CN101841244A

CN101841244A - 一种低输出损耗的llc谐振变换器

Info

Publication number: CN101841244A
Application number: CN200910127776A
Authority: CN
Inventors: 黄庆义; 胡永辉; 田瑞飞; 孟丽婵; 毕晓萌
Original assignee: Liebert Corp
Current assignee: Vertiv Corp
Priority date: 2009-03-20
Filing date: 2009-03-20
Publication date: 2010-09-22

Abstract

一种低输出损耗的LLC谐振变换器，包括由至少三桥臂并联构成的逆变器、由至少三组谐振电容和谐振电感串联连接后和至少三相变压器的至少三个励磁电感构成的谐振电路、至少三相变压器、连接在整流电路输出端的滤波电路，整流电路是由相应至少三个电感和三个整流管构成的至少三相混合整流电路。本发明减小了变压器副边输出整流二极管的个数，可以显著减小输出整流电路的损耗，提高谐振变换器的效率。而且变压器副边输出电流的纹波频率是采用相同开关管频率的半桥或全桥LLC谐振电路的纹波频率的至少三倍，纹波明显变小，有效解决了半桥或全桥LLC谐振变换器输出电容纹波比较大的问题，可以采用更小体积的滤波元件，使输出滤波电路的体积减小。

Description

一种低输出损耗的LLC谐振变换器

技术领域

本发明涉及谐振变换，尤其是涉及一种低输出损耗的LLC谐振变换器。

背景技术

中国专利CN1242539C公告了一种《LLC串联共振DC/DC变换器》，该DC/DC变换器是一种半桥LLC谐振变换器，其典型电路如图7所示。它包含由两个主开关管S1和S2构成半桥结构的方波产生器，该方波产生器的驱动信号是固定50％占空比的互补信号，用来产生具有方波波形的一系列输出电压。该DC/DC变换器还包含连接于该方波产生器的谐振网络，该谐振网络由串联电容Cr、串联电感Lr和励磁电感Lm构成，连接在半桥的中点与地之间，谐振电容Cr也起到隔直电容的作用。该DC/DC变换器还包含变压器T1有原边串接于该串联电感器Lr且并接于该并联电感器Lm。该变压器T1还包含副边用来连接于一由整流二极管D1和D2构成中心抽头的整流电路，整流二极管直接连接到输出电容Co上。采用变频调制以调节输出电压，以对输出负载电路提供已整流直流电压。这种半桥LLC谐振变换器优点如下：

1)变压器原边的开关管可以实现零电压开通(Zero voltage switching，简称ZVS)，减小了开关管的开通损耗；

2)变压器副边的整流二极管可以实现的零电流关断(Zero current switching，简称ZCS)；

3)高端输入时效率比较高，可以提高变换器的功率密度，非常适合有断电保持时间要求的场合。

但是，半桥LLC谐振变换器也存在着如下不足之处：

这种拓扑结构的谐振变换器的变压器副边采用二极管整流，输出的电流全部流过整流二极管。由于整流二极管自身存在压降，在输出电流很大时，整流二极管上的损耗非常大，致使谐振变换器效率提升受到限制；而且，输出滤波电容的纹波电流有效值比较大，所需的滤波电容较大，在输出大电流的场合不太适用。此外，输出电流的纹波频率为系统开关管频率的两倍，这时输出滤波电路的体积不容易减小。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术的不足，提出一种低输出损耗的LLC谐振变换器。

本发明的技术问题采用以下技术方案予以解决：

这种低输出损耗的LLC谐振变换器，包括

由至少三桥臂并联构成的逆变器，用于将直流电压逆变成一个方波或阶梯波电压，所述桥臂由上、下开关管串联构成；采用频率调制方式改变开关管频率以控制输出电压；

由至少三组谐振电容和谐振电感串联连接后和至少三相变压器原边的至少三个励磁电感构成的谐振电路，所述谐振电容和谐振电感构成谐振变换器的第一本征谐振频率，所述谐振电容和谐振电感以及变压器原边的励磁电感构成低于所述第一本征谐振频率的谐振变换器的第二本征谐振频率；

原边至少三个绕组分别与至少三组谐振电感以及谐振电容串联连接、副边与至少三相整流电路连接的至少三相变压器；

与所述至少三相变压器副边连接的整流电路；

连接在所述整流电路输出端的滤波电路，将所述至少三相变压器副边提供的同一方向的脉冲电流变换成对输出负载电路提供能量的直流电压。

这种低输出损耗的LLC谐振变换器的特点是：

所述整流电路是由相应至少三个电感和三个整流管构成的至少三相混合整流电路。

本发明的的技术问题采用以下进一步的技术方案予以解决：

所述至少三相变压器原边的至少三个绕组采用Y～Y形连接或Δ～Δ形连接。

所述至少三相全桥混合整流电路的至少三个整流管是整流二极管或MOSFET同步整流管。

所述MOSFET同步整流管是U型槽MOSFET同步整流管或V型槽MOSFET同步整流管。

所述谐振电感是外在电感或至少三相变压器的漏感。

所述励磁电感是与至少三相变压器原边并联的外在电感。

所述至少三相整流电路输出端的滤波电路是一滤波电容。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明的变压器副边采用至少三个电感和至少三个整流管进行混合整流，相对三相桥式整流来说，减小了副边输出整流二极管的个数，可以显著减小输出整流电路的损耗，提高谐振变换器的效率。而且采用至少三个桥臂的LLC谐振电路，变压器副边输出电流的纹波频率是采用相同开关管频率的半桥或全桥LLC谐振电路的纹波频率的至少三倍，变压器原边N个桥臂之间的滞后角度为360°/N，叠加后的副边输出电流纹波明显变小，有效解决了半桥或全桥LLC谐振变换器输出电容纹波比较大的问题，可以采用更小体积的滤波元件，使输出滤波电路的体积减小。

附图说明

图1是本发明的具体实施方式一的电路图；

图2是本发明的具体实施方式二的电路图；

图3是本发明的具体实施方式三的电路图；

图4是本发明的具体实施方式四的电路图；

图5是图1电路的各个桥臂中点的电压波形图；

图6是图1电路的各个开关管驱动信号与各个电感电流的波形图；

图7是现有半桥LLC谐振变换器的电路图。

具体实施方式

下面将结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步说明

具体实施方式一

如图1所示的一种三桥臂LLC谐振变换器是典型的三桥臂LLC谐振变换器，包括逆变器、谐振电路、三相变压器T、整流电路、滤波电路。三相变压器T采用Y～Y形连接。

三相变压器T原边的逆变器由三个桥臂并联构成，用于将直流电压逆变成一个方波或阶梯波电压。各个桥臂之间的滞后角度为120°，即由开关管Q3、Q4构成的第二个桥臂滞后由开关管Q1、Q2构成的第一个桥臂120°，由开关管Q5、Q6构成的第三个桥臂滞后由开关管Q3、Q4构成的第二个桥臂120°，由开关管Q1、Q2构成的第一个桥臂滞后由开关管Q5、Q6构成的第三个桥臂120°。各个桥臂的上、下两个开关管的驱动信号为互补的两个驱动信号，当上开关管开通时，下开关管关断，当上开关管关断时，下开关管开通。采用频率调制方式改变开关管频率以控制输出电压。

由三组谐振电容Cr1、Cr2、Cr3和谐振电感Lr1、Lr2、Lr3串联连接后和三相变压器T原边的三个励磁电感Lm1、Lm2、Lm3构成谐振电路。谐振电感Lr1、Lr2、Lr3是外在电感或三相变压器T的漏感，励磁电感Lm1、Lm2、Lm3是与三相变压器T原边并联的外在电感。

谐振电容Cr1、Cr2、Cr3和谐振电感Lr1、Lr2、Lr3构成谐振变换器的第一本征谐振频率fr，谐振电容Cr1、Cr2、Cr3和谐振电感Lr1、Lr2、Lr3以及变压器T原边的励磁电感Lm1、Lm2、Lm3构成谐振变换器的第二本征谐振频率fm，fr＞fm。三相变压器T的原边三个绕组与三组谐振电感Lr1、Lr2、Lr3以及谐振电容Cr1、Cr2、Cr3分别串联连接，副边与三相整流电路连接。

整流电路是由相应三个电感L1、L2、L3和三个整流管D1、D2、D3构成的三相全桥混合整流电路。

连接在三相全桥混合整流电路输出端的滤波电容C1，将三相变压器T副边提供的同一方向的脉冲电流变换成对输出负载R1提供能量的直流电压。

本具体实施方式一的工作过程如下：

开关管Q1～Q6组成三相变压器T原边的三个桥臂，谐振电感Lr1、谐振电容Cr1和三相变压器T的励磁电感Lm1，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和三相变压器T的励磁电感Lm2，谐振电感Lr3、谐振电容Cr3和三相变压器T的励磁电感Lm3分别组成每个桥臂的LLC谐振电路，三相变压器T采用Y-Y形连接，其副边由电感和整流二极管共同组成整流电路，其中电感L1和整流二极管D1组成副边整流电路的第一个桥臂，电感L2和整流二极管D2组成副边整流电路的第二个桥臂，电感L3和整流二极管D3组成副边整流电路的第三个桥臂。C1为滤波电容，负载为R1。

三相变压器T原边开关管Q1～Q6的驱动信号波形如图5所示。开关管Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6的驱动信号分别为一对互补驱动信号，为了防上上、下开关管同时导通，中间设有一段死区时间，在死区时间内，上、下开关管都关断。

开关管Q1、Q3、Q5的驱动信号相位相差120°，即开关管Q3的驱动信号滞后开关管Q1相位120°，开关管Q5的驱动信号滞后开关管Q3相位120°，开关管Q1的驱动信号滞后开关管Q5相位120°，但是它们的占空比相同，在0～0.66之间变化；开关管Q2、Q4、Q6的驱动信号相位也相差120°，即开关管Q4的驱动信号滞后开关管Q2相位120°，开关管Q6的驱动信号滞后开关管Q4相位120°，开关管Q2的驱动信号滞后开关管Q6相位120°，但是它们的占空比也相同，在0～0.66之间变化。

各个桥臂中点a、b、c到变压器Y-Y形连接中点n的电压Van、Vbn、Vcn的电压波形如图6所示。每个波形都有四个电压等级，分别为2Vin/3、Vin/3、-Vin/3、-2Vin/3，其中Vin为输入电压。每个波形的最大电压绝对值都为2Vin/3.，其中Vbn滞后Van相位120°，Vcn滞后Vbn相位120°，Van滞后Vcn相位120°。

本具体实施方式一的工作过程如下：

本具体实施方式一分为12个工作阶段的一个周期的工作过程，相应的电感电流波形图如图5所示。为方便说明，设定电流从左向右的方向为正，电流从右向左的方向为负；电感电流由下到上为正，由上到下为负。

1)阶段1，t0～t1：

在t0时刻，开关管Q1、Q4、Q5开始一起导通，流过谐振电感Lr1的电流开始负向减小，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流负向减小，流过谐振电感Lr3的电流正向增大，流过三相变压器T励磁电感Lm3电流正向增大，此时，电流流经Q1、Cr1、Lr1、Lm1和Q5、Cr3、Lr3、Lm3后，汇合到Lr2、Cr2、Q4的支路，流过谐振电感Lr2的电流反向增大，流过变压器T励磁电感Lm2电流反向增大。

开关管Q1导通后，电感L1两端承受正向电压，电源从三相变压器T原边向副边传送能量，此时，电感L1的电流开始线性上升，直至开关管Q1关断。在这期间整流二极管D1、D3承受反向电压，整流二极管D1、D3截止。副边电流流经电感L1、L3和负载R1后，通过整流二极管D2流回，形成一个电流回路。此时，e点电压为负，整流二极管D2导通，电感L2向负载R1提供电流，电感L2的电流逐渐线性减小，该电流通过电感L2、负载R1和整流二极管D2形成另一个电流回路。

2)阶段2，t1～t2：

在t1时刻，开关管Q5关断，开关管Q1、Q4、Q6开始一起导通，此时电流由Q1、Cr1、Lr1支路流向Q4、Cr2、Lr2支路和Q6、Cr3、Lr3支路，使得流过谐振电感Lr2和Lr3的电流开始减小，流过三相变压器T励磁电感Lm2电流反向增大，流过三相变压器T励磁电感Lm3电流正向增大，流过谐振电感Lr1的电流继续增大，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流先反向减小，过零点以后正向增大。此时，d点电压仍然为正，流过电感L1的电流继续线性上升，f点电压变负，整流二极管D3开始导通，e点电压仍然为负，整流二极管D2仍然导通。副边电流通过电感L1、负载R1和整流二极管D2、D3形成一个电流回路。同时电感L2、L3向负载R1提供电流，流过电感L2、L3的电流线性减小，电感L2和负载R1、整流二极管D2，电感L3和负载R1、整流二极管D3分别形成各自的电流回路。

3)阶段3，t2～t3：

在t2时刻，开关管Q4关断，开关管Q1、Q3、Q6开始一起导通，此时，电流由Q1、Cr1、Lr1支路和Q3、Cr2、Lr2支路流经Q6、Cr3、Lr3支路。流过谐振电感Lr1电流继续正向上升，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流正向增大，谐振电感Lr2承受正向电压，由于前一时刻有负向电流经经谐振电感Lr2，此时，流过谐振电感Lr2的电流开始负向减小，流过三相变压器T励磁电感Lm2负向减小，流过谐振电感Lr3的电流方向不变，且继续反向增加，流过三相变压器T励磁电感Lm3的电流先是正向减小，过零点后负向增大。此时，d点电压仍然为正，流过电感L1的电流继续线性上升，e点电压变正，整流二极管D2开始截止，流过电感L2的电流开始线性上升，f点电压仍然为负，整流二极管D3仍然导通。三相变压器T副边电流通过L1、L2、负载R1和整流二极管D3形成一个电流回路。同时电感L3向负载R1提供电流，流过电感L3的电流线性减小，电感L3和负载R1、整流二极管D3形成电流回路。

4)阶段4，t3～t4；

在t3时刻，开关管Q1关断，开关管Q2、Q3、Q6开始一起导通，此时，电流由Q3、Cr2、Lr2支路流经Q2、Cr2、Lr1支路和Q6、Cr3、Lr3支路，谐振电感Lr1两端承受反向电压，流过谐振电感Lr1电流开始正向减小，但方向仍然为正，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流先是继续增加，当流过三相变压器T励磁电感Lm1的电流和流过谐振电感Lr1的电流相等时，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流开始下降。谐振电感Lr3承受正向电压，但由于前一时刻流过谐振电感Lr3电流为负向，因此开始负向减小，流过三相变压器T励磁电感Lm3电流开始负向增大。谐振电感Lr2承受正向电压，流过谐振电感Lr2电流开始正向增加，流过三相变压器T励磁电感Lm2电流先是负向减小，过零点后正向增加。此时，d点电压开始变负，流过电感L1的电流开始线性下降，e点电压仍然为正，整流二极管D2仍然截止，流过电感L2电流仍然线性上升，f点电压仍然为负，整流二极管D3仍然导通。三相变压器T副边电流通过电感L2、负载R1和整流二极管D1、D3形成一个电流回路。同时电感L1、L3向负载R1提供电流，流过电感L3的电流线性减小，电感L3和负载R1、整流二极管D3形成电流回路，电感L1和负载R1、整流二极管D1形成电流回路。

5)阶段5，t4～t5；

在t4时刻，开关管Q6关断，开关管Q2、Q3、Q5开始一起导通，此时，电流由Q3、Cr2、Lr2支路和Q5、Cr3、Lr3支路流经Q2、Cr1、Lr1支路。谐振电感Lr1仍然承受反向电压，流过谐振电感Lr1电流开始负向增加，流过变压器T励磁电感Lm1的电流先是正向减小，过零点后负向增加。谐振电感Lr2继续承受正向电压，流过谐振电感Lr2电流正向增加，流过三相变压器T励磁电感Lm2电流正向增加。谐振电感Lr3承受正向电压，但此时流过谐振电感电流Lr3仍然为负向减小，流过三相变压器T励磁电感Lm3电流负向减小。此时，d点电压仍然为负，流过电感L1的电流仍然线性下降，e点电压仍然为正，整流二极管D2仍然截止，流过电感L2的电流仍然线性上升，f点电压开始变为正，整流二极管D3开始截止，流过电感L3的电流开始线性上升。三相变压器T副边电流通过电感L2、L3，负载R1和整流二极管D1形成一个电流回路。同时电感L1向负载R1提供电流，流过电感L1的电流线性减小，电感L1和负载R1、整流二极管D1形成电流回路。

6)阶段6，t5～t6；

在t5时刻，开关管Q3关断，开关管Q2、Q4、Q5开始一起导通，此时，电流由Q5、Cr2、Lr3支路流经Q4、Cr2、L2支路和Q2、Cr1、Lr2支路。谐振电感Lr3承受正向电压，流过谐振电感Lr3电流开始正向增加，流过三相变压器T励磁电感Lm3电流先是负向减小，过零点后正向增加，谐振电感Lr2承受反向电压，流过谐振电感Lr2电流开始正向减小，流过三相变压器T励磁电感Lm2电流继续增加，当流过三相变压器T励磁电感Lm2电流与流过谐振电感Lr2电流相等时，流过三相变压器T励磁电感Lm2电流开始下降。此时，流过谐振电感Lr3电流正向增加的幅度没有流过谐振电感Lr2电流正向减小的幅度大，流过谐振电感Lr1的电流依然是负向，但开始逐渐减小，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流继续负向增加，当流过三相变压器T励磁电感Lm1电流与流过谐振电感Lr1电流相等时，流过三相变压器T励磁电感Lm1电流开始负向减小。

过了t6以后，谐振变换器又进入另一个周期，开始重复以上的工作过程。此时，d点电压仍然为负，流过电感L1的电流仍然线性下降，e点电压开始变为负，整流二极管D2开始导通，流过电感L2的电流开始向负载R1提供电流，流过电感L2的电流开始线性下降，f点电压仍然为正，整流二极管D3开始截止，流过电感L3的电流仍然线性上升。三相变压器T副边电流通过电感L3、负载R1和整流二极管D1、D2形成一个电流回路。同时电感L1和负载R1、整流二极管D1形成电流回路，电感L2和负载R1、整流二极管D2形成另一个电流回路。

具体实施方式一的三相变压器T副边采用三个电感L1、L2、L3和三个整流二极管D1、D2、D3进行混合整流，相对三相桥式整流来说，减小了副边输出整流二极管的个数，可以显著减小输出整流电路的损耗，提高谐振变换器的效率。而且采用三个桥臂的LLC谐振电路，三相变压器T副边输出电流的纹波频率是采用相同开关管频率的半桥或全桥LLC谐振电路的纹波频率的至少三倍，三相变压器T原边三个桥臂之间的滞后角度为120°，叠加后的副边输出电流纹波明显变小，有效解决了半桥或全桥LLC谐振变换器输出电容C1纹波比较大的问题，可以采用更小体积的滤波电容C1，使输出滤波电路的体积减小。

具体实施方式二

如图2所示的一种三桥臂LLC谐振变换器是变型的三桥臂LLC谐振变换器，也包括逆变器、谐振电路、三相变压器T、三相整流电路、滤波电路。与具体实施方式一的区别在于：三相变压器T采用Δ～Δ形连接。

本具体实施方式二具有与具体实施方式一基本相同的有益效果。

具体实施方式三

如图3所示的一种四桥臂LLC谐振变换器是变型的LLC谐振变换器，包括逆变器、谐振电路、四相变压器、四相整流电路、滤波电路。与具体实施方式一的区别之一在于：四相变压器T原边的逆变器由四个桥臂并联构成，各个桥臂之间的滞后角度由三个桥臂的120°变为90°，即由开关管Q3、Q4构成的第二个桥臂滞后由开关管Q1、Q2构成的第一个桥臂90°，由开关管Q5、Q6构成的第三个桥臂滞后由开关管Q3、Q4构成的第二个桥臂90°，由开关管Q7、Q8构成的第四个桥臂滞后由开关管Q5、Q6构成的第三个桥臂90°，由开关管Q1、Q2构成的第一个桥臂滞后由开关管Q7、Q8构成的第四个桥臂90°。各个桥臂的上、下两个开关管的驱动信号为互补的两个驱动信号，当上开关管开通时，下开关管关断，当上开关管关断时，下开关管开通。区别之二在于：四相整流电路是由相应四个电感L1、L2、L3、L4和四个整流管D1、D2、D3、D4构成的四相全桥混合整流电路。

这种变型结构还可以扩展到四个以上的N个桥臂，当N相变压器原边的逆变器由N个桥臂并联构成时，各个桥臂之间的滞后角度为360°/N，各个桥臂的导通时间为360°/N，其中N≥4。各个桥臂的上、下两个开关管的驱动信号仍然为互补的两个驱动信号。

本具体实施方式三具有与具体实施方式一基本相同的有益效果。

具体实施方式四

如图4所示的一种大功率的三桥臂LLC谐振变换器也是变型的三桥臂LLC谐振变换器，也包括逆变器、谐振电路、三相变压器、整流电路、滤波电路。与具体实施方式一的区别在于：三相变压器T副边的三个整流二极管D1、D2、D3采用三个损耗较低的MOSFET同步整流管SR1、SR2、SR3替代，可以进一步显著地减小三相变压器副边输出整流电路的损耗，提高谐振变换器的效率，尤其在输出大电流的场合非常适用。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，则应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的保护范围。

Claims

1.一种低输出损耗的LLC谐振变换器，包括

与所述至少三相变压器副边连接的整流电路；

连接在所述整流电路输出端的滤波电路，将所述至少三相变压器副边提供的同一方向的脉冲电流变换成对输出负载电路提供能量的直流电压，

其特征在于：

2.如权利要求1所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

3.如权利要求1或2所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

4.如权利要求3所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

5.如权利要求4所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

所述谐振电感是外在电感或至少三相变压器的漏感。

6.如权利要求5所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

所述励磁电感是与至少三相变压器原边并联的外在电感。

7.如权利要求6所述的低输出损耗的LLC谐振变换器，其特征在于：

所述至少三相整流电路输出端的滤波电路是一滤波电容。