CN105162315B - 电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置及相应的方法，该装置包括整流器、压控电荷泵电路以及后续功率开关变换器；压控电荷泵电路包括输入电流校正支路、电荷泵电路和谐振电容Cr；电荷泵电路的输出与谐振电容Cr以及后续功率开关变换器的输入端相并联；输入电流校正支路和电荷泵电路相串联后与整流器的输出端相并联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制。本发明利用后级有源功率开关电路的输入电流来驱动电荷泵的无源的功率因数校正电路，能使得无源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。

Description

电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置及方法

技术领域

本发明涉及一种电荷泵式准有源功率因数校正电路，尤其是一种高功率因数低总谐波失真准有源功率因数校正电路及方法。

背景技术

在过去，由于白炽灯技术的发展，使得现在的照明系统基本都是白炽灯通用照明系统。然而，随着LED技术的发展，LED发光效率正在大幅度的提升，所以，更加节省能源的LED通用照明系统正在逐渐地替代白炽灯通用照明系统。

但是现在居民所使用的市电供电电源为交流电流，而LED需要通过直流电流驱动，所以如何将交流电流转换成直流电流供LED使用成为了LED普及过程中必须要解决的一个问题。在过去，要解决这个问题，往往是通过LED驱动电源将交流电流转换成对应的直流电流；而在使用LED驱动电源的时候，为了避免LED驱动电源对市电电网的干扰，所以就需要制定相应的标准来规范LED驱动电源，而要实现这种规范LED驱动电源使用的标准的时候，必须满足一定的指标，如：功率因数大于0.9，总谐波失真小于15％等。

现有的技术中，LED驱动电源有一级有源控制的升压式功率因数校正电路，其输出后接降压或隔离升降压直流-直流功率变换器，输出对应的LED驱动电流。这种两级功率电流变换结构，能满足其对应的输入指标和输出指标，但其整体的成本高，效率不高。

所以，在LED普及化的过程中，如何简化以上所述的功率因数校正电路结构，以降低成本是亟需攻克的难题。美国专利US5986901(图2)、US6909622B2(图3)，在已有的填谷基础(图1)上给出一简化的功率因数校正电路来代替有源控制的升压式功率因数校正电路。但是使用该技术来使得LED驱动电源的输入端的指标无法满足相应的规范，如：使用该技术的总谐波失真接近25％，离要求的总谐波失真小于15％还有不小的差距。

在US5986901专利技术介绍该电路的工作原理；电路工作是分两个工作模式；其一是直接供电模式，其二是电荷泵模式。直接供电模式的工作条件是输入瞬时电压大于直流储能电容电压但小于两直流储能电容电压之和。在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，这输入瞬时电压经电感Lin和整流桥向负载提供电流、能量和功率。由于这负载电流流过电感Lin，就有能量储存在这电感Lin中。当这负载电流自固定值跳变为零之后，输入瞬时电压和储存在电感Lin的能量就经二极管D3、D4释放给两直流储能电容C1、C2。由于输入瞬时电压小于两直流储能电容C1、C2的电压之和，这电感Lin放电电流衰减到零。

在直接供电模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分输入电源直接供电给负载；第二部分输入电源对两直流储能电容C1、C2充电。

电荷泵模式的工作条件是输入瞬时电压小于直流储能电容电压；在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，两直流储能电容C1、C2将向负载提供电流、能量和功率，这两直流储能电容C1、C2的释放电流经过电流变压器Tc的两绕组并联地向负载提供电流。电流变压器Tc的第三绕组的电流是用来经电荷泵电容Cc向输入瞬时电压吸收能量的；这样电荷泵电容Cc的电压增加同时电流变压器Tc第三绕组的激磁电流也对应的增加。由于阻断二极管D4的作用，两直流储能电容C1、C2不会对电荷泵电容Cc放电。当这负载电流自固定值跳变为零之后，这电荷泵电容Cc和电流变压器Tc第三绕组的激磁电流以及输入瞬时电压经电感Lin经二极管D3对两直流储能电容C1、C2释放能量；由于输入瞬时电压小于直流储能电容电压，这放电电流衰减到零。

在电荷泵模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分输入电源对电感Lin和电荷泵电容Cc供电；第二部分输入电源通过电感Lin和电荷泵电容Cc对两直流储能电容C1、C2充电。

无论在直接供电模式还是电荷泵模式，功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，由于电感Lin和电流变压器Tc绕组的寄生电感作用，该电路是不能立即提供所需要功率因数校正电路的负载电流的。该电路需要一定的时间来产生这所需要功率因数校正电路的负载电流。正是这一特点，该电路具有开通缓冲电路(turn-on snubber)的功能。对有些后续功率变换器而言，可以减小对应的开关损耗。但这特性在其他恒定输出电流的应用要求而言，会使得这恒定输出电流的实现成本提高。

US5986901所述电路在输入电压变化范围中，只分两个工作模式。由对应工作模式原理可知，这两工作模式的输入电流差距比较大，而不能使得输入电流随输入电压平滑地线性变化。通常使用这技术电路的输入电流的总谐波失真在25％左右。

在US6909622B2专利技术介绍该电路的工作原理；与US5986901专利技术电路工作一样，是分两个工作模式；其一是直接供电模式，其二是耦合升压模式。直接供电模式的工作条件是输入瞬时电压大于直流储能电容电压但小于两直流储能电容C1、C2电压之和。在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，这输入瞬时电压经耦合电感的第三绕组L1和整流桥向负载提供电流、能量和功率。由于这负载电流流过耦合电感的第三绕组L1，就有能量储存在这耦合电感的第三绕组L1中。当这负载电流自固定值跳变为零之后，输入瞬时电压和储存在耦合电感的第三绕组L1的能量就经二极管D3释放给两直流储能电容C1、C2。由于输入瞬时电压小于两直流储能电容电压C1、C2之和，这耦合电感的第三绕组L1放电电流衰减到零。

在直接供电模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分输入电源直接供电给负载；第二部分输入电源对两直流储能电容C1、C2充电。

耦合升压模式的工作条件是输入瞬时电压小于直流储能电容电压；在功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值时，两直流储能电容C1、C2将向负载提供电流、能量和功率，这两直流储能电容C1、C2的释放电流经过耦合电感的两绕组(第一，二绕组)L2、L3并联地向负载提供电流。由于耦合电感的两绕组(第一，二绕组)L2、L3中电流，耦合电感存储了相应的能量；当这负载电流自固定值跳变为零之后，这耦合电感两绕组(第一，二绕组)L2、L3的输出电流与谐振电容Cr进行谐振升压；随着这耦合电感的两绕组(第一，二绕组)L2、L3上电压增加，这耦合电感的第三绕组L1电压也对应的增加。当整流桥输出电压加耦合电感的第三绕组L1电压大于对两直流储能电容C1、C2的电压之和时，整流桥输出电压经耦合电感的第三绕组L1和二极管D3向两直流储能电容C1、C2释放能量；当选择第三绕组L1与第一，二绕组L2、L3的匝比大于2时，整流桥输出电压经耦合电感的第三绕组L1和二极管D3向两直流储能电容C1、C2放电时，耦合电感的第一，二绕组L2、L3上的反射电压将低于直流储能电容电压；由于这耦合电感的第一，二绕组L2、L3相串联的二极管D1，D2的单向导电特性，耦合电感的第一，二绕组L2、L3输出电流跳变为零。由于磁链不突变的原理，耦合电感中的储能立刻全部由耦合电感的第三绕组L1输出电流经二极管D3和整流桥输出电压串联一起向两直流储能电容C1、C2放电，这输出放电电流逐渐衰减到零。

在耦合升压模式中，每个开关周期分为两个部分；第一部分两直流储能电容C1、C2对耦合电感储能；第二部分输入电源通过耦合电感对两直流储能电容C1、C2充电。谐振电容Cr是利用磁链不突变的原理，从而将耦合电感的第一，二绕组L2、L3的输出电流转为耦合电感的第三绕组L1的输出电流。

US6909622B2技术电路在输入电压变化范围中，只分两个工作模式。由对应工作模式原理可知，这两工作模式的输入电流差距比较大，而不能使得输入电流随输入电压平滑地线性变化。通常使用这专利技术电路的输入电流的总谐波失真在25％左右。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种利用电荷泵原理的无源的功率因数校正方案，并利用后级有源功率开关电路的输入电流来驱动电荷泵的无源的功率因数校正电路，能使得无源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。

为了解决上述问题，本发明提供一种电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置(校正电路)，包括整流器、压控电荷泵电路以及后续功率开关变换器；所述压控电荷泵电路包括输入电流校正支路、电荷泵电路和谐振电容Cr；所述电荷泵电路的输出与谐振电容Cr以及后续功率开关变换器的输入端相并联；所述输入电流校正支路和电荷泵电路相串联后与整流器的输出端相并联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制。

也就是说该谐振电容Cr根据输入瞬时电压VAC与电荷泵电路储能电压的差值控制何时电荷泵电路全功率开启，何时电荷泵电路部分功率开启，何时电荷泵电路停止开启。

备注说明：电感Lf、电容Cf1构成EMI滤波器，此为公知技术。实际使用时，EMI滤波器、整流器、压控电荷泵电路依次相连。

当输入瞬时电压VAC为0时，电荷泵电路全功率开启，电荷泵电路提供后续功率开关变换器的全部输入电流；

当输入瞬时电压VAC为VAC峰值时，电荷泵电路停止开启，电荷泵电路完全不提供后续功率开关变换器的全部输入电流；

其余状态下，电荷泵电路部分功率开启，开启功率的大小随着输入瞬时电压VAC的增加而减小；电荷泵电路提供后续功率开关变换器的部分输入电流。

作为本发明的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置的改进：

所述输入电流校正支路由输入电感L1和二极管D1串联组成，输入电感L1的一端为输入端、另一端为输出端；二极管D1并联在输入电感L1的输出端，二极管D1的阳极为输入电流校正支路的公共地端。

作为本发明的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置的进一步改进：

电荷泵电路是由电荷泵电容Cc、二极管D2、电流变压器Tc及填谷电路构成；

所述填谷电路是由电容C1、C2，二极管D3、D4、D5构成；

所述电流变压器Tc有三个绕组，电流变压器Tc的两个副边绕组分别与二极管D3和二极管D5相串联从而构成两个支路----支路Ⅰ和支路Ⅱ；由于二极管D3、二极管D5的单向导电特性，电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端可以流出电流；所述支路Ⅰ和支路Ⅱ分别与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的放电支路(即，电流变压器Tc的副边绕组与二极管D3、D5形成的支路分别与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的放电支路)；

备注说明：即，支路Ⅰ与电容C1相串联，支路Ⅱ与电容C2相串联；

二极管D4与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的充电支路；

电流变压器Tc的原边绕组与电荷泵电容Cc、二极管D2相串联后与填谷电路的输出相并联。

作为本发明的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置的进一步改进：

后续功率开关变换器为反激式功率开关变换器(如图5所示)、降压式功率开关变换器(如图6所示)、正激式功率开关变换器(如图7所示)或升降压式功率开关变换器(如图8所示)。

作为本发明的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置的进一步改进：

电流变压器Tc的同名端(如图4中的“。”所示)的设置使得电流变压器Tc的工作状态如下：

电流变压器Tc的两个副边绕组分别经过电容C1和C2后并联对后续功率开关变换器供电；同时电流变压器Tc的原边绕组也经过电荷泵电容Cc向后续功率开关变换器供电；从而实现上述3者的同时向后续功率开关变换器供电；

电流变压器Tc原边绕组的同名端的联接使得当电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端流出电流时，电流变压器Tc原边绕组的同名端流入相应的电流；电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流是将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器；即，借助电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流的推力将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器；二极管D2是保证电荷泵电容Cc只对填谷电路和后续功率开关变换器提供和输出能量，而电荷泵电容Cc仅仅从输入电流校正支路获取能量；输入电流校正支路输出端的反并的二极管D1的一端与电荷泵电容Cc与二极管D2相接的节点相接；二极管D1的另一端是与电流变压器Tc原边绕组不与电荷泵电容Cc相接的一端相连；由于反并二极管D1的联接通路，当电流变压器Tc的两个副边绕组同名端流出电流跳变为零时，电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc释放其储能；由于二极管D1导通，整流器输出电压经输入电感L1短路到地，输入电感L1的电流随整流器输出电压线性增加。

本发明还同时提供了利用上述任一校正装置进行的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正方法，为如下5个工作状态：

1)、VAC的瞬时值接近VAC峰值(即，约为峰值的90％～100％)；

2)、VAC的瞬时输入电压远大于电荷泵电路(22)内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的70％～90％)；

3)、VAC的瞬时输入电压接近但大于电荷泵电路(22)内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的50％～70％)；

4)、VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路(22)内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的30％～50％)；

5)、VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路(22)内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的0％～30％)。

在美国专利US5986901，US6909622B2中，提到的功率因数校正方案是分别工作在两个工作模式。正是由于两个工作模式而存在两个工作模式的转换问题，也就是说因为两个工作模式的转换会造成输入电流瞬时波形的跳变。美国专利US5986901，US6909622B2难以满足总谐波失真小于15％要求。要满足总谐波失真小于15％要求，一般是要尽量避免输入电流瞬时波形的跳变，也就是说，这输入电流波形要求是平滑的变化。

而本发明的压控电荷泵的方法能够很好的解决这个问题，也就是说，这压控电荷泵电路可以根据VAC输入电压瞬时值与电荷泵电路储能电压的差值控制何时电荷泵电路全功率开启，何时电荷泵电路部分功率开启，何时电荷泵电路停止开启。经检测，本发明使得无源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

图1是填谷电路示意图；

图2是美国专利US5986901主要结构示意图；

图3是美国专利US6909622B2主要结构示意图；

图4是本发明主要结构示意图；

图5是本发明后续功率开关变换器为反激式功率开关变换器时的主要结构示意图；

图6是本发明后续功率开关变换器为降压式功率开关变换器时的主要结构示意图；

图7是本发明后续功率开关变换器为正激式功率开关变换器时的主要结构示意图；

图8是本发明后续功率开关变换器为升降压式功率开关变换器时的主要结构示意图。

具体实施方式

实施例1、一种高功率因数低总谐波失真准有源功率因数校正电路(校正装置)，如图4所述，包括整流器1、压控电荷泵电路2以及后续功率开关变换器3；压控电荷泵电路2包括输入电流校正支路21、电荷泵电路22和谐振电容Cr；电荷泵电路22的输出与谐振电容Cr以及后续功率开关变换器3的输入端相并联；输入电流校正支路21和电荷泵电路22相串联后与整流器1的输出端相并联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路2的控制，也就是说该谐振电容Cr根据输入瞬时电压VAC与电荷泵电路22储能电压的差值控制何时电荷泵电路22全功率开启，何时电荷泵电路22部分功率开启，何时电荷泵电路22停止开启。

电感Lf、电容Cf1构成EMI滤波器，此为公知技术。实际使用时，EMI滤波器、整流器1、压控电荷泵电路2依次相连。

当输入瞬时电压VAC为0时，电荷泵电路22全功率开启，电荷泵电路22提供后续功率开关变换器3的全部输入电流；

当输入瞬时电压VAC为VAC峰值时，电荷泵22电路停止开启，电荷泵电路22完全不提供后续功率开关变换器3的全部输入电流；

其余状态下，电荷泵电路22部分功率开启，开启功率的大小随着输入瞬时电压VAC的增加而减小；电荷泵电路22提供后续功率开关变换器3的部分输入电流。

输入电流校正支路21由输入电感L1和二极管D1串联组成，输入电感L1的一端为输入端、另一端为输出端；二极管D1并联在输入电感L1的输出端，二极管D1的阳极为输入电流校正支路21的公共地端。

电荷泵电路22是由电荷泵电容Cc、二极管D2、电流变压器Tc及填谷电路构成。填谷电路是由电容C1、C2、二极管D3、D4、D5构成。电流变压器Tc有三个绕组；电流变压器Tc的两个副边绕组分别与二极管D3和D5相串联而构成两支路----支路Ⅰ和支路Ⅱ；由于二极管D3、D5的单向导电特性，电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端可以流出电流。电流变压器Tc的副边绕组与二极管D3、D5形成的支路(支路Ⅰ和支路Ⅱ)分别与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的放电支路；即，支路Ⅰ与电容C1相串联，支路Ⅱ与电容C2相串联。

二极管D4与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的充电支路。电流变压器Tc的原边绕组与电荷泵电容Cc、二极管D2相串联后与填谷电路的输出相并联；

电流变压器Tc的同名端(如图4中的“。”所示)的设置使得电流变压器Tc的工作状态如下：

电流变压器Tc的两个副边绕组分别经过电容C1和C2后并联对后续功率开关变换器3供电；同时电流变压器Tc的原边绕组也经过电荷泵电容Cc向后续功率开关变换器3供电；从而实现上述3者的同时向后续功率开关变换器3供电。

即，电流变压器Tc原边绕组的同名端的联接使得当电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端流出电流时，这电流变压器Tc原边绕组的同名端流入相应的电流；这电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流是将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器3，也就是说，借助这电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流的推力将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器3，二极管D2是保证电荷泵电容Cc只对填谷电路和后续功率开关变换器3提供和输出能量，而电荷泵电容Cc仅仅从输入电流校正支路21获取能量。输入电流校正支路21输出端的反并二极管D1的一端与电荷泵电容Cc与二极管D2相接的节点相接；二极管D1的另一端是与电流变压器Tc原边绕组不与电荷泵电容Cc相接的一端相连；由于这反并二极管D1的联接通路，当这电流变压器Tc的两个副边绕组同名端流出电流跳变为零时，这电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc释放其储能；由于二极管D1导通，整流器1输出电压经输入电感L1短路到地，输入电感L1的电流随整流器1输出电压线性增加。

在本发明中，当后续功率开关变换器3为反激式功率开关变换器时，如图5所述。当后续功率开关变换器3为降压式功率开关变换器时，如图6所述。当后续功率开关变换器3为正激式功率开关变换器时，如图7所述。当后续功率开关变换器3为升降压式功率开关变换器时，如图8所述。

本发明(压控电荷泵)的工作原理如下，即为如下5个状态：

1.VAC的瞬时值接近VAC峰值(即，约为峰值的90％～100％)时：当后续功率开关变换器3的功率开关导通，这后续功率开关变换器3的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器3的输出电流决定。这后续功率开关变换器3的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；整流器1的瞬时输出电压接近VAC峰值，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加直至等于后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流；如果此时谐振电容Cr上电压还高于电荷泵电路22内的储能电容(电容C1和C2)上的电压，这电荷泵电路22不输出能量但将吸收输入电感L1的储能。输入电感L1电流是与后续功率开关变换器3的输入端拉动电流同步。

2.VAC的瞬时输入电压远大于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的70％～90％)时：

当后续功率开关变换器3的功率开关导通，这后续功率开关变换器3的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器3的输出电流决定。这后续功率开关变换器3的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；瞬时整流器1输出电压高于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加。如果输入电感L1的电流还不等于后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，这电荷泵电路22开启；这电荷泵电路22与输入电感L1一并向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流。此时这电荷泵电路22的输出电压为电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压减去电流变压器Tc的反射电压。由于VAC的瞬时输入电压大于电荷泵电路22的输出电压，输入电感L1电流将继续增加；如果输入电感L1电流大于等于后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流，这电荷泵电路22将不输出能量但将吸收输入电感L1的储能。输入电感L1电流是与后续功率开关变换器的输入端拉动电流基本同步。

3.VAC的瞬时输入电压接近但大于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的50％～70％)时：

当后续功率开关变换器3的功率开关导通，这后续功率开关变换器3的输入端有一拉动电流，其大小由后的续功率开关变换器3输出电流决定。这后续功率开关变换器3的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；瞬时整流器1输出电压高于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加。如果输入电感L1的电流还不等于后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，这电荷泵电路22开启；这电荷泵电路22与输入电感L1一并向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流。此时这电荷泵电路22的输出电压基本为电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压减去电流变压器Tc的反射电压。由于VAC的瞬时输入电压接近电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，输入电感L1电流将继续增加；但输入电感L1电流小于后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流，这电荷泵电路22将输出输入电感L1电流与后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流的差值，但将吸收输入电感L1的储能。注意：电荷泵电路22将仅仅输出输入电感L1电流与后续功率开关变换器3的输入端的拉动电流的差值。输入电感L1电流是与后续功率开关变换器3的输入端拉动电流基本同步。

4.VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，约为峰值的30％～50％)时：

当后续功率开关变换器3的功率开关导通，这后续功率开关变换器3的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器3输出电流决定。这后续功率开关变换器3的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，这电荷泵电路22开启；这电荷泵电路22向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流。此时电荷泵电路22的输出电压为电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压减去电流变压器Tc的反射电压。随着这电荷泵电路22向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流，电荷泵电容Cc上电压下降。当后续功率开关变换器3的输入端拉动电流跳变到零，整流器1输出瞬时电压经输入电感L1对电荷泵电容Cc充电以补充这电荷泵电路22向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流时电荷泵电容Cc上电压下降直到电荷泵电容Cc上电压到其(电荷泵电容Cc)放电时的初值。由于电荷泵电容Cc上电压随充电增加，输入电感L1电流并不随时间线性增加而基本为恒定值，并且输入电感L1电流持续时间相当长。输入电感L1电流是与后续功率开关变换器的输入端拉动电流基本是错位的。

5.VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，为峰值的0％～30％)时：

当后续功率开关变换器3的功率开关导通，这后续功率开关变换器3的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器3输出电流决定。这后续功率开关变换器3的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压，这电荷泵电路22开启；这电荷泵电路22向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流。此时这电荷泵电路22的输出电压为电荷泵电路22内储能电容(电容C1和C2)上的电压减去电流变压器Tc的反射电压。随着这电荷泵电路22向后续功率开关变换器3的输入端提供拉动电流，电荷泵电容Cc上电压下降。当后续功率开关变换器3的输入端拉动电流跳变到零，电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc释放其储能；由于二极管D1导通，整流器1输出电压经输入电感L1短路到地，输入电感L1电流随整流器1输出电压线性增加。电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc充电直到其电荷泵电容Cc电压到其放电时的初值。届时二极管D1进入截至状态而使输入电感L1电流经二极管D2、D4对填谷电容C1和C2充电。输入电感L1电流是与后续功率开关变换器3的输入端拉动电流是完全错位的。

由上述5个工作状态描述可知，谐振电容Cr根据整流器1输出瞬时电压大小将电荷泵电路22控制分别在5个工作模式上工作；并且这5个工作模式基本上是平滑过渡的。在每一工作模式上对应输入电流开关周期平均值是随着整流器1输出瞬时电压大小而变化。谐振电容Cr容值大小是由后续功率开关变换器3的输入端拉动电流大小决定的。对不同的后续功率开关变换器3的额定功率，谐振电容Cr容值有一最优值，该最优值能使得这5个工作模式平滑过渡，即，VAC的输入电流与VAC的输入电压呈线性关系变化；也就是说影响VAC输入电流的总谐波失真大小。

由上述5个工作状态描述可知，由于压控电荷泵电路2的电容特性，压控电荷泵电路2能够瞬时对后续功率开关变换器3的输入端拉动电流的提供全部电流，或者部分电流甚至提供零电流。这就解决了输入电感L1电流大小随VAC输入电压变化而后续功率开关变换器3的输入端拉动电流不变化的矛盾，也就是说，压控电荷泵电路2充当一缓冲电压源电路，它能将VAC瞬时输入电流与后续功率开关变换器3的输入端拉动电流的差值补上；这样VAC的输入电流可以随着VAC输入电压变化而后续功率开关变换器3的输出电流或功率依然恒定输出。

由上述5个工作状态描述可知，随着整流器1输出瞬时电压由峰值向零电压变化，输入电感L1电流开关周期平均值逐渐由最大值(即，对应峰值的电流)减小到零；输入电感L1电流是与后续功率开关变换器3的输入端拉动电流由同相逐渐变为异相。正是由于VAC输入电流的开关周期平均值是与VAC输入瞬时电压呈线性关系变化，这才保证满足总谐波失真小于15％要求可以实现。

由上述5个工作状态描述可知，后续功率开关变换器3的输入端拉动电流必须是一断续电流才能保证这压控电荷泵电路正常工作。后续功率开关变换器3为降压式、正激式、升降压式或者反激式功率开关变换器的输入电流是断续的，它们能够与这压控电荷泵电路协调工作使得输入高功率因数并且输入电流的总谐波失真低于15％。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的一个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (3)

1.电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置，其特征是：包括整流器(1)、压控电荷泵电路(2)以及后续功率开关变换器(3)；所述压控电荷泵电路(2)包括输入电流校正支路(21)、电荷泵电路(22)和谐振电容Cr；所述电荷泵电路(22)的输出与谐振电容Cr以及后续功率开关变换器(3)的输入端相并联；所述整流器(1)的输出端与输入电流校正支路(21)的输入端相连，输入电流校正支路(21)的输出端与电荷泵电路(22)的输入端相连；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路(2)的控制；

所述输入电流校正支路(21)由输入电感L1和二极管D1串联组成，输入电感L1的一端为输入端、另一端为输出端；二极管D1并联在输入电感L1的输出端与公共地端之间，二极管D1的阳极为输入电流校正支路(21)的公共地端；

电荷泵电路(22)是由电荷泵电容Cc、二极管D2、电流变压器Tc及填谷电路构成；

所述填谷电路是由电容C1、C2，二极管D3、D4、D5构成；

所述电流变压器Tc有三个绕组，电流变压器Tc的两个副边绕组分别与二极管D3和二极管D5相串联从而构成两个支路----支路Ⅰ和支路Ⅱ；由于二极管D3、二极管D5的单向导电特性，电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端可以流出电流；所述支路Ⅰ和支路Ⅱ分别与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的放电支路；

二极管D4与电容C1和C2相串联而构成填谷电路的充电支路；

电流变压器Tc的原边绕组与电荷泵电容Cc、二极管D2相串联后与填谷电路的输出相并联；

电流变压器Tc的同名端的设置使得电流变压器Tc的工作状态如下：

电流变压器Tc的两个副边绕组分别经过电容C1和C2后并联对后续功率开关变换器(3)供电；同时电流变压器Tc的原边绕组也经过电荷泵电容Cc向后续功率开关变换器(3)供电；从而实现上述3者的同时向后续功率开关变换器(3)供电；

电流变压器Tc原边绕组的同名端的联接使得当电流变压器Tc的两个副边绕组仅仅同名端流出电流时，电流变压器Tc原边绕组的同名端流入相应的电流；电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流是将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器(3)；即，借助电流变压器Tc原边绕组的同名端流入的电流的推力将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续功率开关变换器(3)；二极管D2是保证电荷泵电容Cc只对填谷电路和后续功率开关变换器(3)提供和输出能量，而电荷泵电容Cc仅仅从输入电流校正支路(21)获取能量；输入电流校正支路(21)输出端的反并 的二极管D1的一端与电荷泵电容Cc与二极管D2相接的节点相接；二极管D1的另一端是与电流变压器Tc原边绕组不与电荷泵电容Cc相接的一端相连；由于反并二极管D1的联接通路，当电流变压器Tc的两个副边绕组同名端流出电流跳变为零时，电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc释放其储能；由于二极管D1导通，整流器(1)输出电压经输入电感L1短路到地，输入电感L1的电流随整流器(1)输出电压线性增加。

2.根据权利要求1所述的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置，其特征是：

后续功率开关变换器(3)为反激式功率开关变换器、降压式功率开关变换器、正激式功率开关变换器或升降压式功率开关变换器。

3.利用权利要求1或2所述校正装置进行的电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正方法，其特征是为如下5个工作状态：

1)、VAC的瞬时值接近VAC峰值；

当后续功率开关变换器(3)的功率开关导通，所述后续功率开关变换器(3)的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器(3)的输出电流决定；所述后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；整流器(1)的瞬时输出电压接近VAC峰值，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加直至等于后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流；如果此时谐振电容Cr上电压还高于电荷泵电路(22)内的储能电容上的电压，所述电荷泵电路(22)不输出能量但将吸收输入电感L1的储能；输入电感L1电流是与后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流同步；

2)、VAC的瞬时输入电压远大于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压；

当后续功率开关变换器(3)的功率开关导通，所述后续功率开关变换器(3)的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器(3)的输出电流决定；所述后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；瞬时整流器(1)输出电压高于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加；如果输入电感L1的电流还不等于后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，电荷泵电路(22)开启；所述电荷泵电路(22)与输入电感L1一并向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流；此时所述电荷泵电路(22)的输出电压为电荷泵电路(22)内储能电容上的电压减去电流变压器Tc的反射电压；由于VAC的瞬时输入电压大于电荷泵电路(22)的输出电压，输入电感L1电流将继续增加；如果输入电感L1电流大于等于后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流，所述电荷泵电路(22)将不输出能量但将吸收输入电感L1 的储能；输入电感L1电流是与后续功率开关变换器的输入端拉动电流基本同步；

3)、VAC的瞬时输入电压接近但大于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压；

当后续功率开关变换器(3)的功率开关导通，后续功率开关变换器(3)的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器(3)输出电流决定；所述后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；瞬时整流器(1)输出电压高于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，输入电感L1的电流会增加；如果输入电感L1的电流还不等于后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，这电荷泵电路(22)开启；所述电荷泵电路(22)与输入电感L1一并向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流；此时所述电荷泵电路(22)的输出电压基本为电荷泵电路(22)内储能电容上的电压减去电流变压器Tc的反射电压；由于VAC的瞬时输入电压接近电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，输入电感L1电流将继续增加；但输入电感L1电流小于后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流，所述电荷泵电路(22)将输出输入电感L1电流与后续功率开关变换器(3)的输入端的拉动电流的差值，但将吸收输入电感L1的储能；

4)、VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压；

当后续功率开关变换器(3)的功率开关导通，后续功率开关变换器(3)的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器(3)输出电流决定；所述后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，电荷泵电路(22)开启；所述电荷泵电路(22)向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流；此时电荷泵电路(22)的输出电压为电荷泵电路(22)内储能电容上的电压减去电流变压器Tc的反射电压；随着电荷泵电路(22)向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流，电荷泵电容Cc上电压下降；当后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流跳变到零，整流器(1)输出瞬时电压经输入电感L1对电荷泵电容Cc充电以补充电荷泵电路(22)向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流时电荷泵电容Cc上电压下降直到电荷泵电容Cc上电压到其放电时的初值；由于电荷泵电容Cc上电压随充电增加，输入电感L1电流并不随时间线性增加而基本为恒定值，并且输入电感L1电流持续时间相当长；输入电感L1电流是与后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流基本是错位的；

5)、VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压；

当后续功率开关变换器(3)的功率开关导通，后续功率开关变换器(3)的输入端有一拉动电流，其大小由后续功率开关变换器(3)输出电流决定；所述后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于电荷泵电路(22)内储能电容上的电压，电荷泵电路(22)开启；电荷泵电路(22)向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流；此时电荷泵电路(22)的输出电压为电荷泵电路(22)内储能电容上的电压减去电流变压器Tc的反射电压；随着电荷泵电路(22)向后续功率开关变换器(3)的输入端提供拉动电流，电荷泵电容Cc上电压下降；当后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流跳变到零，电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc释放其储能；由于二极管D1导通，整流器(1)输出电压经输入电感L1短路到地，输入电感L1电流随整流器(1)输出电压线性增加；电流变压器Tc原边绕组的激磁电流经二极管D1对电荷泵电容Cc充电直到其电荷泵电容Cc电压到其放电时的初值；届时二极管D1进入截至状态而使输入电感L1电流经二极管D2、D4对填谷电容C1和C2充电；输入电感L1电流是与后续功率开关变换器(3)的输入端拉动电流是完全错位的；

所述VAC为输入瞬时电压。