減された整流回路を用いることにより、損失が削減された電源装置を実現できる。
〔付記事項〕
本開示の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても、本開示の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成できる。
本開示の一態様は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても、本開示の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成できる。
１ 整流回路
９ 制御回路
１０ 電源回路
１００ 電源装置
ＦＲ１ 第１整流素子
ＳＲ１ 第２整流素子
ＦＴ１ 第１端子
ＳＴ１ 第２端子
ＴＴ１ 第３端子
ＡＣ１ コイル
ＡＴ１ トランジスタ
９ 制御回路
１０ 電源回路
１００ 電源装置
ＦＲ１ 第１整流素子
ＳＲ１ 第２整流素子
ＦＴ１ 第１端子
ＳＴ１ 第２端子
ＴＴ１ 第３端子
ＡＣ１ コイル
ＡＴ１ トランジスタ
Claims (6)
- 第２端子から第１端子に向けて整流電流を流す整流回路であって、
上記第１端子と上記第２端子との間に配置された第３端子と、
上記第１端子と上記第２端子とに接続された第１整流素子と、
上記第１端子と上記第３端子とに接続されたコイルと、
上記第３端子と上記第２端子とに接続された第２整流素子と、
上記第３端子にソースまたはエミッタが接続されたトランジスタと、
負極が上記第１端子に接続されており、かつ、正極が上記トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された電源と、を備えており、
上記コイルの電流によって上記整流回路に第１逆方向電圧が印加される、整流回路。 - 上記第１逆方向電圧に後続して、上記整流回路に第２逆方向電圧が印加される、請求項１に記載の整流回路。
- 上記第１逆方向電圧が５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、上記整流回路に第２逆方向電圧が印加される、請求項１または２に記載の整流回路。
- 上記第１逆方向電圧は、上記第２逆方向電圧の１２％以上かつ８８％以下である、請求項２または３に記載の整流回路。
- 上記電源の電圧は、上記第２逆方向電圧よりも低い、請求項２から４のいずれか１項に記載の整流回路。
- 請求項１から５のいずれか１項に記載の整流回路を備えた、電源装置。
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