JPWO2009051170A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
トランスまたはインダクタと、このトランスまたはインダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電流・電圧を検出するとともにその値に応じてスイッチング素子のオン・オフ制御を行うディジタル制御回路で構成されるスイッチング制御回路とを備え、スイッチング素子のオン・オフタイミングを避けて、制御対象である電流・電圧をサンプリングするとともにＡ／Ｄ変換し、そのディジタル値を基にしてスイッチング制御を行う。これにより、スイッチングノイズの影響を受けることなく、正確な電圧・電流のピーク値を基にした制御を行なう。
Description
この発明は、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置に関するものである。
一般的にスイッチング電源装置は、入力電源を入力して、所望の電圧または電流を出力するようにフィードバック制御するように構成されている。
この制御をアナログ制御回路により行う場合、出力電圧が通常コンパレータで基準電圧と比較され、基準電圧との大小関係によってスイッチング素子のオン・オフ制御を行っている。このようなアナログ制御の場合には、電圧・電流信号に重畳されるスイッチングノイズの影響でコンパレータの出力が瞬時的に大きく変動して制御が乱れる場合がある。また、このようなノイズの影響を抑えるためにローパスフィルタ等を入れれば応答遅れの問題が生じる。
ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行えば、前記コンパレータを用いるアナログ回路制御による問題は改善できる。特許文献１にはディジタル制御回路によってコンバータを制御するようにしたスイッチング電源装置が示されている。
図１は特許文献１のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。ここで１は例えば降圧型やフォワード型などのコンバータである。コンバータ１は、ＤＳＰやＭＰＵなどで構成されるディジタル制御器２からのパルス駆動信号を受けて駆動するスイッチング素子をスイッチング動作（オン・オフ動作）させることにより、トランスやチョークコイルなどのインダクタンス素子に例えば商用電源などの入力電力を断続的に供給して、所望の出力電力を取り出して負荷へ出力する。
ディジタル制御器２は、コンバータ１の各部の電圧・電流情報を所定の周期毎にＡ／Ｄ変換してサンプリングするサンプリング部３と、前記電圧・電流情報に基づいて前記パルス駆動信号に対するパルス制御のためのディジタル演算処理を行う制御部４と、当該ディジタル演算処理結果に基づいて内部クロック信号からパルス駆動信号を生成してコンバータ１のスイッチング素子へ出力するパルス駆動信号生成部５とで構成される。制御部４は、モード判別手段１０によりコンバータ１の状態を判別し、当該判別結果に応じて切換スイッチ１１を切り換えて、連続モードに適した制御特性を有する連続モード制御手段１２と、不連続モードに適した制御特性を有する不連続モード制御手段１３とのどちらか一方でディジタル演算処理を行う。
モード判別手段１０は、サンプリング部３でサンプリングした前記電圧・電流情報からコンバータ１の状態が連続モードか不連続モードかを判別し、切換スイッチ１１の切換を行う。
パルス駆動信号生成部５は、制御部４により設定された例えばパルス幅，デューティ比，周波数などのパルス設定値に基づいて、内部クロック信号からパルス駆動信号を生成し、コンバータ１のスイッチング素子へ出力する。
特開２００７−１５１３２０号公報
図２は、図１に示したようなディジタル制御方式のスイッチング電源装置における電圧・電流のサンプリングタイミングの例を示している。図２（Ａ）はコンバータ１の所定箇所の電圧波形、（Ｂ）は所定箇所の電流波形である。いずれもスイッチング周期で繰り返される周期信号となる。
図２に示した例では電圧・電流波形のサンプリングタイミングがスイッチング周期とは同期していない。例えば図２においてｔａ，ｔｂ，ｔｃ・・・でサンプリングを行った場合、図２（Ａ）の電圧波形および図２（Ｂ）の電流波形のいずれにおいても、正確なピークのディジタル値を得ることができない。そのため、電圧・電流波形のピーク値を基にして制御を行うような場合に高精度な制御ができないという問題があった。
また、スイッチング周期に同期してサンプリングを行うように回路およびソフトウエアを構成しても、スイッチングのタイミング（スイッチング素子のターンオン・ターンオフのタイミング）でサンプリングすると、スイッチングノイズの影響を受けた値を求めることなり、正確な電圧・電流値が得られずに誤制御がなされるおそれがあった。さらに、スイッチングのタイミングでサンプリングすると、特に電流値の検出時に僅かなタイミングのずれによって、ピーク電流が検出できずに０電流を検出してしまうという問題が生じる。
そこで、この発明の目的は、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置において、スイッチングノイズの影響を受けることなく正確な電圧・電流のピーク値を基にして制御できるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するためにこの発明のスイッチング電源装置が次のように構成する。
（１）トランスまたはインダクタと、前記トランスまたは前記インダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電圧値および／または電流値を検出するとともに、当該電圧値および／または電流値に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御するディジタル制御回路によるスイッチング制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子のオン・オフのタイミングより所定時間前に前記制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともにＡ／Ｄ変換する手段を備えたことを特徴とする。
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子のオン・オフのタイミングより所定時間前に前記制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともにＡ／Ｄ変換する手段を備えたことを特徴とする。
この構成により、制御対象である電圧値および／または電流値のサンプリングをスイッチング素子のオン・オフタイミングに同期してそのスイッチング素子のオン・オフタイミングより所定時間前にサンプリングすることによって、制御対象である電圧値および／または電流値の略ピーク値を求めることができ、電圧値および／または電流値の略ピーク値を基にした制御を正確に行うことができる。
（２）前記スイッチング制御回路は、前記サンプリングのタイミングを、前記スイッチング素子のターンオン時およびターンオフ時を除くオン期間中および／またはオフ期間中の２点以上とし、前記サンプリングのタイミングおよび前記ＡＤ変換された検出値を基に、前記スイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる前記制御対象である電圧および／または電流のピーク値を算出する手段を備えたものとする。
これによりスイッチング素子のターンオン時またはターンオフ時を除くオン期間中および／またはオフ期間中の２点以上のサンプリングによる値を基にしてスイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる電圧および／または電流のピーク値を算出するので（演算により算出することができるので）、サンプリングタイミングが必ずしも電圧および／または電流のピークでなくとも、その値を正確に求めることができる。そのため、サンプリングタイミングを電圧および／または電流のターンオン・ターンオフタイミングでサンプリングする場合に生じるサンプリングタイミングのずれによるサンプル値の大きな変動が回避できる。
この発明によれば、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置において、スイッチングノイズの影響を受けることなく正確な電圧・電流のピーク値を基にした制御を行えるようにしたスイッチング電源装置が得られる。
３０−ディジタル制御回路
１００−スイッチング電源装置
ＣＤ−電流検出回路
ＣＴ−カレントトランス
ＳＲ−整流平滑回路
ＳＷ−スイッチング回路
Ｔ１−トランス
Ｔ２−パルストランス
１００−スイッチング電源装置
ＣＤ−電流検出回路
ＣＴ−カレントトランス
ＳＲ−整流平滑回路
ＳＷ−スイッチング回路
Ｔ１−トランス
Ｔ２−パルストランス
《第１の実施形態》
図３はこの発明の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。図３において、トランスＴ１には１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２を備えていて、１次巻線Ｎ１にはブリッジ接続した４つのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤで構成されるスイッチング回路ＳＷを接続している。入力電源２１とスイッチング回路ＳＷとの間にはコモンモードチョークコイルＣＨとバイパスコンデンサＣ１〜Ｃ６とで構成されるフィルタ回路およびカレントトランスＣＴを設けている。カレントトランスＣＴの２次側には抵抗Ｒ３を接続して電流検出回路ＣＤを構成し、１次側に流れる電流を電圧信号として取り出すようにしている。
図３はこの発明の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。図３において、トランスＴ１には１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２を備えていて、１次巻線Ｎ１にはブリッジ接続した４つのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤで構成されるスイッチング回路ＳＷを接続している。入力電源２１とスイッチング回路ＳＷとの間にはコモンモードチョークコイルＣＨとバイパスコンデンサＣ１〜Ｃ６とで構成されるフィルタ回路およびカレントトランスＣＴを設けている。カレントトランスＣＴの２次側には抵抗Ｒ３を接続して電流検出回路ＣＤを構成し、１次側に流れる電流を電圧信号として取り出すようにしている。
スイッチング回路ＳＷの４つのスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤには駆動回路３１を接続している。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２には整流ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２およびキャパシタＣ７で構成される整流平滑回路ＳＲを設けている。この整流平滑回路ＳＲから出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に出力電圧を出力する。この出力端子Ｔ２１−Ｔ２２間には負荷回路２２を接続している。また、出力端子Ｔ２１−Ｔ２２の間には抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成される出力電圧検出回路を設けている。
ディジタル制御回路３０はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成している。このディジタル制御回路３０はこの発明に係る「スイッチング制御回路」に相当する。このディジタル制御回路３０の動作は次の通りである。
［制御パルス信号の出力］
スイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路３１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。
スイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路３１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。
駆動回路３１はパルストランスＴ２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングを基に、それを位相制御してスイッチング素子ＱＡ，ＱＤの組とＱＢ，ＱＣの組を交互にオン／オフする。
［電圧・電流検出］
抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧検出回路からの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより出力電圧Ｖｏのピーク値を検出する。
抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧検出回路からの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより出力電圧Ｖｏのピーク値を検出する。
また、電流検出回路ＣＤからの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたはその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより、スイッチング回路ＳＷを介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値を検出する。
さらに、電流検出回路ＣＤからの電圧信号を、所定周期のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を順次求める。これにより、瞬時電流の時系列的な変化を検知する。
［定電圧制御］
前記出力電圧Ｖｏのピーク値が所定値を保つようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。
前記出力電圧Ｖｏのピーク値が所定値を保つようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。
［過電流保護制御］
前記１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値が上限を超えようとするとき、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御して出力電圧を低下させて過電流保護を行う。
前記１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値が上限を超えようとするとき、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御して出力電圧を低下させて過電流保護を行う。
図４は図３に示したスイッチング電源装置１００の波形図である。図４において、Ｖｇｓはスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤのゲート・ソース間電圧、ＶN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の印加電圧、ＩN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の電流である。
図４において、期間Ｔａはスイッチング素子ＱＡ，ＱＤがオンしてトランスＴ１の１次巻線に対して第１方向に電流が流れる期間、期間Ｔｂはスイッチング素子ＱＢ，ＱＣがオンしてトランスＴ１の１次巻線に対して第２方向に電流が流れる期間である。
このトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に対する通電期間Ｔａ，Ｔｂの時間を共に変化させることによってオンデューティを変化させて２次側の出力電圧を制御する。
図５は図３に示したスイッチング電源装置１００の電圧・電流検出のタイミングの例を示す図である。図５において出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成される出力電圧検出回路の出力電圧の電圧軸を拡大して表した波形図。Ｖｇｓは各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのゲート−ソース間電圧（以下、単に「ゲート電圧」という。）の波形図である。スイッチング素子ＱＡ，ＱＤのゲート電圧Ｖｇｓは、期間Ｔ１１，Ｔ１２で“Ｈ”レベルとなってオン状態、期間Ｔ２０，Ｔ２１，Ｔ１０に亘って“Ｌ”レベルとなってオフ状態になる。また、スイッチング素子ＱＢ，ＱＣのゲート電圧Ｖｇｓは、期間Ｔ１０，Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ２０に亘って０Ｖ（“Ｌ”レベル）となってオフ状態、期間Ｔ２１，Ｔ２２で“Ｈ”レベルとなってオン状態になる。
出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のサンプリングタイミングは、スイッチング素子ＱＡ，ＱＤがターンオンするタイミングｔ１１から期間Ｔ１１を経過した時点でのタイミングｔ１２、およびスイッチング素子ＱＢ，ＱＣがターンオンするタイミングｔ２１から期間Ｔ２１を経過した時点でのタイミングｔ２２である。
図６は、図３に示したディジタル制御回路３０の主たる制御内容を示すフローチャートである。
まず、所定のタイミング（図５に示したタイミングｔ１１）でスイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）のゲート電圧を“Ｈ”レベルにする（Ｓ１）。続いて、図５に示した期間Ｔ１１をカウントするタイマをスタートさせ、期間Ｔ１１が経過するのを待つ（Ｓ２）。期間Ｔ１１が経過すれば、その時のタイミング（図５に示したｔ１２）で出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のサンプリングを行って、それぞれのディジタル値を取得する（Ｓ３）。
まず、所定のタイミング（図５に示したタイミングｔ１１）でスイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）のゲート電圧を“Ｈ”レベルにする（Ｓ１）。続いて、図５に示した期間Ｔ１１をカウントするタイマをスタートさせ、期間Ｔ１１が経過するのを待つ（Ｓ２）。期間Ｔ１１が経過すれば、その時のタイミング（図５に示したｔ１２）で出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のサンプリングを行って、それぞれのディジタル値を取得する（Ｓ３）。
続いて、図５に示した期間Ｔ１２のカウントを行うタイマをスタートさせるとともにその経過を待つ（Ｓ４）。この時のタイミング（図５に示したｔ１３）でスイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）のゲート電圧を“Ｌ”レベルにする（Ｓ５）。
その後一定時間Ｔ２０が経過するのを待ってスイッチング素子（ＱＢ，ＱＣ）のゲート電圧を“Ｈ”レベルにする（Ｓ６→Ｓ７）。続いて、図５に示した期間Ｔ２１をカウントするタイマをスタートさせ、期間Ｔ２１が経過するのを待つ（Ｓ８）。期間Ｔ２１が経過すれば、その時のタイミング（図５に示したｔ２２）で出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のサンプリングを行って、それぞれのディジタル値を取得する（Ｓ９）。
続いて、図５に示した期間Ｔ２２のカウントを行うタイマをスタートさせるとともにその経過を待つ（Ｓ１０）。この時のタイミング（図５に示したｔ２３）でスイッチング素子（ＱＢ，ＱＣ）のゲート電圧を“Ｌ”レベルにする（Ｓ１１）。
その後、所定時間Ｔ１０が経過するのを待って再びスイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）のゲート電圧を“Ｈ”レベルにする（Ｓ１２→Ｓ１）。
以降同様の処理を繰り返す。
以降同様の処理を繰り返す。
このようにして図５に示したゲート電圧の発生および出力電圧Ｖｏ・１次巻線電流ＩN1の検出を行う。
図３に示したディジタル制御回路３０は、図６に示した処理とは別に出力電圧Ｖｏが一定となるように前記期間Ｔ１１＋Ｔ１２，Ｔ２０，Ｔ２１＋Ｔ２２等を設定してオンデューティを定める。これによって定電圧制御を行う。
また１次巻線電流ＩN1が所定のしきい値を超えた時、オンデューティを低下させて過電流保護を行う。
《第２の実施形態》
第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成は図３に示したものと同様である。図７は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。第１の実施形態では、スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのターンオン・ターンオフの直前のタイミングでサンプリングすることによって出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のピーク値を求めるようにしたが、第２の実施形態ではスイッチング素子のターンオン時またはターンオフ時を除くオン期間中および／またはオフ期間中の２点以上をサンプリングし、当該サンプリングのタイミングおよびＡＤ変換された検出値を基に、スイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる制御対象である電圧および電流のピーク値を算出する。
第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成は図３に示したものと同様である。図７は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。第１の実施形態では、スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのターンオン・ターンオフの直前のタイミングでサンプリングすることによって出力電圧Ｖｏおよび１次巻線電流ＩN1のピーク値を求めるようにしたが、第２の実施形態ではスイッチング素子のターンオン時またはターンオフ時を除くオン期間中および／またはオフ期間中の２点以上をサンプリングし、当該サンプリングのタイミングおよびＡＤ変換された検出値を基に、スイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる制御対象である電圧および電流のピーク値を算出する。
図７においてＶｏは抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成される出力電圧検出回路の出力電圧の電圧軸を拡大して表した波形図。Ｖｇｓは各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのゲート電圧の波形図である。スイッチング素子ＱＡ，ＱＤのゲート電圧Ｖｇｓは、期間Ｔ１で“Ｈ”レベルとなってオン状態、期間Ｔ２０，Ｔ２，Ｔ１０に亘って“Ｌ”レベルとなってオフ状態になる。また、スイッチング素子ＱＢ，ＱＣのゲート電圧Ｖｇｓは、期間Ｔ１０，Ｔ１，Ｔ２０に亘って０Ｖ（“Ｌ”レベル）となってオフ状態、期間Ｔ２で“Ｈ”レベルとなってオン状態になる。
そして、スイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）（ＱＢ，ＱＣ）のターンオンタイミングｔｏから所定のサンプリング周期Ｔｓ毎に複数回のサンプリングを行う。この例では、ｔ１，ｔ２の２回サンプリングを行う。
スイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）（ＱＢ，ＱＣ）のターンオフタイミングｔｘ直前でのピーク値はタイミングｔ１，ｔ２とそのサンプリング値を基に求める。
ここで、タイミングｔ１における出力電圧ＶｏをＶｏ（ｔ１）、タイミングｔ２における出力電圧ＶｏをＶｏ（ｔ２）で表すと、スイッチング素子のターンオフタイミングｔｘでの出力電圧Ｖｏ（ｔｘ）は次式で表される。
Vo(tx)＝｛Vo(t2)−Vo(t1)／Ts｝(T1-Ts)＋Vo(t1) …（１）
（１）式において右辺第１項の｛ ｝内は電圧波形の傾き、第１項の(T1-Ts)はｔ１〜ｔｘ間の時間、第２項はｔ１における電圧Ｖｏである。
（１）式において右辺第１項の｛ ｝内は電圧波形の傾き、第１項の(T1-Ts)はｔ１〜ｔｘ間の時間、第２項はｔ１における電圧Ｖｏである。
同様にして、タイミングｔ１における１次巻線電流ＩN1をＩN1（ｔ１）、タイミングｔ２における１次巻線電流ＩN1をＩN1（ｔ２）で表すと、スイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）のターンオフタイミングｔｘでの１次巻線電流ＩN1（ｔｘ）は次式で表される。
IN1(tx)＝｛IN1(t2)−IN1(t1)／Ts｝(T1-Ts)＋IN1(t1) …（２）
（２）式において右辺第１項は電流波形の傾き、第２項はｔ１〜ｔｘ間の時間、第３項はｔ１における電流ＩN1である。
（２）式において右辺第１項は電流波形の傾き、第２項はｔ１〜ｔｘ間の時間、第３項はｔ１における電流ＩN1である。
このようにしてスイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる制御対象である電圧および電流のピーク値を算出する。
《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例ではいわゆるリップルコンバータを構成している。電源入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間にスイッチング素子Ｑ１およびインダクタＬ１を直列に接続している。またスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点と、グランドＧＮＤとの間にダイオードＤ１を接続し、出力端間にキャパシタＣ７を接続している。また出力端には抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧回路を構成している。さらにインダクタＬ１に対してキャパシタＣ８および抵抗Ｒ３で構成されるＣＲ回路を並列接続している。
図８は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例ではいわゆるリップルコンバータを構成している。電源入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間にスイッチング素子Ｑ１およびインダクタＬ１を直列に接続している。またスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点と、グランドＧＮＤとの間にダイオードＤ１を接続し、出力端間にキャパシタＣ７を接続している。また出力端には抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧回路を構成している。さらにインダクタＬ１に対してキャパシタＣ８および抵抗Ｒ３で構成されるＣＲ回路を並列接続している。
ディジタル制御回路４０は入力電源電圧を電源として動作し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧電圧および前記ＣＲ回路の中点電圧を検出するとともに、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ制御を行う。
図９は図８に示したスイッチング電源装置の波形図である。図９においてＩL1はインダクタＬ１に流れる電流の波形、Ｖｏは出力電圧波形である。スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングｔ００から所定のサンプリング周期Ｔｓ毎に複数回のサンプリングを行う。この例では、ｔ０１，ｔ０２，ｔ０３の３回サンプリングを行う。また、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングｔ１０から所定のサンプリング周期Ｔｓ毎に複数回のサンプリングを行う。この例では、ｔ１１，ｔ１２，ｔ１３の３回サンプリングを行う。
そして、これらのサンプリングデータを基に電流ＩL1の極性が反転するタイミングを検出し、それに応じてスイッチング素子Ｑ１のターンオン・ターンオフ制御を行う。また、出力電圧Ｖｏのピーク値を算出し、それが所定値になるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御する。
Claims (2)
- トランスまたはインダクタと、前記トランスまたは前記インダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電圧値および／または電流値を検出するとともに、当該電圧値および／または電流値に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御するディジタル制御回路によるスイッチング制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子のオン・オフのタイミングより所定時間前に前記制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともにＡＤ変換する手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記スイッチング制御回路は、前記サンプリングのタイミングを、前記スイッチング素子のターンオン時およびターンオフ時を除くオン期間中および／またはオフ期間中の２点以上とし、前記サンプリングのタイミングおよび前記ＡＤ変換された検出値を基に、前記スイッチング素子のオン時またはオフ時に生じる前記制御対象である電圧および／または電流のピーク値を算出する手段を備えた請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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| JP2007273174 | 2007-10-19 | ||
| JP2007273174 | 2007-10-19 | ||
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| Publication Number | Publication Date |
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|---|---|---|---|---|
| JPH11136950A (ja) * | 1997-10-27 | 1999-05-21 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータの出力電流サンプリング方法 |
| JP2000055942A (ja) * | 1998-08-04 | 2000-02-25 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置における電流検出方法 |
| JP2002262565A (ja) * | 2001-03-05 | 2002-09-13 | Tdk Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2005261039A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Fujitsu Ten Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP2006508630A (ja) * | 2002-11-29 | 2006-03-09 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | パワースイッチング回路のためのフィードバック回路 |
| JP2009077513A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Meidensha Corp | 電圧型ｐｗｍインバータ装置の出力電流検出方法 |
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11136950A (ja) * | 1997-10-27 | 1999-05-21 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータの出力電流サンプリング方法 |
| JP2000055942A (ja) * | 1998-08-04 | 2000-02-25 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置における電流検出方法 |
| JP2002262565A (ja) * | 2001-03-05 | 2002-09-13 | Tdk Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2006508630A (ja) * | 2002-11-29 | 2006-03-09 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | パワースイッチング回路のためのフィードバック回路 |
| JP2005261039A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Fujitsu Ten Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP2009077513A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Meidensha Corp | 電圧型ｐｗｍインバータ装置の出力電流検出方法 |
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