CN108964449A - 一种新型ac-dc（dc-dc）电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型软开关AC‑DC电路及其控制方法。控制方式如下：当Q1，Q2打开时，电容C1的电能便通过Q1，L1，L2，向C2充电，当C2的电压升高到一定数值，向C2的充电过程停止，充电电流减小为零，这时Q1，Q2，关断，前端的电能转移到C2中，当Q1，Q2关断后，Q3，Q4打开，C2中的能量开始通过L2，Q3，向终端电容C3传递，C3是终端，其电压保持基本恒定，当C2中的电流为零时，通过续流二极管D2续流，当C2中的能量完全转移到终端电容C3中时，电感L2中的电流变为零，此时Q3，Q4关断，一次从前端到后端的能量传输结束。

Description

一种新型AC-DC(DC-DC)电路及控制方法

技术领域：本发明涉及AC-DC，DC-DC变换器，属于电力电子领域。

背景技术：随着电源技术的发展，高效率的可靠隔离的AC-DC，DC-DC变换器已成为一种趋势，硬开关技术在高频开关时开关损耗很大，降低了变换器效率，同时半导体承受的应力也较大，软开关技术可降低损耗。

当前在电力电子领域，电气隔离方式普遍采用隔离变压器方式，这种方式的AC-DC(后端为DC-DC) 要使用很多的半导体器件，虽然部分电路采用谐振软开关方式，但是二极管的续流和其它整流器件加之 PFC电路，使得电路损耗很大。本文提出一种软开关技术，将PFC和软开关技术集成在一起，特别提出了一种非隔离变压器的隔离方式，使得PFC，软开关以及极简单的方式集成在一起，大大提高了 AC-DC，DC-DC的转换效率。

发明内容：

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种PFC+软开关+电气隔离的新型AC-DC(包括DC-DC)电路，如图1。所述电路包括交流侧LCL滤波电路，整流桥H及整流后的直流支撑电容C1，与C1并联的续流二极管D1。Q1，Q2，Q3，Q4是电子开关或者半导体开关(如IGBT，IGCT，MOSFET，晶闸管等或其组合，或者其与二极管的串联)，关断时可正反向承压，当Q1，Q2打开时，电容C1的电能便通过Q1，L1，L2 向C2充电，当C2的电压升高到一定数值，向C2充电过程停止。充电电流变为零(流经L1，L2)，这时 Q1，Q2关断，前端C1的电能转移到C2中，C2上的电压可以设计的。主要是调整C1，C2电容的容值大小，当C1＜C2，且C1的充电电流小于经过L1，L2，D1续流电流时(此时C1的电压已经降为0)，C2的稳定充电后最高电压小于C1的稳定充电后最高电压，当Q1，Q2关断后，Q3，Q4导通，C2中的能量开始通过L2，Q3向终端电容C3转移，C3是终端储能电容，其电压保持基本恒定，二极管D2是续流二极管，当C2中的电荷变为0时，通过续流二极管D2续流，当C2当中的能量完全转移到C3中时，此时L2中的电流为0，Q3，Q4关断，一次从前端C1到后端C3的能量转移结束。Q1，Q2与Q3，Q4交错导通，实现了前后级C1与C3的电气隔离。在该电路中根据C1，C2的容值以及最高电压值，D1，D2中可能不会有续流电流流过。

在图2(就是在图1基础上在C2两端并联一个开关管K)中，C2并联一支开关管K，这样可以在C2 充电前，先将Q1，Q2以及开关管K导通，先给L1，L2充电，使其电流增大，当电流大到需要数值时(即电感存储的能量达到需要数值时)，开关管K断开(零电压关断)，此时电流流入C2，开始充电，这样C2 的电压可以升的很高，起到升压作用。Q1，Q2与Q3，Q4交错导通，实现了C1与C3的电气隔离。在该电路为单相电压源供电时，C1可以不要，采用无桥PFC结构，更利于实现PFC控制。

在图3中，前级为AC-DC，后面为DC-DC级联(如buck+buck，boost+boost，boost+buck等)，这样其中一个(或多个)DC-DC模块中在正负母线上分别串联Q1，Q2，另外的一个DC-DC模块正负极母线上串联Q3，Q4，分级导通，当Q1，Q2导通时给C2充电，当Q3，Q4导通时给C3充电，Q1，Q2与Q3， Q4的交错导通，实现了前后级C1与C3的电气隔离。在图3中Q1，Q3是集成到升压或者降压电路中的， Q2，Q4是起到在关断时电气隔离的作用。图3中的前后端DC-DC附属电路根据不同的DC-DC电路结构，有的存在，有的则是不存在，只是正负导线。

通过上述图1，图2的描述可知，由于电感L1，L2的存在，使得Q1，Q2或者Q3，Q4开通瞬间，流过电流为0，为零电流开通，C1向C2，或者C2向C3的能量转移完毕，电感L1，L2或者L2中的电流也为0，为零电流关断，在图2中，K开通为零点开通，关断为零电压关断，同时Q1，Q2与Q3，Q4的交替开通，关断，使得整个电路前后端C1与C3完全实现了电气隔离。其中Q1，Q2，Q3，Q4为关断时正反向都可承受电压的电子器件或半导体器件(或者是组合器件)。在图1，图2中，L1的感值根据电路功能的要求可以为零。

通过，图1，图2描述。该电路通过转移C1能量到C2，实现了整个电路的PFC功能。而前端LCL 则实现了滤除谐波的功能。而后面的C3直接向负载供电，如果接三相式或单相式逆变电路，则输出交流电。

通过图1，图2，图3，描述，通过控制C1转移能量到C3的循环频率，则可以控制整个回路的功率，图1一般作为降压电路，图2可升压也可降压(由于K的存在)，图3中DC-DC模块的级联可以时升压，也可以是降压。

本发明的主要创新点为在前级DC-DC模块负母线上串接一个开关管Q2(前级)，(Q2可反向承压)，在该DC-DC模块能量传递完毕后，Q2关闭，配合Q1完成前后端电路电气隔离的作用。一般Q2，串接在接收能量电容的负母线端，与串在正母线中的Q1同时开关。后级DC-DC模块能量传递中的Q3，Q4也这样配置。Q1，Q2，与Q3，Q4交替开关，实现了前后级电路电气隔离，从而大大简化了AC-DC或者DC-DC 的电路结构，提高了效率。

在图1，图2，图3中，C1在有些改进电路中可以不存在，实现无桥PFC，由整流桥H电路直接向 C2充电。如图2电路为单相电压源供电需要把C2的电压升高时，这时无桥PFC更容易实现。

附图说明：

图1为三相交流输入的AC-DC降压电路

图2为三相或者单相交流输入的AC-DC升压或者降压电路

图3为两级或多级级联的AC-DC或者DC-DC电路

具体实施例：

为使本发明实施的目的，技术方案和优点更清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚完整的描述，显然，所描述的本发明实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例，基于本发明中的实施例，本领域人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

具体实施例1：

本发明实施例1提供了一种AC-DC方案，整个能量传递过程为软开关谐振方式，无隔离变压器，采用了半导体(电子)器件进行隔离。

如图1，所述AC-DC包括前端LCL滤波，目的为了消除后端线路产生的谐波，其后为桥式整流H，为三相交流电输入。直流储能电容C1，C1与续流二极管D1并联，中间直流储能电流C2的前面是Q1， Q2与L1，L2，这部分电路用于把C1的能量转移到C2中同时实现AC-DC的PFC功能。方式为：当C1 的电压在短时间内达到预计的电压后，此时C2中的能量已经转移到C3中，电压为0，此时Q3，Q4是关闭状态，则Q1，Q2开通，C1的能量通过Q1，L1，L2流入C2，同时L1，L2储能，而电容C2也有储能。当C1中的电荷全部转移完毕后(虽然整个过程中整流桥H也向C1充电，但速度慢于C1向C2充电)，则 D1开始续流，因为此时C2电压高于此时C1，则电感L1，L2中的电流开始减小，当减小到0时，Q1， Q2关闭，C1向C2的能量转移完毕。从这个过程可以看出，D1，Q1，Q2都处于软开关过程，损耗很小，从这个转移过程和电路特点可以看出，这个前半端电路可以实现功率因数矫正和谐波滤除功能，当然当设计C2电压在合适数值时，不需要D1续流，当C1电压为零时L1，L2中的电流也降为0。

当Q1，Q2关断后，Q3，Q4打开，C2中的能量开始向C3转移，分3个阶段，当C2下降到与C3相等时，此时L2中的电流达到极大值，当0＜UC2＜UC3时，仍有C2提供回路中电流所需的电荷，当C2电压下降为0后，D2开始续流(如果此时电流不为0)，电流逐渐变小，直到为0，此时Q3，Q4关断，整个电路实现了从C1到C3的能量传输。且前后端电气隔离，全程软开关，通过控制一次能量全程转移的间隔即转移频率来控制整个回路的功率。其中Q1，Q2，Q3，Q4在高压时可选用IGCT或者压接式IGBT与二极管串联，如10KVAC转700vDc系统；当为市电(交流380V)输入AC-DC时，可以选用快速晶闸管。C1， C2容值的确定，可以通过一次需要转移的能量计算出来，C1的计算电压可以取C1传递能量时交流电压瞬时值的2倍，这样就计算出了C1的容值。

而C2的电压时可以预定的，根据预定的电压和需要储存的能量则会计算出所需容值，预定的电压一般不能超过C1的最高电压，并且要高于C3的电压(这种C1，C2容值的计算方法由于在C1向C2能量传递中H桥要向C1充电，这个充电能量是没有计算在内的，所以实际一次传递的能量要略大于计算值，可以通过增加C1向C2能量转移与C2向C3能量转移之间的死区来减小整个电路的传输功率)，如输入为 10KVAC系统，一般C2最高电压可定为7KV。

在电感量的设置中，L1+L2要小于LCL中后面的L数值，这样使得C1向C2的能量转移速度远大于 H向C1的充电速度(这里假定4倍以上)，实现C2的最高电压可以小于C1的最高电压或者实现C1向C2能量转移的可控。而电感L1，L2电感量的数值一般选几十到几百uH.感值小则能量转换速度一般会快。

此电路一次C1到C3传递的能量约为1/2*C1*U1*U1，U1为H桥整流后经LCL充电升压后C1上的电压，可以取为此时交流电顺时电压的2倍。由于放电时C1变为0，所以H桥给C1充电，电压会冲高。

此实施例可以用在电力电子变压器，大功率充电站，车载OBC中。

具体实施例2：如图2，此实施例就是在实施例1的基础上，在电容C2上并联一个半导体开关K(如 IGBT或其串联)，通过控制K的开关，实现对C2电压的调节，其它环节均无变化(输入可以交流单相电)。

电路运作流程如下：外部交流电(可三相，也可以单相)通过LCL滤波电路和整流桥H，将电能储存在 C1中，在Q3，Q4关闭情况下(实现后面C3对前部电路的隔离)，同步打开Q1，Q2，K。此时短路C2，电流从C1流过Q1，L1，L2，K，Q2，这个过程为对L1，L2储能，当电流达到预定值时，K断开(零电压关断)，此时开始对C2充电，如果此时C1尚有电荷，则由C1续流，如果C1无电荷，电压降为0，则由D1提供续流，整流桥H也提供少量电荷(H正常向C1充电)，直到电流变为0，从而关断Q1，Q2，实现C1到C2的能量转移。C2到C3的能量转移同实施例1.C1与C2电容量的计算首先根据一次要转移的能量，以及此时交流电的瞬时值(C1的电压取瞬时值电压的2倍)来定，然后根据电容C2要上升高到的电压，计算出C2的容量。根据一次转移的能量，和公式W＝1/2*(L1+L2)*I*I计算出流过电感电流的最大值，在这个最大值时关闭开关K，这样计算出的K的开通时间，可使一次转移的能量略大于预定值，这可以参考实施例1中的通过调节传输频率来纠正。

该实施例中的电感取值参考实施例1，LCL后面的电感要大于L1+L2。这样使C2的电压可控(即C1 向C2的充电电流要大于LCL和整流桥H向C1的充电速度，这里假定3.5倍)。

具体实施例3：

如图3，前面为AC电路，后面为级联的buck电路，两级BUCK电路的负母线上都串联一个电子开关，当第一级BUCK启动时，第二级BUCK关断，Q4也是关断的，从而实现对后端C3的隔离。当第二级BUCK 启动时，第一级关断，Q2也是关断的，也是隔离C1与C3。

Claims (11)

1.一种新型的非采用隔离变压器的电气隔离型AC-DC变换电路，包括前端LCL滤波电路，前端直流支撑电容C1，以及与其并联的续流二极管D1，以及Q1，Q2，Q3，Q4四个电子(或半导体)开关，L1，L2，C2以及后端大容量电容C3。其特征在于L1，L2，C2处于Q1，Q2与Q3，Q4之间。如图1。该方法通过前端整流桥H给C1充电，C1向C2充电，实现了AC-DC的PFC和电压变换，通过C1向C2充电，C2向C3充电，实现了电压变换并且实现了前后端隔离。

2.根据权利要求1，Q1，Q2，Q3，Q4为电子开关(或半导体开关)或由半导体器件组合成的开关，这些开关在关断状态下可以正反向承担电压而不击穿，如IGBT与二极管的串联，IGCT与二极管的串联，晶闸管等。

3.根据权利要求1，Q1，Q2分别处于与电感L1，L2，C2构成的回路的前后端，从而构成由C1给C2电容的充电回路。Q1，Q2同时开通或关断，在关断期间C2对前端C1以及交流系统电气隔离，Q2连在C2的负极端。

4.根据权利要求书1，Q3，Q4与L2，C2，C3构成回路，Q3处于L2与C3间，Q4处于C3与C2间。当Q3，Q4开通时，C2开始通过L2向C3放电，当C2电压为零时(如果此时电感电流不为零)，电感L2通过二极管D2续流，当能量转移结束，电感L2中的电流变为零时，Q3，Q4同时关断，C3中的能量不能逆流回C2，同时起到了后端电路(包括C3)与Q3，Q4前的电路电气隔离的作用，Q4连在C3的负极上。L1的电感量在有些设计中可以为零。

5.根据权利要求书1，2，3，4所述电路(如图1)的控制方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤1，当电容C1通过LCL电路充电完毕，则Q1，Q2导通，此时Q3，Q4关闭，C1及整流回路向C2充电，当C1电压降为零后，(如果此时L1，L2的电流不为0)L1，L2通过D1续流，当电感L1，L2的能量完全转移到C2中后，L1，L2中的电流降为零，此时Q1，Q2关断。当Q1，Q2关断完毕后，Q3，Q4导通，电能从C2向C3转移，当转移完毕后，L2中的电流降为零，此时Q3，Q4关闭，Q1，Q2与Q3，Q4的交替导通与关断，实现了在半导体(电子)器件软开关模式下的C1与C3的电气隔离。

6.根据权利要求1，2，3，4，5所述电路和控制方法，电容C2的电压可以控制，其原理为C2的容值要大于C1，同时C2在L1，L2续流充电(此时C1电压已变为零)时，其续流电流要大于整流桥给C1的充电电流，此时可以使C2的最高电压远小于C1的最高电压。

7.在权利要求5的控制时序基础上，通过控制总的能量从C1转移到C3的频率，可以控制整个电路的传输功率，可以控制整个前端电路的功率因数和谐波含量，使其达到要求。

8.根据权利要求1，2，3，4，5，这种不用隔离变压器的AC-DC转换电路(或DC-DC转换电路)，电路拓扑和控制方法照样适用于C1为稳定电压的DC-DC电路，即以C1为起点，C3为终点的DC-DC电路。

9.根据权利要求1，2，3，4，5，对应于前端电路需要升压的电路，如图2，该电路可以在C2上并联一支可关断的半导体开关K，通过控制该半导体开关可以实现电感L1，L2上通过大电流，实现储能作用，最终实现C2上电压的大幅升压，起到BOOST升压的作用。其中K与Q1，Q2同时开关，为零电流开通，零电压关断(此时C2电压为0)。

10.根据权利要求书1，2，3，4，5；这种利用Q1，Q2导通时Q3，Q4关断，给前级AC-DC或者DC-DC的输出直流支撑电容C2充电；充满电后关断Q1，Q2，开通Q3，Q4将刚充满电的电容能量经下一级DC-DC电路输送给下一级直流储能电容C3的方法，同样适用于多(二)级串联的分级式AC-DC或DC-DC电路。其中Q1，Q2处在上级DC-DC正负母线上(同时开关)，而Q3，Q4则处在下级DC-DC的正负母线上(同时开关)，Q1，Q2和Q3，Q4的存在使得这种多级升压或者降压AC-DC(DC-DC)实现了输入与输出的电气隔离，如图3。

11.在图1，图2，图3中，C1在有些改进电路中可以不存在，实现无桥PFC，由AC电路经整流桥直接向C2充电。这样在实现向C2充电过程中更容易实现PFC(如通过给C2充电的频率控制)。如图2电路为单相交流电压源输入且需要升压给C2储能时。