CN113992003A - 功率转换模块及功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率转换模块和功率转换器，所述功率转换模块包括N级结构，前N‑1级结构由基本单元组成，第i级结构包括2i‑1个平衡单元，通过控制各个基本单元和平衡单元中的开关管的状态，使得当功率转换模块工作在稳态时，跨接电容的电压基本稳定，各个平衡单元的输出电流相等。本发明保留了三电平Buck DC‑DC功率转换器的优点(如功率管耐压降低，可以使用更小的电感等)，解决了三电平Buck不能自动实现飞跨电容电压平衡的问题；不需要额外的控制策略来保证末级结构的输出电流的均流；在不改变末级Buck电路占空比的情况下可以提供更高的电压变比。

Description

功率转换模块及功率转换器
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种功率转换模块及功率转换器。
背景技术
图1为现有技术中的三电平Buck DC-DC功率转换器，和传统的Buck电路相比，各个功率管的耐压是直流母线电压的一半(Vin/2)，因此可以使用耐压等级更低的功率管；各个功率管切换工作，使得电感上的电压纹波更小，可以使用更小的电感，从而提高功率密度。但同时该三电平Buck DC-DC功率转换器由于电路本身的工作方式不能自动实现跨接电容(CF)的电压平衡，即不能自动实现VCF＝Vin/2，因此需要采样跨接电容的电压(VCF)，通过额外的控制策略实现跨接电容的电压平衡，这就使电路的控制变得复杂。
因此如何提出一种具有三电平Buck DC-DC功率转换器的优点，且能够自动实现跨接电容的电压平衡的转换器已成为本领域人员亟待解决的问题之一。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种具有三电平Buck DC-DC功率转换器优点，同时能够解决三电平Buck DC-DC功率转换器不能自动实现跨接电容电压平衡的问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种功率转换模块，所述功率转换模块包括N级结构，其中第i级结构由2i-1个基本单元组成，每一级结构中的每个基本单元的第二端分别与下一级结构中的两个基本单元的第一端相连；第一级结构中的第一基本单元的第一端作为所述功率转换模块的第一端，其中，N为大于等于2的自然数，i为正整数，且1≤i≤N-1；
第N级结构包括2N-1个平衡单元，各个平衡单元的第二端相连接作为所述功率转换模块的第二端，第N-1级结构中各个基本单元的第二端分别与两个平衡单元的第一端相连；
所述基本单元为开关电容电路；通过控制各个所述基本单元和所述平衡单元中的开关管的状态，使得当所述功率转换模块工作在稳态时，所述基本单元中跨接电容的电压基本恒定，以及流过各个所述平衡单元的第二端的电流相等。
优选地，所述平衡单元包括：电感和两个依次串联在所述平衡单元的第一端与参考地之间的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管的公共连接端与所述电感的一端连接，所述电感的另一端连接所述平衡单元的第二端。
优选地，所述第二开关管用二极管替代。
优选地，与第N-1级结构中的同一基本单元的第二端连接的两个平衡单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。
优选地，各个平衡单元中的第一开关管的占空比相同。
优选地，所述基本单元包括一个跨接电容和依次串联连接在所述基本单元的第一端和参考地之间的四个开关管：第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述跨接电容连接在第一连接端和第二连接端之间；所述第一连接端为所述第一开关管和所述第二开关管的公共连接端，所述第二连接端为所述第三开关管和所述第四开关管的公共连接端；所述第二开关管和所述第三开关管的公共连接端为所述基本单元的第二端。
优选地，各个基本单元中的所述第一开关管和所述第三开关管的开关状态相同，所述第二开关管和所述第四开关管的开关状态相同且与所述第一开关管的开关状态互补。
优选地，与同一基本单元的第二端连接的后一级结构中的两个基本单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。
优选地，各个基本单元中的每个开关管的占空比为0.5。
优选地，当所述功率转换模块工作在稳态时，第j级结构中的所述跨接电容的电压稳定在Vin/2j，其中，Vin为所述功率转换模块的第一端的电压，j为自然数，且1≤j≤N-1。
优选地，相邻两级结构中的所述基本单元中的开关管的开关频率满足：前一级基本单元的开关频率为后一级基本单元的开关频率的k倍或1/k，其中k为奇数。
优选地，所述平衡单元中开关管的开关频率为第一级到第N-1级结构中最高的开关频率的奇数倍。
优选地，前一级结构中的基本单元中的第一开关管，与其所在基本单元相连接的后一级结构中的其中一个基本单元或平衡单元中的第一开关管，两个所述第一开关管开始导通的时刻相同。
优选地，所述功率转换模块的第一端为输入端连接外部电源，所述功率转换模块的第二端为输出端。
优选地，所述功率转换模块的第二端为输入端连接外部电源，所述功率转换模块的第一端为输出端。
第二方面，本发明实施例还提供了一种功率转换器，所述功率转换器包括控制模块及权利要求1-15任一项所述的功率转换模块，所述控制模块用来产生所述功率转换模块中各个开关管的驱动信号，对所述功率转换模块中的各个开关管的状态进行控制。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：
1、保留三电平Buck DC-DC功率转换器优点，如降低功率管耐压要求，可以使用更小的功率电感，提高功率密度等；
2、不需要额外的控制策略来保证各电感电流的均流，解决了三电平Buck不能自动实现飞跨电容电压平衡的问题；
3、不改变平衡单元占空比的情况下可以提供更高的电压变比。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术中三电平Buck电路的结构示意图；
图2为本发明实施例的第一种功率转换模块的结构示意图；
图3为本发明实施例的第一种功率转换模块的第一种工作波形图；
图4为本发明实施例的第一种功率转换模块的第二种工作波形图；
图5为本发明实施例的第一种功率转换模块的第三种工作波形图；
图6为本发明实施例的第二种功率转换模块的结构示意图；
图7为本发明实施例的第二种功率转换模块的第一种工作波形图；
图8为本发明实施例的第二种功率转换模块的第二种工作波形图；
图9为本发明实施例的第三种功率转换模块的结构示意图；
图10为本发明实施例的第四种功率转换模块的结构示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
如图2所示，本实施例先公开一种包括两级结构的功率转换模块，即N＝2，其中第一级结构包括1个基本单元11，第二级结构包括2个平衡单元1a、1b，各个平衡单元的第二端相连接作为所述功率转换模块的输出端，第一级结构中的第一基本单元11的第二端与第二级结构中的第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的第一端连接。第一级结构中的基本单元11的第一端作为所述功率转换模块的输入端与外部电源连接。在本实施例中，第a级结构中的第b基本单元(或第b平衡单元)中的第c开关管用Qabc表示，对应的驱动信号用Gabc表示，各开关管为高电平导通，低电平断开。例如，第二级结构中的第一基本单元(或第一平衡单元)中的第一开关管用Q211表示，对应的驱动信号用G211表示，当G211为高电平时，Q211导通，当G211为低电平时，Q211断开。
作为示例，如图2所示，所述平衡单元为Buck电路，包括：电感和两个依次串联在所述平衡单元的输入端与参考地之间的开关管：第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管的公共连接端和所述电感的一端连接，所述电感的另一端作为所述平衡单元的输出端。通过切换所述平衡单元中的开关管的状态，使得所述电感在存储磁能和释放磁能之间进行切换，维持输出电压Vout和每个平衡单元的输出电流。
进一步地，各个平衡单元1a、1b的开关频率相同，且同一个平衡单元中的第一开关管和第二开关管互补工作，即同步整流模式；各个平衡单元中的第二开关管也可以替换为二极管进行续流。此外，各个平衡单元中第一开关管的占空比相同，并且与同一基本单元相连的两个平衡单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。也即开关管Q221和Q222互补导通，开关管Q211和Q212互补导通，且开关管Q221和Q211的占空比相同，导通相位相差180°。
作为示例，如图2所示，所述基本单元11包括一个跨接电容C1和依次串联连接在所述基本单元11的第一端和参考地之间的四个开关管：第一开关管Q111、第二开关管Q112、第三开关管Q113和第四开关管Q114；所述跨接电容C1连接在第一连接端和第二连接端之间；所述第一连接端为所述第一开关管Q111和所述第二开关管Q112的连接端，所述第二连接端为所述第三开关管Q113和所述第四开关管Q114的连接端；所述第二开关管Q112和所述第三开关管Q113的连接端为所述基本单元11的输出端。各个基本单元中的第一开关管和第三开关管的开关状态相同，第二开关管和第四开关管的开关状态相同且与第一开关管的开关状态互补，即基本单元11中的所述第一开关管Q111和第三开关管Q113的状态相同，第二开关管Q112和第四开关管Q114的状态相同且与所述第一开关管Q111的状态互补。基本单元11中的各个开关管的驱动信号的占空比为0.5；通过切换所述基本单元11中的开关管的状态，使得跨接电容C1在充电状态和放电状态之间进行切换，其中，充电状态包括所述跨接电容C1串联于跨接电容C1所在的基本单元11输入端和输出端之间，放电状态包括所述跨接电容C1串联于所述跨接电容C1所在的基本单元11输出端和参考地之间。
需要说明的是，所述基本单元11的组成及所述平衡单元1a、1b的组成，及各级结构中开关管的驱动信号之间的关系并不限于本实施例所列举，在此不一一列举，任意地能够实现基本单元中跨接电容的电压平衡及各个平衡单元输出端电流平衡条件的组成及驱动信号均满足该发明。
图3给出了第一种功率变换器的第一种工作波形图，如图3所示，基本单元11和各个平衡单元中第一开关管Q211、Q221的驱动信号G211、G221、各个平衡单元中两个开关管公共连接端电压Vswa、Vswb以及两个平衡单元的第一端流入的电流ia和ib的波形图，其中基本单元中的四个开关管G111、G112、G113、G114的开关周期(对应为驱动信号的周期)为T1，开关频率(对应为驱动信号的频率)为f1＝1/T1；各个平衡单元中开关管的开关周期相同为Tbuck，频率为fbuck＝1/Tbuck，各个平衡单元中第一开关管的占空比为d(在本实施例中，d≤0.5)；且平衡单元的开关频率为基本单元的奇数倍，即fbuck＝(2p+1)·f1，其中，p＝0,1,2,3…。
如图2所示，两个平衡单元1a和1b的共同输入端的电压为Vbus，所述功率转换模块的输出电压为Vout，两个平衡单元中的第一开关管和第二开关管的公共连接端的电压Vswa和Vswb都是在Vbus和0V之间跳变(当第一平衡单元中的第一开关管Q211导通时，Vswa＝Vbus；当第一平衡单元中的第一开关管Q211断开时，Vswa＝0；同理当第二平衡单元中的第一开关管Q221导通时，Vswb＝Vbus；当第二平衡单元中的第一开关管Q221断开时，Vswb＝0)。当基本单元11中第一开关管Q111和第三开关管Q113导通时，对应图3中的[0,T1/2]区间内，Vbus＝Vin-VC1；当Q111、Q113关断时，即在[T1/2,T1]区间内，Vbus＝VC1，其中Vin为外部电源的电压。
如图3所示，基本单元中的开关管的驱动信号的占空比为0.5，各个平衡单元1a、1b中的第一开关管的驱动信号的占空比d相等；第一平衡单元1a中的第一开关管Q211的驱动信号G211的上升沿与基本单元11中的第一开关管Q111、第三开关管Q113驱动信号G111和G113的上升沿对齐，第二平衡单元1b中的第一开关管Q221的驱动信号G221比第一平衡单元1a中的第一开关管Q211的驱动信号G211滞后180°，即滞后Tbuck/2。这样，在基本单元11中的第一开关管Q111的驱动信号G111、第三开关管Q113的驱动信号G113导通的前半个开关周期[0,T1/2]内，当平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d≤0.5时，第一平衡单元1a中的第一开关管Q211的驱动信号G211有p+1个高电平，p个低电平，第二平衡单元1b中的第一开关管Q221的驱动信号G221有p个高电平，p+1个低电平；在第一级结构中的第一开关管Q111、第三开关管Q113关断的半个开关周期[T1/2,T1]内，第一平衡单元1a中的第一开关管Q211的驱动信号G211中有p个高电平，p+1个低电平，第二平衡单元1b中的第一开关管Q221的驱动信号G221有p+1个高电平，p个低电平。
当电路工作在稳态时，根据电感的伏秒平衡，在基本单元的一个开关周期中，即在[0,T1]区间内，两个平衡单元中的第一开关管和第二开关管的公共端的电压Vswa和Vswb满足以下等式，其中Vout为输出电压的平均值：
Figure BDA0003278003670000081
Figure BDA0003278003670000082
Figure BDA0003278003670000083
Figure BDA0003278003670000084
此外，当所述功率转换模块工作在稳态时，在[0,T1/2]区间内，跨接电容C1始终在充电，在[T1/2,T1]区间内，跨接电容C1始终在放电，稳态时充放电平衡，即针对跨接电容C1列写安秒平衡等式如下式：
Figure BDA0003278003670000085
当平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d≤0.5时，根据图3中的ia和ib，都可以得到式(6)，
ILa·d·Tbuck·(p+1)+ILb·d·Tbuck·p＝ILa·d·Tbuck·p+ILb·d·Tbuck·(p+1) (6)
其中ILa和ILb分别为流经两个平衡单元中第一电感La和第二电感Lb的电流的平均值。
图4给出了第一种功率变换器的第二种工作波形图。与图3的区别在于，在本实施例中，各个平衡单元中第一开关管的占空比为d>0.5。当两个平衡单元中的第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5时，根据图4中的Vswa’和Vswb’，表达式(1)和(2)可以转化为：
Figure BDA0003278003670000091
Figure BDA0003278003670000092
将(3)和(4)联立，(7)和(8)联立，均可以得到(9)，从而证明了无论平衡单元第一开关管驱动信号的占空比d≤0.5或d＞0.5时，跨接电容C1的电压VC1都是可以自动平衡的。
Figure BDA0003278003670000093
同样，当平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5时，根据图4中的ia’和ib’，式(5)可以进一步转化为式(10)，
ILa·d·Tbuck·p+ILa·0.5·Tbuck+ILb·(d-0.5)·Tbuck+ILb·d·Tbuck·p＝ILa·(d-0.5)·Tbuck+ILa·d·Tbuck·p+ILb·d·Tbuck·p+ILb·0.5·Tbuck (10)
将(6)和(10)化简，即可得到(11)，从而证明了无论平衡单元中第一开关管驱动信号的占空比d≤0.5或d＞0.5时，两个平衡单元的输出电流是相等的，即是自动均流的。
ILa＝ILb (11)
需要说明的是，当平衡单元中驱动信号的频率为基本单元中驱动信号的偶数倍时，即fBuck＝2p·f1时，式(3)和(4)是恒等的，式(7)和(8)是恒等的，就推导不出式(9)，同理，式(6)和式(10)是恒等的，就推导不出式(11)，即得不出跨接电容的电压是可以自动平衡，也得不出各个平衡单元的输出电流是自动均流的。
此外，当基本单元中开关管的驱动信号频率为平衡单元中的驱动信号的频率的奇数倍时，即f1＝(2p+1)·fbuck，其中，p＝0,1,2,3…，所述功率转换模块的工作波形如图5所示。在一个平衡单元的周期[0,Tbuck]内，当G111/G113，G211或G221均为高电平时，Vbus＝Vin-VC1，当G111/G113为低电平，且G211或G221为高电平时，Vbus＝VC1。当平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＝0.5时，两个平衡单元1a和1b中的两个开关管公共端的电压如图5中的Vswa和Vswb所示，在此区间内，在[0,Tbuck/2]区间内，Vswa＝Vin-VC1的时间为(p+1)·T1/2，Vswa＝VC1的时间为p·T1/2；在[Tbuck/2,Tbuck]的区间内，Vswb＝VC1的时间为(p+1)·T1/2，Vswb＝Vin-VC1的时间为p·T1/2，根据第一电感La和第二电感Lb的伏秒平衡，由等式(1)和(2)可以得到其与式(3)和式(4)相同，进而可以推导出公式(9)，即可以自动达到跨接电容电压平衡。在平衡单元中的第一开关管的驱动信号的占空比d＜0.5的情况下，当两个平衡单元1a和1b中的两个开关管公共端的电压如图5中的Vswa1和Vswb1所示，在一个周期[0,Tbuck]区间中，Vswa1和Vswb1均等于Vbus，并且在此区间内，Vswa1＝Vin-VC1的时间为p·T1/2，Vswa1＝VC1的时间为p·T1/2，Vswb1＝Vin-VC1的时间为p·T1/2，Vswb1＝VC1的时间为p·T1/2，因此Vswa1和Vswb1中Vbus＝Vin-VC1的时间相等，均为p·T1/2，Vswa1和Vswb1中Vbus＝VC1的时间相等，均为p·T1/2，即会存在公式(1)和公式(2)恒等的情况，不能推导出公式(9)。同理，在平衡单元中第一开关管的的驱动信号的占空比d＞0.5的情况下，当两个平衡单元中的两个开关管公共端的电压如图5中的Vswa2和Vswb2时，Vswa2和Vswb2中Vbus＝Vin-VC1的时间相等，均为(p+1)·T1/2，Vswa2和Vswb2中Vbus＝VC1的时间相等，均为(p+1)·T1/2，即会存在公式(1)和公式(2)恒等的情况；即当基本单元中开关管的驱动信号的频率为平衡单元中的驱动信号的频率的奇数倍时，当d≠0.5时，不能自动达到跨接电容的电压平衡。
当N＝3时，所述功率转换模块的结构示意图如图6所示，包括三级结构：第一级结构包括1个基本单元11，第二级结构包括2个基本单元21、22，第三级结构包括4个平衡单元1a、1b、2a、2b；第一级结构中的第一基本单元11的第二端与第二级结构中的第一基本单元21和第二基本单元22的第一端连接；第二级结构中的第一基本单元21的第二端与第三级结构中的第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的第一端连接，第二级结构中的第二基本单元22的第二端与第三级结构中的第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的第一端连接；第一级结构中的第一基本单元11的第一端作为所述功率转换模块的输入端与外部电源连接，各个平衡单元的第二端相连接作为所述功率转换模块的输出端。
各个基本单元和平衡单元的组成，及同一基本单元或平衡单元中各个开关管的驱动信号的关系与N＝2的所述功率转换模块相同，各个基本单元中各开关管的占空比为0.5。与同一基本单元的第二端连接的后一级结构中的两个基本单元中的第一开关管错相180°工作(即开关状态互补，也即开关管Q211和Q221的开关状态互补)。各个平衡单元中的第一开关管的占空比相同，与同一基本单元的第二端连接的两个平衡单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。
第一级结构中的开关管的开关周期为T1，频率为f1＝1/T1，第二级结构中的开关管的开关周期为T2，频率为f2＝1/T2，其中f2＝(2q+1)f1，或者f1＝(2q+1)f2，其中q＝0,1,2,3…。第三级结构中的各平衡单元的开关周期相同为Tbuck，开关频率为fbuck＝1/Tbuck，各平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比均为d(0<d<1)，第三级结构中的平衡单元中开关管的开关频率fBuck为所有基本单元中最高的开关频率的奇数倍，即当f2＝(2q+1)f1时，fBuck＝(2p+1)f2；当f1＝(2q+1)f2时，fBuck＝(2p+1)f1，其中p＝0,1,2,3…。
需要说明的是，如果第二级结构中的开关管的开关频率是第一级结构的偶数倍，即f2＝2q·f1，其中，p＝0,1,2,3…(或者反过来f1＝2q·f2)，或者如果平衡单元中开关管的驱动信号的频率为所有基本单元中最高的开关频率的偶数倍，那么所述功率转换模块将无法自动实现均压和均流。
图7给出了本发明实施例的第二种功率变换器(N＝3)的第一种工作波形图，其中f2＝(2q+1)f1时，其中q＝0,1,2,3…。下面结合图6和图7对功率变换器的工作原理作相应阐述。如图6所示，第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的共同输入端的电压为V1bus，第一平衡单元中两个开关管Q311和Q312公共端的电压为V1swa，第二平衡单元中两个开关管Q321和Q322公共端的电压为V1swb，所述功率转换模块的平均输出电压为Vout。如图7(a)所示，当第三级结构中的第一平衡单元中的第一开关管Q311的驱动信号G311为高电平时，Q311导通，V1swa＝V1bus；当G311为低电平时，Q311断开，V1swa＝0；当第三级结构中的第二平衡单元中的第一开关管Q321的驱动信号G321为高电平时，Q321导通，V1swb＝V1bus，当G321为低电平时，Q321断开时，V1swb＝0。在[0,T1/2]区间，第一级结构中的第一开关管Q111和第三开关管Q113的驱动信号G111和G113为高电平，第二级结构中的第一基本单元中的第一开关管Q211和第三开关管Q213的驱动信号G211和G213也为高电平时，Q111、Q113导通，即Q211和Q213均导通，此时V1bus＝Vin-VC1-VC21；当第一级结构中的第一开关管Q111和第三开关管Q113的驱动信号G111和G113为低电平，且第二级结构中的第一基本单元中的第一开关管Q211和第三开关管Q213的驱动信号G211和G213为高电平时，Q111和1213断开，Q211和Q213导通，此时V1bus＝VC1-VC21；当第二级结构中的第一基本单元中的第一开关管Q211和第三开关管Q213的驱动信号G211和G213为低电平时，Q211和Q213断开，此时V1bus＝VC21。其中，第一级结构中第一基本单元11的第一端连接的外部电源的电压为Vin。
类似地，如图6所示，第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的共同输入端的电位为V2bus，第三平衡单元中两个开关管Q331和Q332公共端的电压为V2swa，第四平衡单元中两个开关管Q341和Q342公共端的电压为V2swb。如图7(b)所示，当第三级结构中的第三平衡单元中的第一开关管Q331的驱动信号G331为高电平时，Q331导通，V2swa＝V2bus，当G331为低电平时，Q331断开，V2swa＝0；当第三级结构中的第四平衡单元中的第一开关管Q341的驱动信号G341为高电平时，Q341导通，V2swb＝V2bus，当G341为低电平时，Q341断开时，V2swb＝0；当第一级结构中的第一开关管Q111和第三开关管Q113的驱动信号G111和G113为高电平，且第二级结构中的第二基本单元中的第一开关管Q221和第三开关管Q223的驱动信号G221和G223为高电平时，Q111、Q113、Q221及Q223导通，此时V2bus＝Vin-VC1-VC22；当第一级结构中的第一开关管Q111和第三开关管Q113的驱动信号G111和G113为低电平时，且第二级结构中的第二基本单元中的第一开关管Q221和第三开关管Q223的驱动信号G221和G223为高电平时，Q111和Q113断开，Q221和Q223导通，此时V2bus＝VC1-VC22；当第二级结构中的第二基本单元中的第一开关管Q221和第三开关管Q223的驱动信号G221和G223为低电平时，Q221和Q223断开，此时V2bus＝VC22。
在图7(a)中，第三级结构中的第一平衡单元的第一开关管Q311的驱动信号G311、第二级结构中的第一基本单元21中的第一开关管Q211的驱动信号G211和第三开关管Q213的驱动信号G213的上升沿，与第一级结构中的基本单元11中第一开关管Q111的驱动信号G111和第三开关管Q113的驱动信号G113的上升沿首选对齐，第二级结构中的第二基本单元22中的第一开关管Q221和第三开关管Q223驱动信号G223与G111和G113相位相差180°，即相差T2/2；第三级结构中的第二平衡单元的第一开关管Q321与第一平衡单元的第一开关管G311的相位相差180°。
当电路工作在稳态时，分别针对四个平衡单元中的电感L1a、L1b、L2a、L2b列写伏秒平衡的等式如下，
Figure BDA0003278003670000131
Figure BDA0003278003670000132
Figure BDA0003278003670000133
Figure BDA0003278003670000134
这里针对各平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d≤0.5的情况进行说明，当f2＝(2q+1)f1时，其中q＝0,1,2,3…。由图7(a)可知，等式(12)和(13)可以转化为：
Figure BDA0003278003670000141
Figure BDA0003278003670000142
同理等式(14)和(15)可以转换为：
Figure BDA0003278003670000143
Figure BDA0003278003670000144
基于(16)、(17)、(18)、(19)四个等式，就可以证明飞跨电容的电压平衡。将(16)与(17)联立，可以得到(20)。将(18)与(19)联立，可以得到(21)。将(17)与(18)联立，可以得到(22)。
Vin·(q+1)＝VC1+VC21·(4q+2) (20)
Vin·q+VC1＝VC22·(4q+2) (21)
Vin·(p-q)＝VC1·(2p+1)-(VC21+VC22)·(2q+1) (22)
将(20)与(21)联立，消除VC1，可得(23)。将(23)带入(22)可得(24)。
Vin＝2(VC21+VC22) (23)
VC1＝Vin/2 (24)
将(24)带入(20)和(21)，即可得到(25)和(26)。
VC21＝VC1/2 (25)
VC22＝VC1/2 (26)
以上，证明了当f2＝(2q+1)f1时，其中q＝0,1,2,3…，飞跨电容C1、C21和C22可以达到电压平衡。
下面证明当f2＝(2q+1)f1时，各个平衡单元的输出电流平衡问题是基于飞跨电容的安秒平衡原理，图7(a)是第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的电流示意图，第一平衡单元1a的输入电流为i1a，第二平衡单元1b的输入电流为i1b，第一平衡单元1a和第二平衡单元1b输出的电感电流平均值分别为IL1a和IL1b。类似地，图7(b)是第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的电流示意图。第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的输入电流分别为i2a和i2b，第三平衡单元2a和第四平衡单元2b输出的电感电流平均值分别为IL2a和IL2b。
首先，证明当f2＝(2q+1)f1，其中q＝0,1,2,3…时，第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的输出电流是相等的，如图7(a)所示，在平衡单元的一个开关周期[0,T2]中，前半个开关周期[0,T2/2]内跨接电容C21充电，后半个开关周期[T2/2,T2]内跨接电容C21放电，稳态时充放电平衡，针对跨接电容C21可列安秒平衡等式如下：
Figure BDA0003278003670000151
无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，根据图7所示的i1a和i1b，式(27)可以转换为：
IL1a·d·TBuck·(p+1)+IL1b·d·TBuck·p＝IL1a·d·TBuck·p+IL1b·d·TBuck·(p+1) (28)
将(28)化简，即可得到(29)：
IL1a＝IL1b (29)
其次，证明第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的输出电流是均流的。如图7(b)所示，在第二级结构的开关管的驱动信号的一个开关周期[T2/2,T2*3/2]中，前半个开关周期[T2/2,T2]内C22充电，后半个开关周期[T2,T2*3/2]内C22放电，稳态时充放电平衡，针对C22可列安秒平衡等式如下：
Figure BDA0003278003670000152
无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，将i2a和i2b的具体表达式带入(30)，都可以得到(31)，
IL2a·d·TBuck·(p+1)+IL2b·d·TBuck·p＝IL2a·d·TBuck·p+IL2b·d·
TBuck·(p+1) (31)
将(31)化简，即可得到(32)。
IL2a＝IL2b (32)
在第一级结构11中的开关管的驱动信号的一个周期[0,T1]中，前半个周期[0,T1/2]内第一电容C1充电，后半个开关周期[T1/2,T1]内第一电容C1放电，稳态时充放电平衡，针对第一电容C1可列安秒平衡等式如下，
Figure BDA0003278003670000161
无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，将i1和i2的具体表达式带入(33)，可以得到(34)，
[IL1a·d·TBuck·(p+1)+IL1b·d·TBuck·p]·(q+1)+[IL2a·d·TBuck·(p+1)+IL2b·d·TBuck·p]·q＝
[IL1a·d·TBuck·(p+1)+IL1b·d·TBuck·p]·q+[IL2a·d·TBuck·(p+1)9IL2b·d·TBuck·p]·(q+1) (34)
将(29)和(32)带入(34)可得(35)。
IL1a＝IL1b＝IL2a＝IL2b (35)
以上，证明了当f2＝(2q+1)f1，其中q＝0,1,2,3…时，各个平衡单元的输出电流是均流的。
下面证明当f1＝(2q+1)f2时，其中q＝0,1,2,3…，飞跨电容的电压是可以自动平衡的。图8(a)和图8(b)给出了本发明实施例的第二种功率变换器的第二种工作波形图，其中f1＝(2q+1)f2，q＝0,1,2,3…。下面结合图6、图8(a)和图8(b)对功率变换器的工作原理作相应阐述。其中图8(a)为图6所示的功率变换器中第一平衡单元和第二平衡单元的工作波形，图8(b)为图6所示的功率变换器中第三平衡单元和第四平衡单元的工作波形。
由图8(a)可知，在[0,T2]一个周期中，针对L1a、L1b分别列写的伏秒平衡等式可以转化为：
Figure BDA0003278003670000171
Figure BDA0003278003670000172
同理，由图8(b)可知，在[0,T2]一个周期中，针对L2a、L2b分别列写的伏秒平衡等式可以转换为：
Figure BDA0003278003670000173
Figure BDA0003278003670000174
将(36)与(37)联立，可以得到(40)。将(38)与(39)联立，可以得到(41)。将(37)与(38)联立，可以得到(42)。
Vin·(q+1)＝VC1·(2q+1)+2VC21 (40)
Vin·q+2VC22＝VC1·(2q+1) (41)
Vin·p+VC21+VC22＝VC1·(2p+1) (42)
将(40)与(41)联立，消除VC1，可得(43)。将(43)带入(42)可得(44)。
Vin＝2(VC21+VC22) (43)
VC1＝Vin/2 (44)
将(44)带入(40)和(41)，即可得到(25)和(26)。由此，当f1＝(2q+1)f2时，飞跨电容C1、C21和C22的电压平衡得以证明。
下面证明当f1＝(2q+1)f2时，各个平衡单元的输出电流是均流的。
首先，证明第一平衡单元1a和第二平衡单元1b的输出电流是相等的。如图8(a)所示，稳态时充放电平衡，无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，根据图8(a)所示的i1a和i1b，针对跨接电容C21的安秒平衡等式可以转换为：
IL1a·d·TBuck·(p+1)+IL1b·d·TBuck·p＝IL1a·d·TBuck·p+IL1b·d·TBuck·(p+1) (45)
将(45)化简，即可得到(46)：
IL1a＝IL1b (46)
其次，同理证明，稳态时充放电平衡时，无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，如图8(b)所示的i2a和i2b，第三平衡单元2a和第四平衡单元2b的输出电流是均流的，针对C22的安秒平衡等式可以得到式(47)，
IL2a·d·TBuck·(p+1)+IL2b·d·TBuck·p＝IL2a·d·TBuck·p+IL2b·d·TBuck·(p+1) (47)
将(47)化简，即可得到(48)。
IL2a＝IL2b (48)
在第一级结构中的开关管的驱动信号的一个周期[0,T1]中，前半个周期[0,T1/2]内第一电容C1充电，后半个开关周期[T1/2,T1]内第一电容C1放电，稳态时充放电平衡，针对第一电容C1的安秒平衡等式(33)，无论平衡单元中第一开关管的驱动信号的占空比d＞0.5或d≤0.5，将i1a，i1b，i2a和i2b的具体表达式带入(33)，可以得到(49)，
IL1a·d·TBuck·(p+1)+IL1b·d·TBuck·p＝IL2a·d·TBuck·p+IL2b·d·TBuck·(p+1) (49)
将(46)和(48)带入(49)可得式(35)，从而证明了当f1＝(2q+1)f2时，各个平衡单元的输出电流是均流的。
图9为本发明实施例的第三种功率转换模块的结构示意图。如图9所示，在更一般的情况下，功率转换模块包括N级结构，第i级结构由2i-1个基本单元组成，每一级结构中的每个基本单元的第二端分别与下一级结构中的两个基本单元的第一端相连，即前一级结构中的第m基本单元的输出端与后一级结构中的第2m基本单元及第2m-1基本单元的输入端连接；第一级结构中的第一基本单元的输入端连接外部电源，其中，N为大于等于2的自然数，i和m均为正整数，且1≤i≤N-1，1≤m≤2i-1；第N级结构包括2N-1个平衡单元，各个平衡单元的输出端相连接作为所述功率转换模块的输出端，第N-1级结构中各个基本单元的第二端分别与两个平衡单元的第一端相连，即第N-1级结构中的第n基本单元的输出端与第N级结构中的第2n平衡单元及第2n-1平衡单元的的输入端连接，其中，n为正整数，1≤n≤2N-2。与前一级结构中的同一基本单元的第二端连接的后一级结构中的两个基本单元或平衡单元中的两个第一开关管错相工作，相位相差180°；各个平衡单元中的第一开关管的驱动信号的占空比d相等；各级基本单元中的各个开关管的驱动信号的占空比均为0.5；各个基本单元中的所述第一开关管和第三开关管的状态相同，第二开关管和第四开关管的状态相同且与所述第一开关管的状态互补；前一级基本单元的开关频率为后一级基本单元的开关频率的奇数倍或奇数倍分之一；平衡单元的开关频率为所有基本单元中最高的开关频率的奇数倍。前一级结构中的各个基本单元中的第一开关管，及与所述第一开关管所在基本单元相连接的后一级结构中的其中一个基本单元或平衡单元中的第一开关管，两个所述第一开关管的开始导通时刻相同；即第i级结构中的第m基本单元中的第一开关管，与第i+1级结构中的第2m-1或第2m基本单元中的第一开关管开始导通的时刻相同，当两个所述第一开关管均为高电平导通时，这两个第一开关管的驱动信号高电平开始的时刻相对齐。所述功率转换模块的输出电压Vout＝d·Vin/2N-1，输出电压Vout与所述功率转换模块的级数N及平衡单元中第一开关管驱动信号的占空比d有关，输出电压Vout小于输入电压Vin，当占空比d一定时，对比现有技术的三电平Buck电路更能提高电压变比，且级数N越大，输出电压Vout较输入电压Vin的电压变比越大。
由N＝2和N＝3可以推导得到，任意级数N的所述功率转换器均可自动达到各级基本单元中的跨接电容的电压平衡，第j级结构中的基本单元中的所述跨接电容的电压稳定在Vin/2j，其中，Vin为所述功率转换模块第一端输入的电压，j为自然数，1≤j≤N-1；各个平衡单元的输出电流可以达到电流均衡；但是随着级数N的增大，开关管数量增加，所述功率转换模块的可靠性会降低，因此在实际的应用中，N＝2和N＝3的功率转换模块比较常见。
需要说明的是，前一级基本单元的开关频率可以为后一级基本单元的的奇数倍或奇数倍分之一；对每一级而言，开关频率越高，跨接电容所需的容值就越小，这样可以降低跨接电容的体积和成本，但同时意味着开关损耗增大。反之，降低开关频率可以减少开关损耗，但同时需要更大容值的飞跨电容。所以，每一级开关频率的选择需要结合实际情况折中考虑。同时，越往前级，开关管和电容的耐压要求越高，此时通常开关频率不宜过高；越往后级，开关管和电容的耐压要求越低，此时通常开关频率可以高一些。
进一步地，上述实施例中功率转换模块的第一端为输入端接收外部电源，第二端为输出端输出信号；如图10所示，当功率转换模块的第二端为输入端接收外部电源，功率转换模块的第一端为输出端输出信号，即将上述实施例中的所述功率转换模块的输入端和输出端对调，各级结构中的所述平衡模块和所述基本单元的组成不变，各级之间的功率管的驱动信号的关系不变，其区别仅为各平衡单元和各基本单元的电流的流向相反，各平衡单元和各个基本单元的输入端和输出端对调，即平衡单元由Buck电路转换为Boost电路，转换后的所述功率转化模块的第一端输出电压Vout大于第二端输入的外部电源的电压Vin，且满足Vout＝2N-1·Vin/(1-d)。
更进一步地，本实施例还公开一种功率转换器，所述功率转换器包括控制模块和前面示例中所述的功率转换模块，所述控制模块用来产生所述功率转换模块中各个开关管的驱动信号，对所述功率转换模块中的各个开关管的状态进行控制。
综上所述，本发明的实施例提供了一种功率转换模块，所述功率转换模块包括N级结构，其中第i级结构由2i-1个基本单元组成，每一级结构中的每个基本单元的第二端分别与下一级结构中的两个基本单元的第一端相连；第一级结构中的第一基本单元的第一端作为所述功率转换模块的第一端，其中，N为大于等于2的自然数，i为正整数，且1≤i≤N-1；第N级结构包括2N-1个平衡单元，各个平衡单元的第二端相连接作为所述功率转换模块的第二端，第N-1级结构中各个基本单元的第二端分别与两个平衡单元的第一端相连；所述基本单元为开关电容电路；通过控制各个所述基本单元和所述平衡单元中的开关管的状态，使得当所述功率转换模块工作在稳态时，所述基本单元中跨接电容的电压基本稳定，以及流过各个所述平衡单元的第二端的电流相等。本发明保留背景技术中三电平Buck DC-DC功率转换器优点，如降低功率管耐压要求，可以使用更小的功率电感，提高功率密度等；另外，本发明不需要额外的控制策略来保证各电感电流的均流，解决了三电平Buck不能自动实现飞跨电容电压平衡的问题；不改变平衡单元占空比的情况下可以提供更高的电压变比。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (16)

1.一种功率转换模块，其特征在于：
所述功率转换模块包括N级结构，其中第i级结构由2i-1个基本单元组成，每一级结构中的每个基本单元的第二端分别与下一级结构中的两个基本单元的第一端相连；第一级结构中的第一基本单元的第一端作为所述功率转换模块的第一端，其中，N为大于等于2的自然数，i为正整数，且1≤i≤N-1；
第N级结构包括2N-1个平衡单元，各个平衡单元的第二端相连接作为所述功率转换模块的第二端，第N-1级结构中各个基本单元的第二端分别与两个平衡单元的第一端相连；
所述基本单元为开关电容电路；通过控制各个所述基本单元和所述平衡单元中的开关管的状态，使得当所述功率转换模块工作在稳态时，所述基本单元中跨接电容的电压基本恒定，以及流过各个所述平衡单元的第二端的电流相等。
2.根据权利要求1所述的功率转换模块，其特征在于：所述平衡单元包括：电感和两个依次串联在所述平衡单元的第一端与参考地之间的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管的公共连接端与所述电感的一端连接，所述电感的另一端连接所述平衡单元的第二端。
3.根据权利要求2所述的功率转换模块，其特征在于：所述第二开关管用二极管替代。
4.根据权利要求2所述的功率转换模块，其特征在于：与第N-1级结构中的同一基本单元的第二端连接的两个平衡单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。
5.根据权利要求2所述的功率转换模块，其特征在于：各个平衡单元中的第一开关管的占空比相同。
6.根据权利要求1所述的功率转换模块，其特征在于：所述基本单元包括一个跨接电容和依次串联连接在所述基本单元的第一端和参考地之间的四个开关管：第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述跨接电容连接在第一连接端和第二连接端之间；所述第一连接端为所述第一开关管和所述第二开关管的公共连接端，所述第二连接端为所述第三开关管和所述第四开关管的公共连接端；所述第二开关管和所述第三开关管的公共连接端为所述基本单元的第二端。
7.根据权利要求6所述的功率转换模块，其特征在于：各个基本单元中的所述第一开关管和所述第三开关管的开关状态相同，所述第二开关管和所述第四开关管的开关状态相同且与所述第一开关管的开关状态互补。
8.根据权利要求6所述的功率转换模块，其特征在于：与同一基本单元的第二端连接的后一级结构中的两个基本单元中的第一开关管错相工作，相位相差180°。
9.根据权利要求6所述的功率转换模块，其特征在于：各个基本单元中的每个开关管的占空比为0.5。
10.根据权利要求6所述的功率转换模块，其特征在于：当所述功率转换模块工作在稳态时，第j级结构中的所述跨接电容的电压稳定在Vin/2j，其中，Vin为所述功率转换模块的第一端的电压，j为自然数，且1≤j≤N-1。
11.根据权利要求1所述的功率转换模块，其特征在于：相邻两级结构中的所述基本单元中的开关管的开关频率满足：前一级基本单元的开关频率为后一级基本单元的开关频率的k倍或1/k，其中k为奇数。
12.根据权利要求1所述的功率转换模块，其特征在于：所述平衡单元中开关管的开关频率为第一级到第N-1级结构中最高的开关频率的奇数倍。
13.根据权利要求1所述的功率转换模块，其特征在于：前一级结构中的基本单元中的第一开关管，与其所在基本单元相连接的后一级结构中的其中一个基本单元或平衡单元中的第一开关管，两个所述第一开关管开始导通的时刻相同。
14.根据权利要求1-13任一项所述的功率转换模块，其特征在于：所述功率转换模块的第一端为输入端连接外部电源，所述功率转换模块的第二端为输出端。
15.根据权利要求1-13任一项所述的功率转换模块，其特征在于：所述功率转换模块的第二端为输入端连接外部电源，所述功率转换模块的第一端为输出端。
16.一种功率转换器，包括控制模块及权利要求1-15任一项所述的功率转换模块，所述控制模块用来产生所述功率转换模块中各个开关管的驱动信号，对所述功率转换模块中的各个开关管的状态进行控制。
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