JP6143110B2 - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents
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Description
図19(A)は、降圧形DC/DCコンバータを示している。
図19(B)に連続モードにおける各部の波形が示され、図19(C)に不連続モードにおける各部の波形が示され、図19(D)に臨界モードにおける各部の波形が示されている。
図19(B),図19(C),図19(D)におけるVs,is,STON,iLおよびVLは、図19(A)におけるスイッチ電圧Vs,スイッチ電流is,スイッチ駆動信号STON,インダクタ電流iLおよびインダクタ電圧VLをそれぞれ示している。
通常、図19(D)に示す臨界モードでの力率は、図19(B)に示す連続モードでの力率および図19(C)に示す不連続モードでの力率に比べて高い。
図20において、電力変換回路9は降圧形DC/DCコンバータである。電力変換回路9は、入力側の直流電源911と、直流電源911に接続されたスイッチ912(トランジスタ)と、スイッチ912に接続されたアノード接地の転流ダイオード913(DF)と、スイッチ912に接続されたインダクタ914(L)と、インダクタ914に接続された一端接地のキャパシタ915(Co)とからなる。負荷900は、キャパシタ915の両端に接続されている。また、インダクタ914には、インダクタ電流検出用抵抗916(r0)が接続されている。インダクタ914に、二次巻き線を設け、この二次巻き線にインダクタ電流検出用抵抗を設けておくこともできる。
制御装置8は、オン時間情報生成回路81と、ゼロクロス検出回路82と、PWM信号生成回路83とを備えている。
オン時間情報生成回路81は、少なくとも電力変換回路9の出力電圧値EOを含む電力変換回路情報INFを入力して(図20では出力電圧値EOである)、スイッチ912のオン時間情報NTONを生成する。
オン時間情報生成回路81は、典型的にはPID制御回路であり、オン時間情報NTON(数値)を、PWM信号生成回路83にスイッチングサイクルごとに送出することができる。たとえば、オン時間情報生成回路81は、PWM信号生成回路83からオン時間情報の取得要求に応じて、PWM信号生成回路83にオン時間情報NTONを送出する。
PWM信号生成回路83は、ゼロクロス検出信号ZCRSSが入力されたときにターンオン信号TRNONを出力する。
PWM信号生成回路83は、ターンオン信号TRNONを出力した後、オン時間情報NTONに基づく時間が経過した後に、ターンオフ信号TRNOFFを生成する。
ターンオン信号TRNONおよびターンオフ信号TRNOFFは、ドライバ802に入力され、ドライバ802はスイッチ駆動信号STONによりスイッチ912を駆動する。
そこで、インダクタ914の起電力VLを直接検出してインダクタ電流iLがゼロになる時刻を求める手法が考えられる。
インダクタの起電力VLとインダクタ電流iLとの関係は、式(1)で表される。
VL=−(diL/dt) ・・・(1)
ところが、式(1)からからわかるように、VLからiLを直接求めることはできない。すなわち、インダクタLの起電力VLを測定しただけでは、インダクタ電流iLの変化を正確に知ることができない。
(1)
スイッチのオン・オフごとに、インダクタへのエネルギーの蓄積および前記インダクタに蓄積したエネルギーの放出を繰り返す電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも前記電力変換回路の出力電圧値を含む電力変換回路情報を入力して前記スイッチのオン時間情報を数値として生成するオン時間情報生成回路と、
前記インダクタの端子電圧を入力して前記インダクタを流れる電流がゼロになるときを検出し、当該電流がゼロになったときにゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路と、
前記オン時間情報および前記ゼロクロス検出信号を入力し、ターンオン信号およびターンオフ信号を生成するPWM信号生成回路と、
を備え、
前記ゼロクロス検出回路はエッジ検出回路と、前記エッジ検出回路の前段に設けた微分回路を有し、当該エッジ検出回路が前記インダクタの端子電圧に現れるエッジを前記微分回路により生成された微分電圧信号により検出したときに前記ゼロクロス検出信号を生成し、
前記PWM信号生成回路は、前記ゼロクロス検出信号が入力されたときに前記ターンオン信号を生成し、前記オン時間情報に基づく時間経過後に前記ターンオフ信号を生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
DC/DCコンバータは、降圧型、昇圧型、昇降圧型の何れであってもよい。
電力変換回路がシリアルに2段接続されることがある。この場合には、本発明の制御装置を各段にそれぞれ設けることができるし、本発明の制御装置を一方の段に設け、他の制御装置(本発明の制御装置ではない制御装置)を他方の段に設けることもできる。
電力変換回路がAC/DCコンバータであるときには、整流回路の後段に、DC/DCコンバータが設けられる。整流回路の出力は、典型的には直流(脈流)である。DC/DCコンバータは、整流回路の直流出力(典型的には脈流)を安定した直流に変換する。
電力変換回路の「所定信号」には、電力変換回路の出力電圧、入力電圧、出力電流または入力電流が含まれる。さらに、「所定信号」には、スイッチを流れる電流(スイッチ電流)、インダクタを流れる電流(インダクタ電流)も含まれる。
インダクタの端子電圧に現れるエッジを検出するために、インダクタ電流を用いることができる。
オン時間情報を決定するために、電力変換回路の出力電圧、入力電圧、出力電流または入力電流を用いることができるし、負荷抵抗の値を用いることもできる。
前記エッジ検出回路が定電圧回路とフリップ・フロップ回路からなり、前記インダクタの端子電圧は前記定電圧回路を介して前記フリップ・フロップ回路のセット端子に入力されることを特徴とする(1)に記載の電力変換回路の制御装置。
前記ゼロクロス検出回路が、前記微分回路の前段に差動増幅回路を備えたことを特徴とする(1)または(2)に記載の電力変換回路の制御装置。
インダクタを流れる電流がゼロとなる時間が所定時間継続するように制御することを特徴とする(1)から(3)の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
また、本発明の制御装置では、エッジ検出回路の入力段に微分回路を設けることができ、この場合には、エッジを、より正確に検出できる。
さらに、本発明の制御装置では、微分回路の前段に差動増幅回路を設けることができ、この場合には微分回路のゲイン不足を、差動増幅回路によって補うことができる。
図1において、電力変換回路2は降圧形DC/DCコンバータであり、入力側に設けた(入力端子inに接続した)直流電源211と、直流電源211に接続されたスイッチ212(トランジスタ)と、スイッチ212に接続されたアノード接地の転流ダイオード213(DF)と、スイッチ212に接続されたインダクタ214と、インダクタ214に接続された一端接地のキャパシタ215とからなり、負荷3がキャパシタ215の両端に接続されている。
制御装置1Aは、オン時間情報生成回路11と、ゼロクロス検出回路12と、PWM信号生成回路13とを備えている。
オン時間情報生成回路11は、少なくとも電力変換回路2の出力電圧値EO(電力変換回路2のアナログ出力電圧eOのディジタル値)を含む電力変換回路情報INFを入力してスイッチ212のオン時間情報NTONを生成する。
具体的には、PWM信号生成回路13は、ゼロクロス検出信号ZCRSSが入力されたときにターンオン信号TRNONを生成する。また、オン時間情報NTONに基づく時間経過後にターンオフ信号TRNOFFを生成する。
ターンオン信号TRNONおよびターンオフ信号TRNOFFは、ドライバ42に入力されドライバ42は、スイッチ駆動信号によりスイッチ212を駆動する。
A/D変換器41はアナログ出力電圧eOをディジタル値(ディジタル出力電圧値EO)に変換する。
オン時間情報生成回路11は、図2ではディジタルPID制御回路であり、ディジタル出力電圧値EOを電力変換回路情報INFとして入力してオン時間情報NTONを生成する。このオン時間情報NTONはPWM信号生成回路13のプリセットカウンタ131(後述する)にプリセットされる。
(1)定電圧回路1211がインダクタ電圧VL′を取り込む。
(2)定電圧回路1211の出力はフリップ・フロップ回路1212のセット端子(S1)に入力される
(3)フリップ・フロップ回路1212は、インダクタ電圧VL′の立ち下がりエッジを検出すると、出力端子Q1からHレベル信号(立上がりエッジ)を出力する。
(4)出力端子Q1からのHレベル信号はプリセットカウンタ131およびフリップ・フロップ回路132のセット端子S2に入力される。
(5)プリセットカウンタ131は出力端子Q1からのHレベル信号を入力するとオン時間情報NTONを取り込み、カウントを開始する。これと同時に、フリップ・フロップ回路132はドライバ42にスイッチ212をターンオンさせる。
(6)プリセットカウンタ131が計数を終了すると、出力端子CFからのカウント終了信号(パルス)の立上りエッジ信号が、フリップ・フロップ回路132のリセット端子R2に入力される。そして、フリップ・フロップ回路132はドライバ42に立下りエッジ信号を出力し、ドライバ42はスイッチ212をターンオフさせる。
図3において、iLはインダクタ電流、VLはインダクタ電圧、VL′はインダクタ電圧の逆向きの電圧、VDは定電圧回路1211の端子間電圧、S1はフリップ・フロップ回路1212のセット端子S1に現れる電圧、R1はフリップ・フロップ回路1212のリセット端子R1に現れる電圧、Q1はフリップ・フロップ回路1212の出力端子Q1に現れる電圧、S2はフリップ・フロップ回路132のセット端子S2に現れる電圧、R2はフリップ・フロップ回路132のリセット端子R2に現れる電圧、Q2はフリップ・フロップ回路132の出力端子Q2に現れる電圧、STONはフリップ・フロップ回路132の出力(ドライバ42の入力)、CLKはプリセットカウンタ131の動作クロックである。
電力変換回路2は、図1の電力変換回路と同じである。
制御装置1Bのゼロクロス検出回路12は、エッジ検出回路121の前段に微分回路122を有している。微分回路122は、インダクタ214の端子電圧(インダクタ電圧VL′)から微分電圧信号VDIFを生成する。エッジ検出回路121は、微分回路122が生成するインダクタ電圧VL′の微分信号(微分電圧信号VDIF)に基づきインダクタ214の端子電圧(インダクタ電圧VL′)に現れるエッジを確実に検出することができる。
図5において、ゼロクロス検出回路12は、エッジ検出回路121と微分回路122とからなる。エッジ検出回路121は、図2と同様、定電圧回路1211とフリップ・フロップ回路1212とからなる。インダクタ214(図4参照)の端子電圧(インダクタ電圧VL′)に現れるエッジは、微分回路122により急峻な立下がり(立上がり)の信号に変換され、定電圧回路を1211を介してフリップ・フロップ回路1212のセット端子S1に入力される。フリップ・フロップ回路1212のセット端子S1は、立下りエッジ(微分回路122の出力)を確実に取得して、出力端子Q1からHレベル信号を出力することができる。
図5の微分回路122は、オペアンプOP1を用いた典型的な微分回路である。微分回路122においては、入力キャパシタCdと入力抵抗Rd1の直列回路がオペアンプOP1の入力端子に接続され、フィードバック抵抗Rd2はオペアンプOP1の入出力端子間に接続されている。
(1)インダクタ電圧VL′のエッジは、微分回路122により急激に変化する。定電圧回路1211が、急激に変化したインダクタ電圧VL′のエッジを取り込む。
(2)定電圧回路1211の出力はフリップ・フロップ回路1212のセット端子(S1)に入力される。
(3)フリップ・フロップ回路1212は、インダクタ電圧VL′の立ち下がりエッジを検出すると、出力端子Q1からHレベル信号(立上がりエッジ)を出力する。
(4)出力端子Q1からのHレベル信号はプリセットカウンタ131およびフリップ・フロップ回路132のセット端子S2に入力される。
(5)プリセットカウンタ131は出力端子Q1からのHレベル信号を入力するとオン時間情報NTONを取り込み、カウントを開始する。これ同時に、フリップ・フロップ回路132は、ドライバ42に立上がりエッジ(スイッチ駆動信号STONの立上がりエッジ)を出力する。ドライバ42は、スイッチ駆動信号STONの立上がりエッジを入力するとスイッチ212をターンオンさせる。
(6)プリセットカウンタ131は計数を終了すると、出力端子CFからカウント終了信号(パルス)の立上りエッジ信号を出力する。この立上りエッジ信号は、フリップ・フロップ回路132のリセット端子R2に入力される。フリップ・フロップ回路132は、リセット端子R2に立上りエッジ信号が入力されると、ドライバ42に立下りエッジ信号(スイッチ駆動信号STONの立下りエッジ)を出力する。ドライバ42は、スイッチ駆動信号STONの立下りエッジ信号を入力するとスイッチ212をターンオフさせる。
電力変換回路2は、図1の電力変換回路と同じである。
第2実施形態の制御装置1Bでは、微分回路122によりインダクタ電圧VL′のエッジを急激に変化させ、これを検出しているので、基本的には、インダクタ電流iLの変化を正確に取得することができる。ところが、微分回路122の回路定数(ゲイン)が大きすぎると図7に示すように、本来の微分出力波形の高さがカットされてしまい(図7の破線参照)、結果としてゼロ電流検出に遅れが生じる(「ゼロ電流検出」については後述する)。
制御装置1Cのゼロクロス検出回路12は、エッジ検出回路121と微分回路122と差動増幅回路123からなる。エッジ検出回路121と微分回路122の構成は第2実施形態で説明したと同様であり、差動増幅回路123が微分回路122の前段に設けられている。
差動増幅回路123はインダクタ214の端子電圧(インダクタ電圧VL′)を増幅し、微分回路122は差動増幅回路123の出力から微分電圧信号VDIFを生成する。エッジ検出回路121は、微分回路122が生成するインダクタ電圧VL′の微分信号(ゲイン不足が補われた微分電圧信号VDIF)に基づきインダクタ214の端子電圧(インダクタ電圧VL′)に現れるエッジをより確実に検出することができる。
図8において、ゼロクロス検出回路12は、エッジ検出回路121と微分回路122と差動増幅回路123とからなる。図2と同様、エッジ検出回路121は定電圧回路1211とフリップ・フロップ回路1212とからなり、微分回路122は第2実施形態と同様、オペアンプOP1と入力キャパシタCdと入力抵抗Rd1とフィードバック抵抗Rd2からなる。
図8の差動増幅回路123は、オペアンプOP2を用いた典型的な回路であり、入力抵抗Ra1がオペアンプOP2の入力端子に接続され、接地抵抗(Ra2とRa3の並列回路からなる)がオペアンプの接地端子に接続され、フィードバック抵抗Ra4が入出力端子間に接続されている。なお、ここでは、Ra1とRa2の抵抗値は等しく、Ra3とRa4の抵抗値は等しくしてある。
(1)インダクタ電圧VL′を差動増幅回路123により増幅するとともに、微分回路122を用いて、インダクタ電圧VL′のエッジを急激に変化させて、定電圧回路1211がこれを取り込む。
(2)定電圧回路1211の出力はフリップ・フロップ回路1212のセット端子(S1)に入力される。
(3)フリップ・フロップ回路1212は、インダクタ電圧VL′の立ち下がりエッジを検出すると、出力端子Q1からHレベル信号(立上がりエッジ)を出力する。
(4)出力端子Q1からのHレベル信号はプリセットカウンタ131およびフリップ・フロップ回路132のセット端子S2に入力される。
(5)プリセットカウンタ131は出力端子Q1からのHレベル信号を入力するとオン時間情報NTONを取り込み、カウントを開始すると同時に、フリップ・フロップ回路132はドライバ42にスイッチ212をターンオンさせる。
(6)プリセットカウンタ131が計数を終了すると、出力端子CFからのカウント終了信号(パルス)の立上りエッジ信号が、フリップ・フロップ回路132のリセット端子R2に入力され、フリップ・フロップ回路132はドライバ42にスイッチ212をターンオフさせる。
第3実施形態では、差動増幅回路123により、ゲイン不足に起因するゼロ電流検出の遅れを解消でき、臨界モードが実現できる。
ゼロ電流検出の遅れが解消されたときの、インダクタ電流iL、インダクタ電圧VL、ゲイン不足の補償後のインダクタ電圧VL2、ダイオードZDの端子電圧VDおよびスイッチ駆動信号STONを図10に示す。(図10の時刻tmおよび図19(D)の「臨界モード」参照)。
図11および図12は、電力変換回路2の入力電圧のディジタル値EIが20[V]であり、出力電圧値eOが5[V]である場合に、負荷3が10[Ω]から5[Ω]にステップ変化したときの応答を示している。
図11は、インダクタ電流iL、出力電圧eO、スイッチ駆動信号STONを示しており、図12は、図11の一部領域(太線の領域)を切り出して示す説明図である。
第3実施形態では、差動増幅回路により微分回路のゲイン不足を補うことができるので、エッジをさらに正確に検出できる。
図11および図12からわかるように、大きな負荷変動が生じても、出力電圧eOはわずかに変動するのみで、しかも速やかに定常値に戻される。
この場合には、第1実施形態〜第3実施形態の何れかの制御装置により、積極的に電流勾配がゼロの期間を生成することができる。
すなわち、本発明ではインダクタ電流iLがゼロとなる時間(たとえば、10-5secのオーダ)が微小時間継続するように制御することができる。
具体的には、ゼロクロス検出回路が検出するゼロクロス検出信号ZCRSSの出力タイミングを、増幅器の増幅度や微分回路の定数を変更することにより調整することができる。
また、スイッチ212のターンオンのタイミングを、図13に示すように、制御装置1C(図6参照)のゼロクロス検出回路12の後段に設けた遅延回路14(たとえば、PWM信号のターンオフ信号を生成するときと同様、プリセットカウンタとフリップ・フロップとから構成してもよい)により積極的に遅らせるようにもできる。
図15は本発明の電力変換回路の制御装置を昇圧型のDC/DCコンバータに適用する説明図である。図15では昇圧型のDC/DCコンバータ(電力変換回路52)の制御装置を符号1Eで示す。
図14の制御装置1Dおよび図15の制御装置1Eの作用は、第1〜第3実施形態における作用と概略同じである。
図14の制御装置1Dおよび図15の制御装置1Eでも、ゼロクロス検出回路12のエッジ検出回路121がインダクタ電流iLの変化を正確に取得できる。したがって、制御装置は、良好な臨界モード制御を行うことができる。
図14の制御装置1Dおよび図15の制御装置1Eでも、エッジ検出回路121の入力段に微分回路を設けることができ、さらに、この微分回路の前段に差動増幅回路を設けることができる。
図16ではAC/DCコンバータ(電力変換回路61)は、制御装置1Fにより制御される。
図16の電力変換回路61は、交流電力を入力する整流回路RCDと、整流回路RCDの整流出力を入力するDC/DC変換回路200とから構成されている。
DC/DC変換回路200の構成は、図1の電力変換回路2(降圧形DC/DCコンバータ)から直流電源211を除去したものと同一である。
制御装置1Fの構成は、図1の制御装置1Aと同じである。DC/DC変換回路200の入力は脈流であるが、制御装置1Fは、インダクタ電流iLの変化を正確に検出して、良好な臨界モード制御を行うことができる。
図示はしないが、図16の電力変換回路61において、制御装置1Fに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122を備えた図4に示した制御装置1Bと同様の制御装置を使用することもできる。また、制御装置1Fに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122と差動増幅回路123とを備えた図6に示した制御装置1Cと同様の制御装置を使用することもできる。
図17ではAC/DCコンバータ(電力変換回路62)は、制御装置1Gにより制御される。
図17の電力変換回路62は、交流電力を入力する整流回路RCDと、整流回路RCDの整流出力を入力するDC/DC変換回路510とから構成されている。
DC/DC変換回路510の構成は、図14の電力変換回路51(昇降圧形DC/DCコンバータ)から直流電源5111を除去したものと同一である。
制御装置1Gの構成は、図1の制御装置1Aと同じであり、制御装置1Gは、インダクタ電流iLの変化を正確に検出して、良好な臨界モード制御を行うことができる。
図示はしないが、図17の電力変換回路62において、制御装置1Gに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122を備えた図4に示した制御装置1Bと同様の制御装置を使用することもできる。また、制御装置1Gに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122と差動増幅回路123とを備えた図6に示した制御装置1Cと同様の制御装置を使用することもできる。
図18ではAC/DCコンバータ(電力変換回路63)は、制御装置1Hにより制御される。
図18の電力変換回路63は、交流電力を入力する整流回路RCDと、整流回路RCDの整流出力を入力するDC/DC変換回路520とから構成されている。
DC/DC変換回路520の構成は、図15の電力変換回路52(昇圧形DC/DCコンバータ)から直流電源5211を除去したものと同一である。
制御装置1Hの構成は、図1の制御装置1Aと同じであり、制御装置1Hは、インダクタ電流iLの変化を正確に検出して、良好な臨界モード制御を行うことができる。
図示はしないが、図17の電力変換回路62において、制御装置1Hに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122を備えた図4に示した制御装置1Bと同様の制御装置を使用することもできる。また、制御装置1Hに代えて、エッジ検出回路121の前段に微分回路122と差動増幅回路123とを備えた図6に示した制御装置1Cと同様の制御装置を使用することもできる。
同様に、図示はしないが、電力変換回路51,52(DC/DCコンバータ)の出力端子OUTは、図1の降圧型のDC/DCコンバータ(電力変換回路2)の入力端子in、図14の昇降圧型のDC/DCコンバータ(電力変換回路51)の入力端子in、または図15の昇圧型のDC/DCコンバータ(電力変換回路52)の入力端子inに接続することができる。
2,6,9,51,52,61,62,63 電力変換回路
3,900 負荷
11,81 オン時間情報生成回路
12,82 ゼロクロス検出回路
13,83 PWM信号生成回路
14 遅延回路
21,214,914 インダクタ
31,41,801 A/D変換器
32,42,802 ドライバ
121 エッジ検出回路
122 微分回路
123 差動増幅回路
131 プリセットカウンタ
132,1212 フリップ・フロップ回路
200 DC/DC変換回路
211,911,5111,5211 直流電源
212,912 スイッチ
213,913 転流ダイオード
215,915 キャパシタ
510,520 DC/DC変換回路
916 インダクタ電流検出用抵抗
1211 定電圧回路
CF 出力端子
OP1,OP2 オペアンプ
Q1,Q2 フリップ・フロップ回路の出力端子
R1,R2 フリップ・フロップ回路のリセット端子
RCD 整流回路
Ra1,Rd1 差動増幅回路の入力抵抗
Ra4,Rd2 差動増幅回路のフィードバック抵抗
ZD ダイオード
Claims (4)
- スイッチのオン・オフごとに、インダクタへのエネルギーの蓄積および前記インダクタに蓄積したエネルギーの負荷への放出を繰り返す電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも前記電力変換回路の出力電圧値を含む電力変換回路情報を入力して前記スイッチのオン時間情報を数値として生成するオン時間情報生成回路と、
前記インダクタの端子電圧を入力して前記インダクタを流れる電流がゼロになるときを検出し、当該電流がゼロになったときにゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路と、
前記オン時間情報および前記ゼロクロス検出信号を入力し、ターンオン信号およびターンオフ信号を生成するPWM信号生成回路と、
を備え、
前記ゼロクロス検出回路はエッジ検出回路と前記エッジ検出回路の前段に設けた微分回路を有し、
当該エッジ検出回路が前記インダクタの端子電圧に現れるエッジを前記微分回路により生成された微分電圧信号により検出したときに前記ゼロクロス検出信号を生成し、前記PWM信号生成回路は、前記ゼロクロス検出信号が入力されたときに前記ターンオン信号を生成し、前記オン時間情報に基づく時間経過後に前記ターンオフ信号を生成する、ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。 - 前記エッジ検出回路が定電圧回路とフリップ・フロップ回路からなり、前記インダクタの端子電圧は前記定電圧回路を介して前記フリップ・フロップ回路のセット端子に入力されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記ゼロクロス検出回路が、前記微分回路の前段に差動増幅回路を備えたことを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換回路の制御装置。
- インダクタを流れる電流がゼロとなる時間が所定時間継続するように制御することを特徴とする請求項1から3の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
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