CN103840657B - 电源转换器及输入电容的电压平衡方法 - Google Patents

电源转换器及输入电容的电压平衡方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103840657B
CN103840657B CN201210485698.1A CN201210485698A CN103840657B CN 103840657 B CN103840657 B CN 103840657B CN 201210485698 A CN201210485698 A CN 201210485698A CN 103840657 B CN103840657 B CN 103840657B
Authority
CN
China
Prior art keywords
brachium pontis
input capacitance
voltage
power supply
midpoint
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201210485698.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103840657A (zh
Inventor
叶益青
言超
索志民
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Optoelectronics Inc
Original Assignee
Delta Optoelectronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Optoelectronics Inc filed Critical Delta Optoelectronics Inc
Priority to CN201210485698.1A priority Critical patent/CN103840657B/zh
Priority to TW102100805A priority patent/TWI474572B/zh
Priority to US13/845,705 priority patent/US9042122B2/en
Publication of CN103840657A publication Critical patent/CN103840657A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103840657B publication Critical patent/CN103840657B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0074—Plural converter units whose inputs are connected in series
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了一种电源转换器及输入电容的电压平衡方法，其中电源转换器包括：两个直流输入端子；第一输入电容和第二输入电容；串联的第一桥臂和第二桥臂；输出电路，用于基于第一桥臂的中点和第二桥臂的中点处的信号生成电源转换器所需的输出信号；还包括：第一电压平衡单元和第二电压平衡单元，这两个电压平衡单元用于减小所述第一输入电容和第二输入电容之间的电压差。本申请提供的电源转换器能够解决第一输入电容和第二输入电容两端电压不平衡的问题。

Description

电源转换器及输入电容的电压平衡方法
技术领域
本申请涉及电源技术，尤其涉及一种电源转换器(power converter)及输入电容的电压平衡方法。
背景技术
目前，各种电源转换器正朝着高效率、高功率密度、高可靠性和低成本的方向发展。在众多电源转换器中，LLC串联谐振型转换器的主开关工作在零电压(Zero-Voltage Switching，ZVS)条件下，整流器工作在零电流(Zero-Current Switching，ZCS)条件下，并且在宽输入电压范围内可以优化输入电压高电压部分的转换效率，因而被广泛应用于高效率的直流-直流(DC/DC)转换器或直流-交流(DC/AC)转换器中。
为了实现高电压输出同时使得LLC串联谐振型转换器中单个输入电容或者单个开关元件承受的母线电压不至于过高，可以在LLC串联谐振型转换器的输入侧母线之间串联多个输入电容。
图15示例性示出传统技术中一种LLC串联谐振型转换器的结构示意图。该LLC串联谐振型转换器中，第一输入端Vbus1和第二输入端Vbus2用于输入直流母线电压，在第一输入端Vbus1和Vbus2之间串联两个输入电容C11和C12，输入电容C11与第一桥臂B11并联，输入电容C12与第二桥臂B12并联，第一桥臂B11包括串联的开关元件Q11和Q12，第二桥臂B12包括串联的开关元件Q13和Q14。第一桥臂B11和第二桥臂B12分别与输出电路O11和O12电连接。输出电路O11和O12结构相同，均采用了LLC串联谐振电路。
在图15所示的电路中，单个桥臂上每个开关元件只需承受1/2母线电压，即可以实现高电压输出，因此，可以选用比较便宜的低耐压开关元件(例如，600V的金属氧化物场效应晶体管(MOSFET))来实现高压输出。
但是，图15所示这种结构存在如下问题。理想工作状态下，两个输入电容C11和C12上的电压应当相等，然而由于实际开关元件之间由于制作工艺或其他因素的限制，开关元件之间器件参数往往较难做成完全一致，或多或少均会存在一定的差异，因此各个开关元件的开通和关断时间会有所不同，导致两个输入电容C11和C12放电时间不相等，进而引起输入电容C11和C12上电压不平衡。而这种电压不平衡会导致开关元件上的电压不相等，使得开关元件损坏，甚至导致电源转换器不能正常工作。
为了克服上述问题，一种方法是采用硬件方法，例如，可以采用附加的功率转换器向相应的输入电容注入电流或从相应的输入电容抽取电流，以补偿电压不平衡。然而，该方法会造成系统成本显著增加。
发明内容
本申请提供一种电源转换器，以克服由于电源转换器中输入电容电压不平衡引起开关元件损坏的问题。
本申请提供了一种电源转换器，包括：
两个直流输入端；
一第一输入电容和一第二输入电容，所述第一输入电容和第二输入电容串联于所述两个直流输入端之间；
一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂串联连接于所述两个直流输入端之间，所述第一桥臂与所述第一输入电容并联，所述第一桥臂具有一第一桥臂中点，所述第二桥臂与所述第二输入电容并联，所述第二桥臂具有一第二桥臂中点；
一第一电压平衡单元和一第二电压平衡单元，所述第一电压平衡单元和第二电压平衡单元各具有三端，所述第一电压平衡单元的两端与所述第一输入电容并联而另一端与所述第二桥臂中点连接，所述第二电压平衡单元的两端与所述第二输入电容并联而另一端与所述第一桥臂中点连接，所述第一电压平衡单元与所述第二电压平衡单元用于减小所述第一输入电容和第二输入电容之间的电压差；以及
输出电路，与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点电连接。
本申请还提供了一种电源转换器，包括：
两个直流输入端；
N个输入电容，所述N个输入电容串联连接于所述两个直流输入端之间；和
N个功率模块；
其中，每个功率模块均包括：
一桥臂，所述桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述桥臂具有一桥臂中点，所述桥臂与相邻功率模块中的桥臂串联；
一电压平衡单元，所述电压平衡单元包括一单向桥臂，所述单向桥臂具有一单向桥臂中点，所述单向桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述单向桥臂与相邻功率模块中的单向桥臂串联；
在电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，所述电压平衡单元还包括一容性支路，所述容性支路一端与所述单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接；
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，所述电压平衡单元还包括两支容性支路，所述两支容性支路的一端与所述单向桥臂中点连接而所述两支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接；和
一输出电路，所述输出电路的一端与所述桥臂中点连接而另一端和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接；
其中，N为等于或大于3的自然数。
本申请还提供了一种前述电源转换器中输入电容的电压平衡方法，包括：
提供一种电源转换器，
所述电源转换器包括：两个直流输入端；一第一输入电容和一第二输入电容，所述第一输入电容和第二输入电容串联于所述两个直流输入端之间；一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂串联连接于所述两个直流输入端之间，所述第一桥臂与所述第一输入电容并联，所述第一桥臂具有一第一桥臂中点，所述第二桥臂与所述第二输入电容并联，所述第二桥臂具有一第二桥臂中点；输出电路，与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点电连接；
当第一输入电容和第二输入电容的电压不等时，添加与输入电容数目相同的电压平衡单元：一第一电压平衡单元和一第二电压平衡单元；
在所述电源转换器的半个工作周期内，控制所述第一输入电容向第二电压平衡单元充电，并控制所述第二输入电容向所述第一电压平衡单元充电；
在所述电源转换器的另外半个工作周期内，控制所述第一电压平衡单元向第一输入电容放电或者控制所述第二电压平衡单元向所述第二输入电容放电；
经数个电源转换器的工作周期后，所述第一输入电容和第二输入电容电压之间的电压差减小。
本申请还提供了一种电源转换器中输入电容的电压平衡方法，包括：
提供一种电源转换器，
所述电源转换器包括：两个直流输入端；
N个输入电容，N个所述输入电容串联连接于所述两个直流输入端之间；和
N个功率模块，N个所述功率模块与N个所述输入电容一对一并联；
其中，每个功率模块均包括：一桥臂和一输出电路；所述桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述桥臂具有一桥臂中点，所述桥臂与相邻功率模块中的桥臂串联，所述输出电路的一端与所述桥臂中点连接而另一端和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接；其中，N为等于或大于3的自然数；
在所述N个输入电容的电压不等时，在每个功率模块中添加一电压平衡单元，所述电压平衡单元包括一单向桥臂，所述单向桥臂具有一单向桥臂中点，所述单向桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述单向桥臂与相邻功率模块中的单向桥臂串联；
在电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，所述电压平衡单元还包括一容性支路，所述容性支路一端与所述单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接；
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，所述电压平衡单元还包括两支容性支路，所述两支容性支路的一端均与所述单向桥臂中点连接而所述两支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接；
所述方法还包括：
控制电压相对相邻输入电容较高的输入电容对电压较低的所述相邻输入电容对应的功率模块中电压平衡单元充电；
控制电压较低的所述相邻输入电容所对应的功率模块中电压平衡单元对电压较低的所述相邻输入电容放电。
本申请提供的电源转换器以及电压平衡方法中，通过增加电压平衡单元，以解决了多个输入电容两端的电压不平衡的问题。从另一个角度上讲，所增加的电压平衡单元中的元件体积较小，不需要控制器，具有可靠性好或损耗低等优点。
通过以下参照附图对本申请实施例进行说明，帮助更进一步理解本申请所公开的内容及权利要求书所要保护的范围。
附图说明
图1示例性示出本申请电源转换器一实施例的结构示意图；
图2示例性示出本申请电源转换器另一个实施例的结构示意图；
图3示例性示出图2中各个开关元件的控制时序图；
图4示例性示出当第一开关元件和第四开关元件开通且第二开关元件和第三开关元件关断时对第二辅助电容进行充电的充电回路示意图；
图5示例性示出当第一开关元件和第四开关元件开通且第二开关元件和第三开关元件关断时对第一辅助电容进行充电的充电回路示意图；
图6示例性示出当第二开关元件和第三开关元件开通且第一开关元件和第四开关元件关断时第一辅助电容对第一输入电容进行充电的充电回路示意图；
图7示例性示出当第二开关元件和第三开关元件开通且第一开关元件和第四开关元件关断时第二辅助电容对第二输入电容进行充电的充电回路示意图；
图8示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图9示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图10示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图11示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图12示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图13示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图14示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图；
图15示例性示出现有技术中一种LLC串联谐振型转换器的结构示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本申请的实施例。应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本申请。
图1示例性示出本申请电源转换器一实施例的结构示意图。该电源转换器包括第一直流输入端IN21、第二直流输入端IN22、第一输入电容C21、第二输入电容C22、第一桥臂B21、第二桥臂B22和输出电路O21。该电源转换器还包括第一电压平衡单元71和第二电压平衡单元72，这两个电压平衡单元用于减小第一输入电容C21和第二输入电容C22之间的电压差。
直流母线电压可以输入到第一直流输入端IN21和第二直流输入端IN22，第一直流输入IN21可以是正输入端，第二直流输入端IN22可以是负输入端。
第一输入电容C21和第二输入电容C22串联于第一直流输入端IN21和第二直流输入端IN22之间。
第一桥臂B21和第二桥臂B22串联连接于两个直流输入端IN21和IN22之间，第一桥臂B21与第一输入电容C21并联，第二桥臂B22与第二输入电容C22并联。第一桥臂B21或第二桥臂B22可以包括多个串联的开关元件。例如，第一桥臂B21可以包括串联的第一开关元件Q21和第二开关元件Q22，第一开关元件Q21和第二开关元件Q22的开通和关闭互补，第一开关元件Q21和第二开关元件Q22的共接点为桥臂B21的桥臂中点b1。第二桥臂B22可以包括串联第三开关元件Q23和第四开关元件Q24，第三开关元件Q23和第四开关元件Q24的开通和关闭互补，第三开关元件Q23和第四开关元件Q24的共接点为第二桥臂B22的桥臂中点b2。控制各个开关元件的开通和关断，可以将输入的直流母线电压转换成交流电压。各个开关元件Q21、Q22、Q23和Q24可以是各种晶体管，例如结型场效应晶体管(Junction type FieldEffect Transistor，JFET)或者金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor type Field Effect，MOSFET)等。
输出电路O21与第一桥臂B21的中点b1和第二桥臂B22的中点b2电连接，用于基于中点b1和b2处的信号生成电源转换器所需的输出信号。具体而言，如果该电源转换器是DC-DC转换器，则该输出电路O21可以基于中点b1和b2处的交流电压生成直流电压；如果该电源转换器是DC-AC转换器，则该输出电路O21可以基于中点b1和b2处的交流电压生成适用于输出的交流电压。
第一电压平衡单元71和第二电压平衡单元72各具有三端，第一电压平衡单元71的两端71a和71b与第一输入电容C21并联而另一端71c与第二桥臂中点b2连接，第二电压平衡单元72的两端72a和72b与第二输入电容C22并联而另一端72c与第一桥臂中点b1连接。
在图1所示的电源转换器中，第一电压平衡单元71和第二电压平衡单元72起到了平衡第一输入电容C21两端的电压和第二输入电容C22两端的电压的作用。以图1进行举例而言，控制开关元件Q21和Q24开通且开关元件Q22和Q23关断时，第一输入电容C21向第二电压平衡单元72充电，第二输入电容C22向第一电压平衡单元71充电。当开关元件Q22和Q23开通且开关元件Q21和Q24关断时，第一电压平衡单元71向第一输入电容C21放电，或者第二电压平衡单元72向第二输入电容C22放电。通过数次这样的充放电过程，第一电压平衡单元71和第二电压平衡单元72可以将第一输入电容C21和第二输入电容C22中的电荷进行转移，使得两个输入电容两端的电压趋于相等。
在图1所示的结构中，增加了两个电压平衡单元，以解决了多个输入电容两端的电压不平衡的问题。
图2示例性示出本申请电源转换器中电压平衡单元的一个实施例的结构图。
在此电压平衡单元的实施例中，第一电压平衡单元71包括第一单向桥臂B23和第一容性支路S21。第一单向桥臂B23的两端与第一输入电容C21并联，第一单向桥臂B23设有一单向桥臂中点b3。第一单向桥臂B23的两端可以看作是图1中第一电压平衡单元71的两端71a和71b。第一容性支路S21的一端连接第一单向桥臂B23的单向桥臂中点b3而另一端与桥臂B22的桥臂中点b2连接。第一容性支路S21与桥臂B22的桥臂中点b2连接的一端可以看作图1中第一电压平衡单元71的一端71c。
第一单向桥臂B23可以包括两个二极管D21和D22，二极管D21的阳极与二极管D22的阴极连接形成单向桥臂B23的桥臂中点b3。二极管D21的阴极和二极管D22的阳极分别与第一输入电容C21的两端连接。
第一容性支路S21包括第一辅助电容C23和第一辅助电阻R1，第一辅助电容C23和第一辅助电阻R1串联。
第二电压平衡单元72包括第二单向桥臂B24和第二容性支路S22。第二单向桥臂B24的两端与第二输入电容C22并联，第二单向桥臂B24设有一单向桥臂中点b4。第二单向桥臂B24的两端可以看作是图1中第二电压平衡单元72的两端72a和72b。第二容性支路S22的一端连接第二单向桥臂B24的单向桥臂中点b4而另一端与桥臂B21的桥臂中点b1连接。第二容性支路S22与桥臂B21的桥臂中点b1连接的一端可以看作图1中第二电压平衡单元72的一端72c。
第二单向桥臂B24可以包括两个二极管D23和D24，二极管D23的阳极与二极管D24的阴极连接形成单向桥臂B24的桥臂中点b4。二极管D23的阴极和二极管D24的阳极分别与第二输入电容C22的两端连接。
第二容性支路S22包括第二辅助电容C24和第二辅助电阻R2，第二辅助电容C24和第二辅助电阻R2串联。
图2中示出了一种DC-DC转换器的结构。输出电路O21包括谐振电路201、整流线路202和输出电容Cf。
谐振电路201是一个LLC串联谐振电路，包括串联于第一桥臂B21的中点b1和第二桥臂B22的中点b2之间的谐振电感Ls、谐振电容Cs以及变压器T1。
变压器T1的原边等效还包括一励磁电感Lm，变压器T1的副边的两个端子与整流线路202的两个输入端电连接。变压器T1起到了变压和隔离的作用。
整流线路202将变压器T1副边的交流电压转换成直流电压。整流线路202可以是图2例举的全桥整流电路，当然整流线路也可以是其他形式的整流电路。输出电容Cf跨接于整流线路202的两个输出端之间。
图3示例性示出图2中各个开关元件的控制时序图，第一开关元件Q21的控制信号与第二开关元件Q22的控制信号互补，第三开关元件Q23的控制信号与开关元件Q24的控制信号互补。各个开关元件的控制信号分别接近50％的占空比。当然不限于50％的占空比，也可以采用其他的占空比，前提是满足每个桥臂上的开关元件的开通和关断互补。图3中T表示第一桥臂B21和第二桥臂B22的开关周期。
以下接合图3所示的时序图详细描述图2所示的电源转换器的工作原理。
在t0～t1时间段
开关元件Q21与Q24开通，开关元件Q22和Q23关断。母线电压经过开关元件Q21和Q24施加在LLC串联谐振回路上。该时间段的LLC串联谐振回路的工作模态与通常的LLC串联谐振回路的工作模态相同，此处不再赘述。
同时，第一输入电容C21通过第一开关元件Q21和第三二极管D23向第二辅助电容C24充电，极性为左负右正，第一输入电容C21两端的电压VC21和第二辅助电容C24两端的电压VC24相等，即VC21＝VC24。图4示例性示出当第一开关元件Q21和第四开关元件Q24开通且第二开关元件Q22和第三开关元件Q23关断时对第二辅助电容C24进行充电的充电回路示意图，图中，点划线表示充电回路，虚线表示谐振回路。
而且，第二输入电容C22通过第四开关元件Q24和第二二极管D22向第一辅助电容C23充电，极性为左正右负，第二输入电容C22两端的电压VC22与第一辅助电容C23两端的电压VC23相等，即VC22＝VC23。图5示例性示出当第一开关元件Q21和第四开关元件Q24开通且第二开关元件Q22和第三开关元件Q23关断时对第一辅助电容C23进行充电的充电回路示意图，图中，点划线表示充电回路，虚线表示谐振回路。
在t2-t3时间段
第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通，第一开关元件Q21和第四开关元件Q24关断。母线电压经过第二开关元件Q22和第三开关元件Q23施加在LLC串联谐振回路上。该时间段内LLC串联谐振回路的工作模态与通常的LLC串联谐振回路的工作模态相同，此处不再赘述。
同时，第一辅助电容C23通过开关元件Q23和第一二级管D21向第一输入电容C21放电，极性为上正下负，第一辅助电容C23两端的电压与第一输入电容C21两端的电压相等，即VC23＝VC21。图6示例性示出当第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通且第一开关元件Q21和第四开关元件Q24关断时，第一辅助电容C23对第一输入电容C21进行放电的放电回路示意图，图中，点划线示意放电回路，虚线表示谐振回路。
或者，第二辅助电容C24通过第二开关元件Q22和第四二极管D24向第二输入电容C22放电，极性为上正下负，第二辅助电容C24两端的电压与第二输入电容C22两端的电压相等，即VC24＝VC22。图7示例性示出当第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通且第一开关元件Q21和第四开关元件Q24关断时，第二辅助电容C24对第二输入电容C22进行放电的放电回路示意图，图中，点划线示意放电回路，虚线示意谐振回路。
如果第一输入电容C21两端的电压和第二输入电容C22两端的电压相等，即VC21＝VC22，则当第一开关元件Q21和第四开关元件Q24开通时，第一输入电容C21向第二辅助电容C24充电，第二输入电容C22向第一辅助电容C23充电，使得第一辅助电容C23和第二辅助电容C24两端的电压相等，即VC23＝VC24，并且第一辅助电容C23和第二辅助电容C24的充电电荷也相等。当第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通时，第一辅助电容C23向第一输入电容C21放电，第二辅助电容C24向第二输入电容C22放电，第一辅助电容C23充向第一输入电容C21的电荷QC21与第二辅助电容C24充向第二输入电容C22的电荷QC22也相等，即QC21＝QC22。
如果第一输入电容C21和第二输入电容C22两端的电压不相等，例如VC21>VC22，那么当第一开关元件Q21和第四开关元件Q24开通时，第一输入电容C21向第二辅助电容C24充电，第二输入电容C22向第一辅助电容C23充电，第一输入电容C21充向第二辅助电容C24的充电电荷QC24和第二输入电容C22充向第一辅助电容C23的充电电荷QC23不相等，即QC23<QC24。当第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通时，仅第二辅助电容C24向第二输入电容C22放电，第二辅助电容C24将第一输入电容C21较第二输入电容C22多出的电荷逐渐转移至第二输入电容C22。如此，经数个充放电过程后，从而使得第一输入电容C21和第二输入电容C22两端的电压趋于相等。
如果第一输入电容C21两端的电压和第二输入电容C22两端的电压不相等，例如VC21<VC22，那么当第一开关元件Q21和第四开关元件Q24开通时，第一输入电容C21向第二辅助电容C24充电，第二输入电容C22向第一辅助电容C23充电，第一输入电容C21充向第二辅助电容C24的充电电荷QC24和第二输入电容C22充向第一辅助电容C23的充电电荷QC23不相等，即QC23>QC24。当第二开关元件Q22和第三开关元件Q23开通时，仅第一辅助电容C23向第一输入电容C21放电，第一辅助电容C23将第二输入电容C22较第一输入电容C21多出的电荷逐渐转移至第一输入电容。这样，经数个充放电过程后，从而使得第一输入电容C21和第二输入电容C22两端的电压趋于相等。
在图2所示例的结构中，通过控制第一电阻R1和第二电阻R2的阻值以及第一辅助电容C23和第二辅助电容C24的电容值可以控制充电放电的速度。
假设LLC串联谐振电路的开关频率为65kHz，母线电压为800V，电容C21到C24的电容值c1-c4均为100nF，耐压为450V，那么开关周期T为15.4μs，即t0-t1时间长度为7.7μs，t2-t3时间长度为7.7μs。
在某一时刻，如果第一输入电容C21和第二输入电容C22两端电压不相等，假设VC21>VC22，VC21＝420V，VC22＝380V，当第一辅助电阻R1的电阻值r1和第二辅助电阻R2的电阻值r2均为10欧姆时(r1＝r2＝10Ω)，时间常数τ等于充电电容的电容值和充电电阻的电阻值的乘积，以第一辅助电容和第一辅助电阻为例，τ＝r1*c1＝1μs。经过3τ(3μs)之后，第一输入电容C21便可以将第二辅助电容C24充满电，同样，第二输入电容C22便可以将第一辅助电容C23充满电，VC24＝420V，VC23＝380V。
如果选取第一辅助电阻R1和第二辅助电阻R2的阻值均为15欧姆(r1＝r2＝15Ω)，则时间常数τ为1.5μs，经过4.5μs之后，第一输入电容C21将第二辅助电容C24充满电，第二输入电容C22将第一辅助电容C23充满电。因此，通过将第一辅助电阻R1和第二辅助电阻R2的阻值选取为不同值，或者将第一辅助电容C23和第二辅助电容C24的电容值c3、c4选取为不同值，可以控制充电时间的快慢。
放电时，第二辅助电容C24会将比第一辅助电容C23多出的那部分电荷转移第二输入电容C22上。如此经过数个周期的充放电过程，第一输入电容C21和第二输入电容C22上的电压最终将维持平衡。
因此，在第一辅助电容C23和第二辅助电容C24的电容值相同的情况下，第一辅助电阻R1和第二辅助电阻R2的电阻值越大，充电时间越长，充电速度越慢。较佳地，可以使得第一辅助电容R1的电阻值r1和第一辅助电容C23的电容值c3满足如下的公式：3*(r1)*(c3)<(T/2)，使得第二辅助电阻R2的电阻值r2和第二辅助电容C24的电容值c4满足如下的公式：3*(r2)*(c4)<(T/2)。这样，就可以在一个开关周期内完成充放电过程了。
当改变LLC串联谐振电路的开关频率时，也可以通过改变第一辅助电容R1和第二辅助电阻R2的阻值来调节充放电的时间。例如，如果开关频率比65kHz高，则可以将第一辅助电阻R1和第二辅助电阻R2的阻值调小，使得相应的开关元件关断之前完成充电过程。如果开关频率比65kHz低，则可以将第一辅助电阻R1和第二辅助电阻R2的阻值调大，使得相应的开关元件关断之前完成充电过程。
图2所示例的电压平衡单元，每个电压平衡单元包括一电阻、一个电容和一个桥臂，可解决两个输入电容两端电压不平衡的问题。图2例举的电压平衡单元结构中所包含的元件体积小，不需要控制器，具有可靠性好或损耗低等优点。
此外，图2所示的电源转换器与传统技术中具有两个输入电容的电源转换器相比还具有如下的优点。如图15所示的现有技术中的电源转换器中，第一桥臂B11和第二桥臂B12各自具有一个LLC串联谐振回路(开关元件Q12和开关元件Q14分别并联一个LLC串联谐振回路)，每个LLC串联谐振回路中均需要使用一个变压器；而图2所示的结构仅使用了一个LLC串联谐振回路，该LLC串联谐振回路中仅使用了一个变压器，电路结构简单，电源转换器体积小，并且对于各个开关元件的控制也更简单。
图8示例性示出本申请电源转换器另一个实施例的结构示意图。该实施例与图2所示的实施例相比，不同之处在于：图8所示的实施例中不包括整流线路。
由于图8所示的实施例中省去了整流线路，因而，可以实现一种DC-AC电源转换器。
在前述各实施例中，输出电路中采用了LLC串联谐振电路，当然也可以采用其他的谐振结构。例如，输出电路中还可以采用通常的LC谐振电路。
图9示例性示出本申请电源转换器另一个实施例的结构示意图，该实施例与图2所示的实施例相比，不同之处在于：图9中，用桥臂B25和B26来代替图2中的第一单向桥臂B23和第二单向桥臂B24。具体而言，桥臂B25包括第一附加MOSFET Q41和第二附加MOSFET Q42，桥臂B26包括第三附加MOSFET Q43和第四附加MOSFET Q44。控制图9中各个附加MOSFET的开通和关断时序，桥臂B25和桥臂B26可实现与图2中所示单向桥臂B23和桥臂B24中二极管D21到D24的相同的功能。
前述各实施例主要描述了通过两个输入电容来分担母线电压的情况。在母线电压较高的情况下，可以采用更多的输入电容来分担母线电压，例如，可以采用3个或更多个输入电容来分担母线电压。
下面通过具体的例子来说明包括3个或3个以上功率模块时电源转换器的工作原理。
图10示例性示出本申请电源转换器另一个实施例的结构示意图，该实施例示出了N＝3的情况，即，电源转换器包括3个功率模块M1到M3的情况，这三个功率模块M1到M3的整流线路的输出端串联。
下面描述图10所示的电源转换器的原理。
三个功率模块M1到M3的第一桥臂中的两个开关元件交替开通，例如180度交替开通。例如，当开关元件Q61、Q63和Q65开通时，Q62、Q64和Q66关断，当开关元件Q61、Q63和Q65关断时，Q62、Q64和Q66开通。当然，各个开关元件的控制时序可以根据电源转换器的实际输出需求来确定，不限于上述提到的控制方式。
例如当开关元件Q61、Q63、Q65开通，且开关元件Q62、Q64和Q66关断时，第一输入电容C61对电容C65充电，第二输入电容C62对电容C67充电，电容C64对第一输入电容C61充电(相当于电容C64被放电)，具体充放电过程还需看各电容上电压情况；电容C66对第二输入电容C62充电(相当于电容C66被放电)，第二输入电容C62对电容C67充电，具体充放电过程还需看各电容上电压情况。当开关元件Q61、Q63、Q65关断并且开关元件Q62、Q64和Q66开通时，电容C65对第二输入电容C62充电(相当于电容C65被放电)，第二输入电容C62对电容C64充电；电容C67对第三输入电容C63充电(相当于电容C67被放电)，第三输入电容C63对电容C66充电，同样具体充放电过程还需看各电容上电压情况。
总之，具体的充电过程可能会根据三个桥臂中具体的开关元件开通和关断的控制以及三个输入电容上各自具体电压情况而充放电过程会有所不同。然而由以上实施例可归纳出，电压较高的输入电容会向相邻电压较低的输入电容所对应的功率模块中电压平衡单元充电，而这些相邻电压较低的输入电容所对应的电压平衡单元仅会向对应的输入电容放电，因此电压平衡单元可起到平衡输入电容之间电压的作用。不过，在开关元件初始的几次开通和关断过程中，电压较低的输入电容也会向相邻电压较高的输入电容对应的功率模块中的电压平衡单元充电。
图11示例性示出本申请电源转换器另一个实施例的结构示意图，该实施例也示出了N＝3的情况，与图13的不同之处在于，三个功率模块M1到M3的整流线路的输出端并联。图11与图10所示的电源转换器工作原理类似，不再赘述。
图12示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图。该实施例中，电源转换器包括第一直流输入端IN21、第二直流输入端IN22、N个输入电容C(1)、C(2)、……、C(N)和N个功率模块M1、M2、……、MN，N为等于或大于3的自然数。N个输入电容串联连接于两个直流输入端IN21和IN22之间。
第i个功率模块Mi包括第一桥臂B1(i)和输出电路O(i)，i取从1到N中的任意一个自然数。第一桥臂B1(i)与输入电容C(i)并联，第一桥臂B1(i)具有一桥臂中点，且与相邻功率模块中的第一桥臂B1(i+1)串联。
输出电路O(i)与第一桥臂B1(i)的中点连接而另一端和与该第一桥臂B1(i)并联的输入电容C(i)的一端连接，输出电路接收桥臂输出的一方波信号。该输出电路O(i)基于第一桥臂B1(i)的中点和第一桥臂B1(i)的一端处的信号生成电源转换器所需的输出信号。
第i个功率模块Mi还包括电压平衡单元71(i)，该电压平衡单元71(i)包括单向桥臂B2(i)，单向桥臂B2(i)对应地与输入电容C(i)并联，单向桥臂B2(i)与相邻功率模块中的单向桥臂B2(i+1)串联。
当电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，该电压平衡单元还包括一容性支路S，容性支路一端与该单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接。
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，该电压平衡单元还包括两个支容性支路，这两支容性支路的一端与该单向桥臂中点连接而该两个支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接。
在图12所示的电源转换器中，各个单向桥臂分别包括两个二极管，一个二极管的阳极与另一个二极管的阴极连接形成所述单向桥臂中点，两个二极管另外的阳极和阴极分别与对应的输入电容的两端连接。
容性支路S包括一个辅助电容和一个辅助电阻，辅助电容和辅助电阻串联。该图中的辅助电容和辅助电阻的参数值可以满足3RC<T/2的关系式，其中C代表辅助电容的电容值，R代表辅助电阻的电阻值，T代表各个第一桥臂的开关周期。
每个功率模块中的第一桥臂均可以包括串联的多个开关元件。例如，可以包括两个开关元件，这两个开关元件相互串联，且这两个开关元件的开通和关闭是互补的。这两个开关元件串联的共接点为该第一桥臂的中点。
在图12所示的结构中，通过在每个功率模块中增加电压平衡单元，可解决了多个输入电容两端的电压不平衡的问题。
图13示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图，该实施例示出了一种DC-DC转换器的结构，每个功率模块中的输出电路均包括谐振电路501、整流线路502和输出电容Cf。
谐振电路501是一个LLC串联谐振电路，包括谐振电感Ls、谐振电容Cs以及变压器T1。变压器T1原边等效还包括励磁电感Lm。谐振电感Ls、谐振电容与变压器1的原边串联，励磁电感Lm与变压器T1的原边并联。
变压器T1和整流线路502与图2中的类似，不再赘述。
图13所示的电源转换器中，各个整流线路的输出端串联。这种结构较佳地适用于高电压输出的情况。图13所例举的电压平衡单元中容性支路的机构与图2中所示容性支路的结构相同，因此不在这重复叙述。采用此种结构的电压平衡单元的元件体积小，不需要控制器，具有可靠性好或损耗低等优点。当然，不排除电压平衡单元存在其他变形但功能相同的等效结构，在此不再多进行例举。
图14示例性示出本申请电源转换器的另一个实施例的结构示意图，其中，各个整流线路的输出端并联，该结构较适用于大电流输出的情况。
对于图13和14所示的电源转换器，各个桥臂B1(1)～B1(N)中的开关元件的控制时序可以根据实际需要来确定。在此例举的均为半桥结构，每个桥臂包含两个开关元件，每个桥臂中的两个开关元件可以交替开通，例如可以是180度交替开通。
此外，图10-14的各实施例中，辅助桥臂中包括的开关元件除了可以是二极管之外，也可以是场效应管，例如可以是MOSFET。
各个充放电单元中的电阻的电阻值和电容的电容值也可以满足电阻的阻值和电容的电容值的乘积的3倍小于电源转换器中桥臂的开关周期的一半这一条件，使得能够在各个开关元件关断之前完成充或放电动作，提高电源转换器的可靠性。
本申请还提供一种如图1和图2所示的电源转换器的电压平衡方法，包括：
提供一种如图1或图2所示的电源转换器；
当第一输入电容和第二输入电容的电压不等时，添加与输入电容数目相同的电压平衡单元：一第一电压平衡单元和一第二电压平衡单元；
在电源转换器的半个工作周期内，控制第一输入电容向第二电压平衡单元充电，并控制第二输入电容向所述第一电压平衡单元充电；
在电源转换器的另外半个工作周期内，控制第一电压平衡单元向第一输入电容放电或者控制第二电压平衡单元向所述第二输入电容放电；
经数个电源转换器的工作周期后，第一输入电容和第二输入电容电压之间的电压差减小。
其中，电源转换器的半个周期可以是指图1和图2中第一桥臂中的第一开关元件Q21和第二桥臂中的第四开关元件Q24开通而第二开关元件Q22和第三开关元件Q23关闭的周期。电源转换器的另外半个周期可以是指第一开关元件Q21和第四开关元件Q24关闭而第二开关元件和第三开关元件Q23开通的周期。
通过这样的电压平衡方法就能够保持输入电容C21和C22两端的电压相等。
本申请还提供一种如图10-14中所述的电源转换器的电压平衡方法，包括：
提供一种如图10-图14中任一所述的电源转换器；
在N个输入电容的电压不等时，在每个功率模块中添加一电压平衡单元，所述电压平衡单元包括一单向桥臂，所述单向桥臂具有一单向桥臂中点，所述单向桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述单向桥臂与相邻功率模块中的单向桥臂串联；
在电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，所述电压平衡单元还包括一容性支路，所述容性支路一端与所述单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接；
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，所述电压平衡单元还包括两支容性支路，所述两支容性支路的一端均与所述单向桥臂中点连接而所述两支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接；
该方法还包括：
控制电压相对相邻输入电容较高的输入电容对电压较低的相邻输入电容对应的功率模块中电压平衡单元充电；
控制电压较低的该相邻输入电容所对应的功率模块中电压平衡单元对电压较低的所述相邻输入电容放电。
关于具有3个或3个以上功率模块的电源转换器的电压平衡方法可以参考前文参照图10详细描述的工作原理。
通过这样的电压平衡方法，就能平衡具有3个或3个以上功率模块的电源转换器中各个输入电容之间的电压。
虽然已参照典型实施例描述了本申请，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本申请能够以多种形式具体实施而不脱离本申请的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (26)

1.一种电源转换器，包括：
两个直流输入端；
一第一输入电容和一第二输入电容，所述第一输入电容和第二输入电容串联于所述两个直流输入端之间；
一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂串联连接于所述两个直流输入端之间，所述第一桥臂与所述第一输入电容并联，所述第一桥臂具有一第一桥臂中点，所述第二桥臂与所述第二输入电容并联，所述第二桥臂具有一第二桥臂中点；
一第一电压平衡单元和一第二电压平衡单元，所述第一电压平衡单元和第二电压平衡单元各具有三端，所述第一电压平衡单元的两端与所述第一输入电容并联而另一端与所述第二桥臂中点连接，所述第二电压平衡单元的两端与所述第二输入电容并联而另一端与所述第一桥臂中点连接，所述第一电压平衡单元与所述第二电压平衡单元用于减小所述第一输入电容和第二输入电容之间的电压差；以及
输出电路，与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点电连接。
2.根据权利要求1所述的电源转换器，其中，每个电压平衡单元均包括一单向桥臂和一容性支路；所述单向桥臂的两端为与所述输入电容并联，所述单向桥臂设有一单向桥臂中点；所述容性支路的一端连接所述单向桥臂中点而另一端与相应桥臂中点连接。
3.根据权利要求2所述的电源转换器，其中，所述单向桥臂包括两个二极管，一个所述二极管的阳极与另一个所述二极管的阴极连接形成所述单向桥臂中点，所述两个二极管的另外的阴极和阳极分别与对应的输入电容的两端连接。
4.根据权利要求2所述的电源转换器，其中，所述容性支路包括一辅助电容和一辅助电阻；所述辅助电容和辅助电阻串联。
5.根据权利要求4所述的电源转换器，其中，所述辅助电容和辅助电阻的参数值满足以下关系式：
3RC<T/2
其中，C代表所述辅助电容的电容值，R代表所述辅助电阻的电阻值，T代表所述第一桥臂和第二桥臂的开关周期。
6.根据权利要求1所述的电源转换器，其中，每个桥臂均包括两个开关元件，所述两个开关元件相互串联，且所述两个开关元件的开通和关闭互补；所述两个开关元件串联的共接点为所述桥臂中点。
7.根据权利要求6所述的电源转换器，其中，所述两个桥臂彼此相邻的两个开关元件同开同关，所述两个桥臂另外两个开关元件同开同关。
8.根据权利要求1所述的电源转换器，其中，所述输出电路包括一谐振电路，所述谐振电路的两端分别与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点耦接。
9.根据权利要求8所述的电源转换器，其中，所述谐振电路包括一谐振电感、一谐振电容、一变压器；所述谐振电感、谐振电容和变压器的原边相互之间串联。
10.根据权利要求9所述的电源转换器，其中，所述输出电路还包括一整流线路以及一输出电容；所述输出电容跨接于所述整流线路输出端之间，所述整流线路的输入端与所述变压器的副边连接。
11.一种电源转换器，包括：
两个直流输入端；
N个输入电容，所述N个输入电容串联连接于所述两个直流输入端之间；和
N个功率模块；
其中，每个功率模块均包括：
一桥臂，所述桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述桥臂具有一桥臂中点，所述桥臂与相邻功率模块中的桥臂串联；
一电压平衡单元，所述电压平衡单元包括一单向桥臂，所述单向桥臂具有一单向桥臂中点，所述单向桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述单向桥臂与相邻功率模块中的单向桥臂串联；
在电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，所述电压平衡单元还包括一容性支路，所述容性支路一端与所述单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接；
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，所述电压平衡单元还包括两支容性支路，所述两支容性支路的一端与所述单向桥臂中点连接而所述两支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接；和
一输出电路，所述输出电路的一端与所述桥臂中点连接而另一端和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接；
其中，N为等于或大于3的自然数。
12.根据权利要求11所述的电源转换器，其中，所述输出电路包括一谐振电路，所述谐振电路的两端分别与所述桥臂中点和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接。
13.根据权利要求12所述的电源转换器，其中，所述谐振电路包括一谐振电感、一谐振电容、一变压器；所述谐振电感、谐振电容和变压器的原边相互之间串联。
14.根据权利要求13所述的电源转换器，其中，所述输出电路还包括一整流线路和输出电容；所述输出电容跨接于所述整流线路输出端之间，所述整流线路的输入端与所述变压器的副边连接，所述整流线路的输出端与相邻功率模块中整流线路的输出端串联或并联。
15.根据权利要求11所述的电源转换器，其中，所述单向桥臂包括两个二极管，一个所述二极管的阳极与另一个所述二极管的阴极连接形成所述单向桥臂中点，所述两个二极管另外的阳极和阴极分别与对应的输入电容的两端连接。
16.根据权利要求11所述的电源转换器，其中，所述容性支路包括一辅助电容和一辅助电阻，所述辅助电容和所述辅助电阻串联。
17.根据权利要求16所述的电源转换器，其中，所述辅助电容和辅助电阻的参数值满足以下关系式：
3RC<T/2
其中，C代表所述辅助电容的电容值，R代表所述辅助电阻的电阻值，T代表所述桥臂的开关周期。
18.根据权利要求11所述的电源转换器，其中，所述桥臂包括两个开关元件，所述两个开关元件相互串联，且所述两个开关元件的开通和关闭是互补的；所述两个开关元件串联的共接点为所述桥臂中点。
19.一种电源转换器中输入电容的电压平衡方法，包括：
提供一种电源转换器，所述电源转换器包括：两个直流输入端；一第一输入电容和一第二输入电容，所述第一输入电容和第二输入电容串联于所述两个直流输入端之间；一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂串联连接于所述两个直流输入端之间，所述第一桥臂与所述第一输入电容并联，所述第一桥臂具有一第一桥臂中点，所述第二桥臂与所述第二输入电容并联，所述第二桥臂具有一第二桥臂中点；输出电路，与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点电连接；
当第一输入电容和第二输入电容的电压不等时，添加与输入电容数目相同的电压平衡单元：一第一电压平衡单元和一第二电压平衡单元；
在所述电源转换器的半个工作周期内，控制所述第一输入电容向第二电压平衡单元充电，并控制所述第二输入电容向所述第一电压平衡单元充电；
在所述电源转换器的另外半个工作周期内，控制所述第一电压平衡单元向第一输入电容放电或者控制所述第二电压平衡单元向所述第二输入电容放电；
经数个电源转换器的工作周期后，所述第一输入电容和第二输入电容电压之间的电压差减小。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述电压平衡单元包括一单向桥臂和一容性支路；所述单向桥臂与一所述桥臂并联，所述单向桥臂设有一单向桥臂中点；所述容性支路的一端连接所述单向桥臂中点而另一端连接另一所述桥臂的桥臂中点。
21.根据权利要求20所述的方法，所述单向桥臂包括两个二极管，一个所述二极管的阳极与另一个所述二极管的阴极连接形成所述单向桥臂中点，所述两个二极管的另外的阴极和阳极分别与所述对应的输入电容的两端连接。
22.根据权利要求19所述的方法，其中，所述输出电路包括一谐振电路，所述谐振电路的两端分别与所述第一桥臂中点和所述第二桥臂中点耦接。
23.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第一桥臂包括串联的第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和第二开关元件的开通和关闭互补；
所述第二桥臂包括串联的第三开关元件和第四开关元件，所述第三开关元件和第四开关元件的开通和关闭互补；
其中，在所述电源转换器的所述半个工作周期内，控制所述第一开关元件与所述第四开关元件开通，控制所述第二开关元件与所述第三开关元件关闭，从而控制所述第一输入电容向第二电压平衡单元充电以及控制所述第二输入电容向所述第一电压平衡单元充电；
在所述电源转换器的所述另外半个工作周期内，控制所述第一开关元件与所述第四开关元件关闭，控制所述第二开关元件与所述第三开关元件开通，从而控制所述第一电压平衡单元向第一输入电容放电或者控制所述第二电压平衡单元向所述第二输入电容放电。
24.一种电源转换器中输入电容的电压平衡方法，包括：
提供一种电源转换器，
所述电源转换器包括：两个直流输入端；
N个输入电容，N个所述输入电容串联连接于所述两个直流输入端之间；和
N个功率模块，N个所述功率模块与N个所述输入电容一对一并联；
其中，每个功率模块均包括：一桥臂和一输出电路；所述桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述桥臂具有一桥臂中点，所述桥臂与相邻功率模块中的桥臂串联，所述输出电路的一端与所述桥臂中点连接而另一端和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接；其中，N为等于或大于3的自然数；
在所述N个输入电容的电压不等时，在每个功率模块中添加一电压平衡单元，所述电压平衡单元包括一单向桥臂，所述单向桥臂具有一单向桥臂中点，所述单向桥臂对应地与一个所述输入电容并联，所述单向桥臂与相邻功率模块中的单向桥臂串联；
在电压平衡单元所在的功率模块只有一个相邻的功率模块时，所述电压平衡单元还包括一容性支路，所述容性支路一端与所述单向桥臂中点连接而另一端与相邻功率模块中桥臂中点连接；
在电压平衡单元所在的功率模块存在两个相邻功率模块时，所述电压平衡单元还包括两支容性支路，所述两支容性支路的一端均与所述单向桥臂中点连接而所述两支容性支路的另一端分别与两个相邻功率模块中桥臂中点连接；
所述方法还包括：
控制电压相对相邻输入电容较高的输入电容对电压较低的所述相邻输入电容对应的功率模块中电压平衡单元充电；
控制电压较低的所述相邻输入电容所对应的功率模块中电压平衡单元对电压较低的所述相邻输入电容放电。
25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述输出电路包括一谐振电路，所述谐振电路的两端分别与所述桥臂中点和与所述桥臂并联的输入电容的一端连接。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述谐振电路包括一谐振电感、一谐振电容以及一变压器；所述谐振电感、谐振电容和所述变压器的原边相互之间串联。
CN201210485698.1A 2012-11-23 2012-11-23 电源转换器及输入电容的电压平衡方法 Active CN103840657B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210485698.1A CN103840657B (zh) 2012-11-23 2012-11-23 电源转换器及输入电容的电压平衡方法
TW102100805A TWI474572B (zh) 2012-11-23 2013-01-09 電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法
US13/845,705 US9042122B2 (en) 2012-11-23 2013-03-18 Power converter and method for balancing voltages across input capacitors

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210485698.1A CN103840657B (zh) 2012-11-23 2012-11-23 电源转换器及输入电容的电压平衡方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103840657A CN103840657A (zh) 2014-06-04
CN103840657B true CN103840657B (zh) 2016-08-31

Family

ID=50773155

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210485698.1A Active CN103840657B (zh) 2012-11-23 2012-11-23 电源转换器及输入电容的电压平衡方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9042122B2 (zh)
CN (1) CN103840657B (zh)
TW (1) TWI474572B (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2693619A2 (en) * 2012-08-03 2014-02-05 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd Single stage forward-flyback converter and power supply apparatus
US10177781B2 (en) 2013-06-24 2019-01-08 Silicon Laboratories Inc. Circuit including a switched capacitor bridge and method
CN109757124A (zh) 2016-08-01 2019-05-14 皇家飞利浦有限公司 多电平谐振dc-dc转换器
CN106533376B (zh) * 2016-10-26 2024-02-09 浙江大学 用于模块化串联的电磁轴承用的开关功率放大器
CN106533232A (zh) * 2016-12-05 2017-03-22 特变电工西安电气科技有限公司 一种中点箝位llc谐振变换控制方法
RU176670U1 (ru) * 2017-02-20 2018-01-25 ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ОБРАЗОВАНИЯ "Брянский государственный технический университет" Импульсный преобразователь напряжения с адаптивной системой управления нелинейной динамикой
US11336203B2 (en) 2018-09-07 2022-05-17 Socovar S.E.C. Multilevel electric power converter
CN111446861B (zh) * 2019-01-16 2021-02-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
CN111446860B (zh) 2019-01-16 2021-09-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
US10804798B1 (en) * 2019-04-29 2020-10-13 Infineon Technologies Austria Ag Switched-capacitor converter with multi-tapped autotransformer
CN110212794B (zh) * 2019-05-20 2024-06-07 深圳市优优绿能股份有限公司 一种整流均压电路以及高压大功率功率变换系统
WO2021155339A1 (en) 2020-01-31 2021-08-05 Enphase Energy, Inc. Methods and apparatus for controlling a power converter
WO2021175462A1 (en) * 2020-03-06 2021-09-10 Inesc Tec Instituto De Engenharia De Sistemas E Computadores, Tecnologia E Ciência Power converter
CN112737347B (zh) * 2020-12-30 2021-07-13 深圳市优优绿能电气有限公司 一种超宽范围大功率变换器电路
CN113992003A (zh) * 2021-09-24 2022-01-28 南京矽力微电子技术有限公司 功率转换模块及功率转换器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5808879A (en) * 1996-12-26 1998-09-15 Philips Electronics North America Corporatin Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter
CN1523746B (zh) * 2003-09-03 2010-04-14 浙江大学 三电平llc串联谐振dc/dc变换器
DE102005030601A1 (de) * 2005-06-30 2007-01-11 Siemens Ag Österreich Netzteil mit Vollbrückenschaltung und großem Regelungsbereich
CN101373933B (zh) * 2007-08-24 2011-11-23 力博特公司 一种具有平衡能力的半桥变换器及其控制方法
TWI367623B (en) * 2008-03-14 2012-07-01 Delta Electronics Inc Parallel-connected resonant converter circuit and controlling method thereof
US7742318B2 (en) * 2008-06-10 2010-06-22 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multi-element resonant converters
US8536735B2 (en) * 2009-02-27 2013-09-17 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Converter with input voltage balance circuit
US8411473B2 (en) * 2010-12-20 2013-04-02 Allis Electric Co., Ltd. Three-phase power supply with three-phase three-level DC/DC converter
CN102332818B (zh) * 2011-09-13 2013-08-28 天津大学 一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法
CN102594152B (zh) * 2012-02-27 2014-08-06 浙江大学 一种串联型半桥dc-dc变换器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器

Also Published As

Publication number Publication date
TW201421846A (zh) 2014-06-01
US9042122B2 (en) 2015-05-26
CN103840657A (zh) 2014-06-04
US20140146572A1 (en) 2014-05-29
TWI474572B (zh) 2015-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103840657B (zh) 电源转换器及输入电容的电压平衡方法
CN102832801B (zh) 一种模块化多电平变换器电容分组预充电的系统及方法
CN100456613C (zh) 开关电源装置
CN102545562B (zh) 降低电变换器中的谐波畸变的系统和方法
CN109874385B (zh) 电力转换系统
CN102624266A (zh) 三电平逆变电路
CN101860206A (zh) 三电平降压型变换器
Lee et al. Battery equalization using bi-directional Cuk converter in DCVM operation
CN104917412A (zh) 一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路
CN104852590B (zh) 一种新型三电平llc谐振变换器
CN106549597A (zh) 一种基于有源箝位磁复位的双向ac‑dc变换器
CN103312178A (zh) 一种双向dc/dc变换器及应用其的电池检测设备
CN105939126A (zh) 一种开关电感型混合准z源逆变器
WO2023230920A1 (zh) 一种dc/dc变换电路、dc/dc变换器以及供电设备
CN106411120A (zh) 一种开关组件及其应用、控制方法
CN108964449A (zh) 一种新型ac-dc（dc-dc）电路及控制方法
CN202261028U (zh) 一种多相错相并联双级变换器
CN106611975A (zh) 能量转换系统
CN106410910A (zh) 一种三电平双向充放电电路
CN106452152A (zh) 一种开关升压型高增益准z源逆变器
CN109067160A (zh) 一种网侧预充电的软开关变流器的启动方法
CN104821627A (zh) 充放电电路
CN100571007C (zh) 超导储能用双向多电平软开关dc/dc及其电压侧移相控制方法
CN112615556A (zh) 一种多电平逆变器以及多电平逆变器的控制方法
CN107482921A (zh) 一种双向dc‑dc变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant