CN100571007C - 超导储能用双向多电平软开关dc/dc及其电压侧移相控制方法 - Google Patents

Abstract

一种超导储能用双向多电平软开关DC/DC，由电压单元、变压器单元和电流单元三部分组成。电压单元可通过增加变压器原边的绕组和H桥逆变器的数量，提高电压等级，电流单元可通过并联形式提高电流等级。电压单元的电流等级也可通过H桥逆变器直流输出端并联的形式获取，电流单元的电压等级也可以通过其直流输出端的串联获取。本发明通过变压器进一步降低电流单元的电压，加在超导磁体上的电压相对较低，从而减少了电流侧的纹波，减轻了对滤波电路的要求和超导磁体的交流损耗。同时，它还能实现电流单元全部开关管的零电流开关，电压单元全部开关管的零电压开关，本发明采用电压单元移相控制的方式，使系统灵活工作在充放电状态。

Description

超导储能用双向多电平软开关DC/DC及其电压侧移相控制方法

技术领域

本发明涉及一种超导储能用的直流变换器及其控制方法，特别涉及一种超导储能技术双向多电平软开关DC/DC及其电压侧移相控制方法。

背景技术

近年来，随着超导材料技术的发展，超导材料在电力领域的运用越来越得到人们的关注与重视，世界各国纷纷开展超导电力技术的研究。其中超导储能技术由于能实现脉冲能量调节、电力系统稳定控制等多方面的功能而倍受人们的关注，成为目前唯一商业化的超导电力技术。超导储能技术一般分为电压源型和电流源型两种类型，其中电压源型和电流源型相比，技术更为成熟，从而成为超导储能系统的主流选择。在电压源型超导储能装置中，需要用DC/DC对超导磁体进行充放电。目前常用的DC/DC技术要么是需要充放电设备各一套，如美国专利US005159261“采用充电和放电DC/DC的超导储能稳定装置”；要么采用一套装置同时实现充放电的功能，如美国专利US005661646“采用不同相角的多重化DC/DC斩波器”和美国专利US004695932“超导储能电路”。这些专利虽然采用的拓扑结构不一样，但是都没有解决两个关键的问题：1、开关管的软开关问题。这些DC/DC都是通过硬开关来实现超导磁体的充放电，开关管开关应力大，损耗大，不仅大大缩短了开关管的寿命，而且降低了系统的工作效率。2、直流电压端电压低，且只有一个直流端电压接口，无法与先进的多电平电压源逆变器相连。图1为美国专利US004695932“超导储能电路”的拓扑结构图，其中10为用于超导磁体充放电的DC/DC斩波器。它通过开关管17a和17b的硬开关来实现对超导磁体的充放电，开关管的应力大，损耗也大；同时，它只有一个直流端电压接口，如图1所示的电容9两端所提供的直流电压接口，为了减小谐波，它只能通过采用多重化的形式的电压源换流器与高压电力系统相连。而多重化的电压源换流器需要使用多个体积庞大，价格昂贵的工频变压器。不仅大大增大了系统的体积，还大大增加了系统的成本。工频变压器的体积和成本都占到整个系统的40％以上。

发明内容

为了克服已有技术的不足，本发明提供了一种可以实现能量双向流动的多电平DC/DC，它的电压单元可以根据需要，通过增加变压器原边的绕组和H桥逆变器的数量，提高电压等级，而它的电流单元可通过并联的形式提高电流等级，同时电压单元的电流等级也可以通过H桥逆变器直流输出端并联的形式来获取，电流单元的电压等级也可以通过其直流输出端的串联来获取。由于可以通过变压器降低电流单元的电压，加在超导磁体上的电压相对较低，从而减少了电流侧的纹波，减轻了对滤波电路的要求和超导磁体的交流损耗。同时，它还能实现电流单元全部开关管的零电流开关，电压单元全部开关管的零电压开关，提高了工作效率。并且，通过采用变压器降压，使电流单元可以采用电压容量低而电流容量大的开关器件，而电流侧电流源换流器单元模块的并联，则进一步提高了电流侧的通流能力，从而有效地提高了超导磁体的储能量。本发明还能通过变压器钳位，在外部输入电流一致并且变压器原边等效串联电阻一致的情况下，使得每个H桥逆变器直流端电容器上的电压能自动保持一致，在外部输入电流不同并且变压器原边等效串联电阻存在一定误差的情况下，其直流端电压仅有微小的稳态误差，完全符合工程应用的要求，解决了多电平DC/DC直流端电压难以平衡的难题，并使得与之相连的多电平逆变器的直流端电压也得到了平衡控制，使得超过五电平的多电平逆变器运用于高压系统成为可能，从而避免了采用多重化的电压源逆变器与高压系统相连，降低了系统的体积和成本。本发明不仅能运用于超导储能系统，而且还能作为多电平逆变器的辅助电压平衡装置，用以解决多电平逆变器直流端电压不平衡的问题。

本发明的拓扑结构由电压单元、变压器单元和电流单元三部分组成。其中直流电压端分离形式的拓扑结构可用于连接级联逆变器，而直流电压端连接形式的拓扑结构可用于连接二极管钳位、电容器钳位等形式的多电平逆变器。其中电压单元为多个开关管并联电容的H桥逆变器，H桥逆变器的每个开关管都并联电容器。H桥逆变器的交流端接变压器原边绕组，H桥逆变器的直流端与电容器并联。变压器单元为一个在原边和副边都有多个绕组的变压器，变压器原副边的绕组都在同一个磁芯上，原边绕组的匝数相等，副边绕组的匝数也相等；可以为普通变压器或副边带中间抽头的变压器。电流单元的结构根据变压器单元而定。若为普通变压器，副边为全桥形式的电流源逆变器，若为带中间抽头的变压器，副边为全波形式的电流源逆变器。电流源逆变器的直流端可根据需要进行串联、并联或串并联。电压单元根据需要，也可采用几个H桥逆变器为一组，在直流端进行并联。为了提高功率密度，变压器可用高频变压器。直流端分离形式的拓扑结构中，H桥逆变器直流端相互独立，彼此没有连接，而直流端连接形式的拓扑结构中H桥逆变器直流端上下相互连接。

本发明的控制方法采用电流单元的触发脉冲不变，而在电压单元进行移相控制的方法。根据电压单元的移相角，可以使变换器工作在充电和放电的状态。调整电压单元的移相角，若使得电流单元直流端输出电压的平均值大于零，则处于充电状态；小于零，则处于放电状态。这种控制方法简单易行，而且充放电转换的速度快。同时这种方法在充放电的过程中，电流单元直流端输出电压，基本上是一种单极性的电压，电流的纹波相对较小，超导磁体的程中，电流单元直流端输出电压，基本上是一种单极性的电压，电流的纹波相对较小，超导磁体的交流损耗较小，而且对电流侧滤波电路的要求也比较低。

附图说明

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

图1为现有技术美国专利US004695932的原理图。

图2为本发明的三电平直流电压端分离形式的拓扑结构原理图。图中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8为开关管，D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8为二极管，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为电流只能单相流动的开关或者是双向流动的开关与二极管相串联的组合，L为超导磁体。

图3为本发明的三电平直流电压端连接形式的拓扑结构原理图。图中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8为开关管，D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8为二极管，C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为电流只能单相流动的开关或者是双向流动的开关与二极管相串联的组合，L为超导磁体。

图4为本发明多电平直流电压端分离形式的一个拓扑结构原理图。其中C1-Cn为电容器，FB-1……FB-n为开关管并联电容器的H桥逆变器，REC-1……REC-n为电流源逆变器。L1……Ln为均流电感，L为超导磁体。其中电流单元采用并联的形式，根据需要，也可以采用串联或串并联结合的形式。电压单元根据需要，也可采用几个H桥逆变器为一组，在直流端进行并联。

图5为本发明多电平直流电压端连接形式的一个拓扑结构原理图。其中C1-Cn为电容器，FB-1……FB-n为开关管并联电容器的H桥逆变器，REC-1……REC-n为电流源逆变器。L1……Ln为均流电感，L为超导磁体。其中电流单元采用并联的形式，根据需要，也可以采用串联或串并联结合的形式。电压单元根据需要，也可采用几个H桥逆变器为一组，在直流端进行并联。

图6为本发明的实施例1。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为晶闸管，L为超导磁体。

图7为本发明的实施例2。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为晶闸管，L为超导磁体。

图8为本发明的实施例3。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为IGBT，D1、D2为二极管，L为超导磁体。

图9为本发明的实施例4。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为IGBT，D1-D4为二极管，L为超导磁体。

图10为本发明的实施例5。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为晶闸管，L为超导磁体。

图11为本发明的实施例6。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为晶闸管，L为超导磁体。

图12为本发明的实施例7。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为IGBT，D1、D2为二极管，L为超导磁体。

图13为本发明的实施例8。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为IGBT，D1-D4为二极管，L为超导磁体。

图14为一个充电周期内的开关时序图。

图15为一个放电周期内的开关时序图。

图16为电流单元半控型开关与全控型开关触发脉冲对比图。

图17为在充电开关时序图中，[t₃，t₄]内变压器原边的等效电路图。

图18为在放电开关时序图中，[t₂，t₄]内变压器原边的等效电路图。

具体实施方式

图2为本发明的三电平直流电压端分离形式的拓扑结构原理图。如图2所示，本发明的拓扑结构由电压单元、变压器单元和电流单元三部分组成，其电压单元由两个H桥逆变器组成。其中每个开关都有相应的反并联二极管，并与相应的电容器并联。在第一个H桥逆变器中，开关Q1、Q3组成一个桥臂，开关Q2、Q4组成另一个桥臂，两个桥臂的两端相互连接并与电容器Cd1并联。桥臂的两个中点A1、B1与变压器原边的一个绕组相连，变压器原边两个绕组的匝数相等。第二个H桥逆变器的组成方式与第一个完全相同，开关Q5、Q7组成一个桥臂，开关Q6、Q8组成另一个桥臂，两个桥臂的两端相互连接并与电容器Cd2并联，其桥臂的两个中点A2、B2与变压器原边的另一个绕组相连。变压器为副边带中间抽头的变压器。其电流单元为开关管T1、T2组成的电流源逆变器。T1、T2的一端与变压器的两端相连，另一端相互连接，并与超导磁体的一端相连。超导磁体L的另一端与变压器的中间抽头相连。

图3为本发明的三电平直流电压端连接形式的拓扑结构原理图。其拓扑结构与图1几乎完全相同，唯一不同之处在于其第一个H桥逆变器直流端电容Cd1的下端与第二个H桥逆变器直流端电容Cd2的上端相连。其它连接方式由于与图1完全相同，所以这里不再赘述。

图4为本发明多电平直流电压端分离形式的一个拓扑结构原理图。电压单元由多个H桥逆变器组成；变压器单元为一个在原边和副边都有多个绕组的变压器，变压器原副边的绕组都在同一个磁芯上，原边绕组的匝数相等，副边绕组的匝数也相等；电流单元由多个电流源逆变器组成。其中C……Cn为电容器，FB-1……FB-n为开关管并联电容器的H桥逆变器，每个H桥逆变器的交流输出端都与变压器原边的一个绕组相连；REC-1……REC-n为电流源逆变器，其交流电流端与变压器副边的绕组相连；L1……Ln为均流电感，它们的一端与电流源逆变器REC-1……REC-n的直流输出端的一端相连，另一端与超导磁体L的一端相连。超导磁体L的另一端与电流源逆变器REC-1……REC-n直流输出端的另一端相连。电流源逆变器REC-1……REC-n直流输出端的另一端相互连接。在这个拓扑结构中，电流单元采用并联的形式，根据需要，也可以采用串联或串并联结合的形式。电压单元根据需要，也可采用几个H桥逆变器为一组，在直流端进行并联。

图5为本发明多电平直流电压端连接形式的一个拓扑结构原理图。其拓扑结构与图4几乎完全相同，所不同的是，开关管并联电容器的H桥逆变器FB-1……FB-n中，每个H桥逆变器直流端电容C1-Cn的上端与上一个H桥逆变器直流端电容下端相连，每个H桥逆变器直流端电容C1-Cn的下端与下一个H桥逆变器直流端电容的上端相连。头尾两个H桥逆变器直流端电容C1的上端和Cn的下端不连接。在这个拓扑结构中，电流单元采用并联的形式，根据需要，也可以采用串联或串并联结合的形式。电压单元根据需要，也可采用几个H桥逆变器为一组，在直流端进行并联。

图6为本发明的实施例1。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为晶闸管，L为超导磁体。其连接方式与图2完全相同，所不同的是它用实际开关代替理想开关。其中IGBT可为1MBI600PX-120，晶闸管可以为KA1200。

图7为本发明的实施例2。图中Q1-Q8为I6BT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为晶闸管，L为超导磁体。它的电压单元连接方式与图6完全相同，这里不再赘述。它的变压器副边不带中间抽头。电流单元为T1-T4组成的电流源逆变器，T1和T3构成其中一个桥臂，T2和T4构成其中另一个桥臂。两个桥臂的两端相互连接并与超导磁体两端并联，两个桥臂的中点与变压器副边的两端相连。其中IGBT可为1MBI600PX-120，晶闸管可以为KA1200。

图8为本发明的实施例3。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为副边带中间抽头的变压器，T1、T2为IGBT，D1、D2为二极管，L为超导磁体。其连接方式与附图6几乎完全相同，唯一不同之处在于，它用IGBT与二极管相互连接作为一个整体，来代替附图6中的一个晶闸管。其中IGBT可为1MBI600PX-120，二极管可为MDN 600C20。

图9为本发明的实施例4。图中Q1-Q8为IGBT，C1-C8为相应开关管上的并联电容器，Cd1、Cd2为H桥逆变器直流端电容器，Tr为变压器，T1-T4为IGBT，D1-D4为二极管，L为超导磁体。其连接方式与图7几乎完全相同，唯一不同之处在于，它用IGBT与二极管相互连接作为一个整体，来代替附图7中的一个晶闸管。其中IGBT可为1MBI600PX-120，二极管可为MDN 600C20。

图10、11、12、13分别与图6、7、8、9的连接方式几乎完全相同。唯一不同之处在于它们的第一个H桥逆变器直流端电容的下端与第二个H桥逆变器直流端电容的上端相连。

本发明的具体工作原理和过程如下：

本发明可工作在充电和放电两种状态。

在充电状态，本发明变换器在一个开关周期共有8种开关模态，分别对应于[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]、[t₅，t₆]、[t₆，t₇]、[t₇，t₈]，其三电平形式的开关时序图如图14所示。其中[t₀，t₄]为前半周期，[t₄，t₈]为后半周期。下面结合附图2(设其中电流单元的开关器件为晶闸管等半控型开关)，详细描述其工作过程，其中U_A1B1为第一个H桥逆变器交流端输出电压，U_A2B2为第二H桥逆变器交流端输出电压。U_s为变压器副边输出电压。I_P1为第一个H桥逆变器交流端输出电流，I_P2为第二个H桥逆变器交流端输出电流。U_o为电流源逆变器直流端输出电压。变压器的变比为K。I_tr1为流过第一个晶闸管的电流，I_tr2为流过第二个晶闸管的电流。

开关模态1(对应于[t₀，t₁])。t₀时刻之前，U_AB1、U_AB2为负，I_P1、I_P2为负，T2导通，T1关断，加载超导磁体两端的电压与电流的方向相同，超导磁体上的电流增加。原边电流I_P1的流向为Q2-B1-A1-Q3，原边电流I_P2的流向为Q6-B2-A2-Q7。t₀时刻，Q3、Q7关断，由于有C3、C7所以是零电压关断。原边电流I_P1给C3充电，C1放电；原边电流I_P2给C7充电，C5放电。充放电过程结束后，C1，C5上的电压为零，C3、C7上的电压为电容器Cd1、Cd2上的电压。原边电流I_P1的流向为Q2-B1-A1-D1，原边电流I_P2的流向为Q6-B2-A2-D5。U_A1B1、U_A2B2为零，变换器既不充电也不放电。

开关模态2(对应于[t₁，t₂])。t₁时刻，Q1、Q5开通，由于C1、C5上的电压为零，所以为零电压开通。原边电流的流向不变，U_A1B1、U_A2B2仍然为零，变换器既不充电也不放电。

开关模态3(对应于[t₂，t₃])。t₂时刻，Q2、Q6关断，由于有C2、C6所以是零电压关断。原边电流I_P1给C2充电，C4放电；原边电流I_P2给C6充电，C8放电。充放电过程结束后，C4，C8上的电压为零，C2、C6上的电压为电容器Cd1、Cd2上的电压。原边电流I_P1的流向为D4-B1-A1-D1，原边电流I_P2的流向为D8-B2-A2-D5。U_A1B1、U_A2B2为正，与原边电流的方向相反，超导磁体上的电流减少。

开关模态4(对应于[t₃，t₄])。t₃时刻，给T1施加触发脉冲，由于T1两端承受正电压，在触发脉冲的作用下，T1开通，由于变压器存在漏感，流过T1的电流逐渐增加，T1实现了零电流开通。而此时，T2承受反向电压，在反向电压的作用下，流过T2的电流逐渐减少到零，T2过零关断，从而实现了零电流关断。T2关断后，可控整流电路的输出电压U_o正向超导磁体上，超导磁体上的电流增加。

以上为充电状态上半周期的开关过程，由于下半周期的工作原理与上半周期完全相同，这里不在赘述。

在放电状态，本发明变换器在一个开关周期共有10种开关模态，分别对应于[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]、[t₅，t₆]、[t₆，t₇]、[t₇，t₈]、[t₈，t₉]、[t₉，t₁₀](见附图15)。其中[t₀，t₅]为前半周期，[t₅，t₁₀]为后半周期。

开关模态1(对应于[t₀，t₁])。t₀时刻之前，U_AB1、U_AB2为正，I_P1、I_P2为正，T1导通，T2关断，加载超导磁体两端的电压与电流的方向相同，超导磁体上的电流增加。原边电流I_P1的流向为Q1-A1-B1-Q4，原边电流I_P2的流向为Q5-A2-B2-Q8。t₀时刻，Q1、Q5关断，由于Q1、Q5上有并联电容器C1、C5，所以是零电压关断。原边电流I_P1给C1充电，C3放电；原边电流I_P2给C5充电，C7放电。充放电过程结束后，C3，C7上的电压为零，C1、C5上的电压为电容器Cd1、Cd2上的电压。原边电流I_P1的流向为D3-A1-B1-Q4，原边电流I_P2的流向为D7-A2-B2-Q8。U_A1B1、U_A2B2为零，变换器既不充电也不放电。

开关模态2(对应于[t₁，t₂])。t₁时刻，Q3、Q7开通，由于C3、C7上的电压为零，所以是零电压开通。原边电流的流向不变，U_A1B1、U_A2B2仍然为零，变换器既不充电也不放电。

开关模态3(对应于[t₂，t₃])。t₂时刻，Q4、Q8关断，由于有C4、C8，所以是零电压关断。原边电流I_P1给C4充电，C2放电；原边电流I_P2给C8充电，C6放电。充放电过程结束后，C2，C6上的电压为零，C4、C8上的电压为电容器Cd1、Cd2上的电压。原边电流I_P1的流向为D3-A1-B1-D2，原边电流I_P2的流向为D7-A2-B2-D6。U_A1B1、U_A2B2为负，与原边电流的方向相反，超导磁体放电，电容器Cd1、Cd2充电。

开关模态4(对应于[t₃，t₄])。t₃时刻，Q2、Q6开通，由于C2、C6上的电压为零，所以是零电压开通。原边电流流向不变，U_A1B1、U_A2B2为仍然负，工作状态与开关模态4相同。

开关模态5(对应于[t₄，t₅])。T₄时刻，给T2施加触发脉冲，由于T2两端承受正电压，在触发脉冲的作用下，T2开通，由于变压器存在漏感，流过T2的电流逐渐增加，T2实现了零电流开通。而此时，T1承受反向电压，在反向电压的作用下，流过T1的电流逐渐减少到零，T1过零关断，从而实现了零电流关断。T1关断后，可控整流电路的输出电压U_o正向超导磁体上，超导磁体上的电流增加。换相完成后原边电流I_P1的流向为Q2-B1-A1-Q3，原边电流I_P2的流向为Q6-B2-A2-Q7。

以上为放电状态上半周期的开关过程，由于下半周期的工作原理与上半周期完全相同，这里不在赘述。

从上述充放电过程来看，这种变换器完全实现了电压单元的零电压开关和电流单元的零电流开关，具有很高的工作效率。

以上为电流单元采用半控型器件如晶闸管的工作原理。对于电流单元采用全控型开关与二极管串联的形式，其控制方法几乎完全相同，唯一不同的是电流单元的触发脉冲，两者脉冲对比如图16所示。其中T1、T2为半控型开关的触发脉冲，S1、S2为全控型开关的触发脉冲。对于半控型开关，t₀时刻，给T1触发脉冲，此时加在T1上的电压大于零，由于变压器有漏感，流过T1的电流逐渐增加，T1零电流开通，而加在T2上的电压小于零，流过T2的电流逐渐减小，T2过零关断，实现零电流关断。对于全控型开关，t₀时刻，给S1触发脉冲，此时加在S1上的电压大于零，由于变压器有漏感，流过S1的电流逐渐增加，S1零电流开通，而加在S2上的电压小于零，流过S2的电流逐渐减小到零，当S2减小到零后，t₁时刻，关断S2，从而实现零电流关断。

下面对于三电平形式变换器(n＝2)的变压器钳位原理进行说明，扩展电路(n＞2)的工作原理于它基本相同。所谓变压器钳位，是变压器原边绕组N_P1、N_P2绕在同一磁芯上，如果N_P1、N_P2的匝数相同，那么绕组N_P1、N_P2的两端电压时刻保持相同。同理，如果副边同样有多个绕组，只要绕组数相同，其两端的电压也相同。

下面以充电过程为例进行说明。设半个开关周期为T。充电过程可分为三个阶段，一是变压器原边向副边传递能量；二是变压器原副边电压为零(变换器处于零状态)；三是原副边开关管的开关和换相过程。其中第三个阶段时间很短，可以忽略。第二个阶段原边电流在H桥逆变器内部流动，H桥逆变器直流端电容不参与整个过程。所以H桥直流端电压能否平衡取决于第一个阶段。第一个阶段对应的时间为T₁，对应附图14中的[t₃，t₄]，即T₁＝t₄-t₃，其等效电路图如图17所示，其中r₁为第一个H桥开关管、导线、变压器原边绕组N_P1的总电阻，其中r₂为第二个H桥开关管、导线、变压器原边绕组N_P2的总电阻，E_p11，E_p12为变压器原边的端电压，i_p11、i_p12为变压器原边的电流，i₁为外部电路注入第一个H桥逆变器直流端的电流，i₂为外部电路注入第二个H桥逆变器直流端的电流，变压器的漏感很小，可以忽略。另设此阶段变压器副边的端电压为E_s11，E_s12，变压器副边的电流为i_s11，i_s12，令 $d=\frac{T_1}{T}.$

两个直流端电压之和为2U，设在外部扰动下，第一个直流端输出电压为U+ΔU，第二个直流端输出电压为U-ΔU，变压器副边的匝数为N_s1、N_s2，原副边匝比为K。

根据磁链守恒定律有：

$E_{p11}=N_{p1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}},$ $E_{P12}=N_{p2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}$

$E_{s11}=N_{s1}\frac{d\mathrm{\Φ}1}{\mathrm{dt}},$ $E_{s12}=N_{s2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}$

令N_p1＝N_p2＝N_p，N_s1＝N_s2＝N_s    (1)

有

E_p1＝E_p11＝E_p12＝KE_s11＝KE_s12＝KE_s1

由能量守恒定理可知：

$N_{P1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}*i_{p11}+N_{p2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}*i_{p12}=N_{s1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}*i_{s11}+N_{s2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_1}{\mathrm{dt}}*i_{s12}$

代入(1)得

N_p*(i_p11+i_p12)＝N_s*(i_s11+i_s12)＝N_s*I₀(其中I₀为超导磁体中的电流)

从而有： $i_{p11}+i_{p12}=\frac{I_0}{K}$ (2)(以图17中所示的流向为参考方向)

由图17可知

$i_{p11}=\frac{(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_1},---\left(3\right)$

$i_{p12}=\frac{(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_2}---\left(4\right)$

由(2)、(3)、(4)得

$\frac{(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_1}+\frac{(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_2}=\frac{I_0}{K}$

$\frac{[(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]r_2+[(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]r_1}{r_1{r}_2}=\frac{I_0}{K}$

令r₁＝R，r₂＝R+ΔR                          (5)

得：

$\frac{[(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}](R+\mathrm{\ΔR})+[(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]R}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{K}$

$\frac{(U-E_{p1})(2R+\mathrm{\ΔR})+\mathrm{\ΔU\ΔR}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{K}$

忽略高阶小项ΔUΔR，得

$\frac{(U-E_{p1})(2R+\mathrm{\ΔR})}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{K}$

$U-E_{p1}=\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}---\left(6\right)$

设i_p1、i_p2为上下两个变压器输出端的平均电流，则：

$i_{p1}=\frac{\frac{(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_1}{T}_1}{T}$

$=\frac{(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_1}d---\left(7\right)$

同理可得：

$i_{p2}=\frac{(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}}{r_2}d---\left(8\right)$

$\mathrm{\Δ}{i}_p=i_{p1}-i_{p2}$

$=\frac{[(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]r_2-[(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]r_1}{r_1{r}_2}d$

代(5)

$\mathrm{\Δ}{i}_p=\frac{[(U+\mathrm{\ΔU})-E_{p1}](R+\mathrm{\ΔR})-[(U-\mathrm{\ΔU})-E_{p1}]R}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

${\mathrm{\Δi}}_p=\frac{2\mathrm{\ΔUR}+(U+\mathrm{\ΔU}-E_{p1})\mathrm{\ΔR}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

$=\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}(U-E_{p1})+\mathrm{\ΔR\ΔU}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

忽略高阶小项ΔRΔU，则上式可简化为：

${\mathrm{\Δi}}_p=\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}(U-E_{p1})}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d---\left(9\right)$

代入(6)可得：

$\mathrm{\Δ}{i}_p=\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

设流入Cd1、Cd2的电流为i_Cd1、i_Cd2，则

i_Cd1＝i₁-i_p1，i_Cd2＝i₂-i_p2，两者之间的差值为：

Δi_Cd＝i₁-i_p1-(i₂-i_p2)＝Δi-Δi_p

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=i_1-i_2-\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d---\left(10\right)$

若Δi_Cd＞0则代表流入Cd1的电流大于流入Cd2的电流，Cd1上的电压相对于Cd2增加；若Δi_Cd＜0则代表流入Cd1的电流小于流入Cd2的电流，Cd1上的电压相对于Cd2减小。

若i₁＝i₂，即外部电路流入电压单元两个直流端的电压相等，这种情况见于采用级联逆变器或者采用其他形式的多电平逆变器且其零序分量等于零的情况；且ΔR＝0，即每个H桥开关管、导线、变压器原边绕组的总电阻完全相等，则 $\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=\frac{-2\mathrm{\ΔU}}{R}d.$ 若ΔU＞0，即上侧直流端的电压大于下侧，则Δi_Cd＜0，由于R很小，上侧直流端的电压相对于下侧迅速减少直至ΔU＝0。设ΔU＝1V，R＝0.01Ω， $d=\frac{1}{2},$ 则Δi_Cd＝-100A，可见，一个微小的电压变化都能引起流入电容电流差值的巨大变化，使得直流端电压迅速恢复平衡。同理，若ΔU＜0，即上侧直流端的电压小于下侧，则Δi_Cd＞0，上侧直流端的电压相对于下侧迅速增加直至ΔU＝0。

若ΔR≠0，即H桥开关管、导线、变压器原边绕组的总电阻存在一定的差异，而i₁＝1₂仍成立，则 $\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=-\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d.$ 假设直流端出现扰动，使得Δi_Cd≠0，系统经过动态调节后Δi_Cd＝0，即

$-\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d=0$

$\mathrm{\ΔU}=-\mathrm{\ΔR}\frac{I_0(R+\mathrm{\ΔR})}{2K(2R+\mathrm{\ΔR})}$

$\mathrm{\ΔU}=-\mathrm{\ΔR}\frac{I_0(1+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}{2K(2+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}$

设R＝0.01Ω， $\frac{\mathrm{\ΔR}}{R}=10\%,$ K＝2，I₀＝1000A

ΔU＝-0.131V

可见，虽然ΔR≠0时存在一定的稳态误差，但是，由于R很小，稳态误差的绝对值也很小，可以控制在可接受的范围内。

若i₁≠i₂，即Δi≠0，而ΔR＝0，则 $\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=i_1-i_2+\frac{-2\mathrm{\ΔU}}{R}d,$ 系统仍然能对直流端电压的扰动作动态的反应，假设直流端出现扰动，使得Δi_Cd≠0，系统经过动态调节后Δi_Cd＝0，即

$i_1-i_2+\frac{-2\mathrm{\ΔU}}{R}d=0$

$\mathrm{\Δ}i+\frac{-2\mathrm{\ΔU}}{R}d=0$

$\mathrm{\ΔU}=\frac{\mathrm{R\Δi}}{2d}---\left(15\right)$

设R＝0.01Ω，Δi＝100A， $d=\frac{1}{2}$

则ΔU＝1V

可见，即使输入电流的差距很大，直流端稳态电压依然很小。

若Δi≠0，且ΔR≠0，则 $\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=\mathrm{\Δi}-\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

，系统仍然能对直流端电压的扰动作动态的反应，假设直流端出现扰动，使得Δi_Cd≠0，系统经过动态调节后Δi_Cd＝0，即

$\mathrm{\Δi}-\frac{2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d=0$

$\mathrm{\ΔU}=\frac{(R+\mathrm{\ΔR})\mathrm{\Δi}}{2d}-\mathrm{\ΔR}\frac{I_0(1+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}{2K(2+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}$

设R＝0.01Ω， $\frac{\mathrm{\ΔR}}{R}=100\%,$ K＝2，I₀＝1000A， $d=\frac{1}{2},$ Δi＝100A

ΔU＝-0.131+1.1＝0.969V

可见，即使ΔR≠0，并且输入电流存在较大的差距，其稳态误差仍然很小。

放电状态同样可分为三个阶段，一是变压器副边向原边传递能量；二是变压器原副边电压为零(变换器处于零状态)；三是原副边开关管的开关和换相过程。起作用的仍然是第一个阶段，第一个阶段对应的时间为T₁，对应图15中的[t₂，t₄]，即T₁＝t₄-t₂，其等效电路图如图18所示，其中r₁为第一个H桥开关管、导线、变压器原边绕组N_P1的总电阻，其中r₂为第二个H桥开关管、导线、变压器原边绕组N_P2的总电阻，E_p21，E_p22为变压器原边的端电压，i_p21、i_p22为变压器原边的电流，i₁为外部电路注入第一个H桥逆变器直流端的电流，i₂为外部电路注入第二个H桥逆变器直流端的电流，变压器的漏感很小，可以忽略。另设此阶段变压器副边的端电压为E_s21，E_s22，变压器副边的电流为i_s21，i_s22，令 $d=\frac{T_1}{T}.$

两个直流端电压之和为2U，设在外部扰动下，第一个直流端输出电压为U+ΔU，第二个直流端输出电压为U-ΔU，变压器副边的匝数为N_s1、N_s2，原副边匝比为K。

根据磁链守恒定律有：

$E_{p12}=N_{p1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}},$ $E_{P22}=N_{p2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}$

$E_{s21}=N_{s1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}},$ $E_{s22}=N_{s2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}$

令N_p1＝N_p2＝N_p，N_s1＝N_s2＝N_s

有

E_p2＝E_p21＝E_p22＝KE_s21＝KE_s22＝KE_s2

由能量守恒定理可知：

$N_{P1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}*i_{p21}+N_{p2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}*i_{p22}=N_{s1}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}*i_{s21}+N_{s2}\frac{d{\mathrm{\Φ}}_2}{\mathrm{dt}}*i_{s22}$

代入(1)得

N_p*(i_p21+i_p22)＝N_s*(i_s21+i_s22)＝N_s*I₀(其中I₀为超导磁体中的电流)

从而有： $i_{p21}+i_{p22}=\frac{I_0}{K}$ (16)(以附图18中所示的流向为参考方向)

由图11、12可知

$i_{p21}=\frac{E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})}{r_1},---\left(17\right)$

$i_{p22}=\frac{E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})}{r_2}---\left(18\right)$

由(16)、(17)、(18)得

$\frac{E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})}{r_1}+\frac{E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})}{r_2}=\frac{I_0}{K}$

$\frac{[E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})]r_2+[E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})]r_1}{r_1{r}_2}=\frac{I_0}{K}$

令r₁＝R，r₂＝R+ΔR                     (19)

得：

$\frac{[E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})](R+\mathrm{\ΔR})+[E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})]R}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{R}$

$\frac{(E_{p2}-U)(2R+\mathrm{\ΔR})+\mathrm{\ΔU\ΔR}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{K}$

忽略高阶小项ΔUΔR，得

$\frac{(E_{p2}-U)(2R+\mathrm{\ΔR})}{R(R+\mathrm{\ΔR})}=\frac{I_0}{K}$

$E_{p2}-U=\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}---\left(20\right)$

设i_p1、i_p2为上下两个变压器输出端的平均电流，则：

$i_{p1}=\frac{\frac{E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})}{r_1}{T}_1}{T}$

$=\frac{E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})}{r_1}d---\left(21\right)$

同理可得：

$i_{p2}=\frac{E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})}{r_2}d---\left(22\right)$

$\mathrm{\Δ}{i}_p=i_{p1}-i_{p2}$

$=\frac{[E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})]r_2-[E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})]r_1}{r_1{r}_2}d$

代(5)

$\mathrm{\Δ}{i}_p=\frac{[E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})](R+\mathrm{\ΔR})-[E_{p2}-(U-\mathrm{\ΔU})]R}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

${\mathrm{\Δi}}_p=\frac{-2\mathrm{\ΔUR}+[E_{p2}-(U+\mathrm{\ΔU})]\mathrm{\ΔR}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

$=\frac{-2\mathrm{\ΔURd}+\mathrm{\ΔR}(E_{p2}-U)d-\mathrm{\ΔR\ΔU}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}$

忽略高阶小项ΔRΔU，则上式可简化为：

${\mathrm{\Δi}}_p=\frac{-2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}(E_{p2}-U)}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d---\left(23\right)$

代入(6)可得：

$\mathrm{\Δ}{i}_p=\frac{-2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

设流入Cd1、Cd2的电流为i_Cd1、i_Cd2，则

i_Cd1＝i₁+i_p1，i_Cd2＝i₂+i_p2，两者之间的差值为：

Δi_Cd＝i₁+i_p1-(i₂+i_p2)＝Δi+Δi_p

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Cd}}=i_1-i_2+\frac{-2\mathrm{\ΔUR}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_{0}R(R+\mathrm{\ΔR})}{K(2R+\mathrm{\ΔR})}}{R(R+\mathrm{\ΔR})}d$

$=\mathrm{\Δi}+\frac{-2\mathrm{\ΔU}+\mathrm{\ΔR}\frac{I_0(1+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}{K(2+\frac{\mathrm{\ΔR}}{R})}}{(R+\mathrm{\ΔR})}d---\left(24\right)$

同理根据上式可知，即使Δi≠0，且ΔR≠0，其稳态误差依然很小，可以满足工程需求。综合充电和放电的过程可知，这种变换器及其控制方法即使内部参数ΔR≠0的情况下仍然能使直流端仅有微小的稳态误差，在Δi≠0的情况下，若d很小，会造成一定的误差，所以，这种变换器及控制方法比较适合采用直流端分离的形式并与级联逆变器相连，此时Δi＝0，从而可以使稳态误差在任何情况都能控制在极小的范围内。

Claims (2)

1、一种超导储能用双向多电平软开关DC/DC，其特征在于所述软开关DC/DC由电压单元、变压器单元和电流单元三部分组成；其中电压单元由多个H桥逆变器组成，H桥逆变器的每个开关管都并联电容器，H桥逆变器的直流端并接电容器，电容器的两端提供与外部电路的接口；H桥逆变器的交流端接在变压器原边的一个绕组上；变压器单元为一个在原边和副边都有多个绕组的变压器，变压器原副边的绕组都在同一个磁芯上，原边绕组的匝数相等，副边绕组的匝数也相等；电流单元为电流源逆变器，电流源逆变器的结构根据变压器单元的结构而定，变压器不带中间抽头时，副边为全桥形式的电流源逆变器，变压器带中间抽头时，副边为全波形式的电流源逆变器，全波形式的电流源逆变器由第一开关管[T1]和第二开关管[T2]组成，第一开关管[T1]和第二开关管[T2]的一端分别接在变压器副边的两端，第一开关管[T1]和第二开关管[T2]的阴极连接在一起，构成所述全波形式的电流源逆变器的一个输出端，变压器副边的中间抽头构成所述全波形式的电流源逆变器的另外一个输出端；电流源逆变器的直流端或由多个电流源逆变器串联、并联或串并联；电压单元或采用多个H桥逆变器为一组，在H桥逆变器的直流端进行并联；所述电流单元采用固定的触发脉冲，电压单元每个H桥逆变器的触发脉冲相同，H桥逆变器的每个桥臂上下开关管的触发脉冲互补，通过调整两个桥臂触发脉冲之间的相位角进行移相控制，进而调整电流单元直流输出端的平均电压，当电流单元直流端输出电压的平均值大于零时，所述软开关DC/DC工作在充电状态，小于零时，所述软开关DC/DC工作在放电状态。

2、按照权利要求1所述的超导储能用双向多电平软开关DC/DC，其特征在于有直流电压端分离和连接两种拓扑结构形式：

三电平直流电压端分离的，其电压单元由两个H桥逆变器组成，其中每个开关都有相应的反并联二极管，并与相应的电容器并联；在第一个H桥逆变器中，第一开关[Q1]和第三开关[Q3]组成一个桥臂，第二开关[Q2]和第四开关[Q4]组成另一个桥臂，两个桥臂的两端相互连接并与第一电容器[Cd1]并联；桥臂的第一中点[A1]、第二中点[B1]与变压器原边的一个绕组相连；第二个H桥逆变器中，第五开关[Q5]和第七开关[Q7]组成一个桥臂，第六开关[Q6]和第八开关[Q8]组成另一个桥臂，两个桥臂的两端相互连接并与第二电容器[Cd2]并联，桥臂的两个中点：第三中点[A2]、第四中点[B2]与变压器原边的另一个绕组相连；变压器为副边带中间抽头的变压器；电流单元为第一开关管[T1]和第二开关管[T2]组成的电流源逆变器，第一开关管[T1]、第二开关管[T2]的一端与变压器的两端相连，第一开关管[T1]和第二开关管[T2]的另一端相互连接，并与超导磁体的一端相连；超导磁体的另一端与变压器的中间抽头相连；

三电平直流电压端连接的，其第一个H桥逆变器直流端电容的下端与第二个H桥逆变器直流端电容的上端相连；

多电平直流电压端分离的，开关管并联电容器的第一H桥逆变器[FB-1]……第nH桥逆变器[FB-n]中，每个H桥逆变器的两个桥臂的中点都与变压器原边的一个绕组相连；第一电流源逆变器[REC-1]……第n电流源逆变器[REC-n]的交流电流端与变压器副边的绕组相连；第一均流电感[L1]……第n均流电感[Ln]的一端与第一电流源逆变器[REC-1]……第n电流源逆变器[REC-n]的直流输出端的一端相连，第一均流电感[L1]……第n均流电感[Ln]的另一端与超导磁体的一端相连，超导磁体的另一端与电流源逆变器直流输出端的另一端相连；电流源逆变器[REC-1……REC-n]直流输出端的另一端相互连接；电流单元采用并联的形式，或采用串联或串并联结合的形式，电压单元或采用多个H桥逆变器为一组，在H桥逆变器的直流端进行并联；

多电平直流电压端连接的拓扑结构中，每个H桥逆变器直流端电容的上端与上一个H桥逆变器直流端电容下端相连，每个H桥逆变器直流端电容的下端与下一个H桥逆变器直流端电容的上端相连；头尾两个H桥逆变器直流端电容[C1]的上端与[Cn]的下端不连接。

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