CN103151933B

CN103151933B - 开关电源设备

Info

Publication number: CN103151933B
Application number: CN201210457642.5A
Authority: CN
Inventors: 樱井贤彦; 西川幸广
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-12-06
Filing date: 2012-11-14
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2032-11-14
Also published as: US20130141946A1; US8885365B2; CN103151933A; JP5927877B2; JP2013121214A

Abstract

本发明公开了一种开关电源设备，该开关电源设备能增加采样频率、减少输出电压对于输入电压的依赖性、并且改进并稳定输出电压的检测精度。根据本发明的实施例的开关电源设备包括输入电压生成单元、变压器、输出电压生成单元、MOS晶体管、输出电压检测单元、开关控制电路、和电源单元。该输出电压检测单元检测在变压器的三次绕组中产生的电压、将检出电压与第一基准值比较、将通过对检出电压求微分而获得的电压与第二基准值比较、并基于两次比较结果确定检测周期的开始与结束。此外，该输出电压检测单元在该检测周期内通过两个采样脉冲采样并保持检出电压、在该检测周期结束时选择两个所采样并保持的检出电压之一、并输出所选择的检出电压。

Description

开关电源设备

技术领域

本发明涉及回扫开关电源设备，且更具体地，涉及一种检测在变压器的三次绕组中产生的电压并基于该检出电压执行控制，以使来自该变压器的二次绕组的输出电压是预定值的开关电源设备。

背景技术

近年来，作为充电器的电源设备或笔记本个人计算机的交流（AC）适配器的电源设备，已经使用了开关电源设备，其执行控制从而将恒定电压提供至负载。

例如，美国专利No.7,672,146公开了此类型的开关电源设备。

如图5所示，该开关电源设备包括变压器2、用于开关的金属氧化物半导体（MOS）晶体管TR、输出电压生成单元4、反馈信号生成单元6、和开关控制单元8。

变压器2包括一次绕组2-1、二次绕组2-2、和三次绕组2-3。直流（DC）电压施加至变压器2的一次绕组2-1的一端，并且一次绕组2-1的另一端连接至MOS晶体管TR的漏极。MOS晶体管TR的源极通过电阻器RS接地。输出电压生成单元4包括二极管D1和电容器C1，整流在变压器2的二次绕组2-2中生成的电压、平滑该经整流的电压、并将经平滑的电压输出为输出电压Vo。

反馈信号生成单元6基于输入至MOS晶体管TR的栅极的栅极信号Vg以及在变压器2的三次绕组2-3中生成的三次绕组电压Vt来生成反馈信号Vfb。开关控制单元8基于在电阻器RS两端之间的电压Vrs和来自反馈信号生成单元6的反馈信号Vfb，生成要输入至MOS晶体管TR的栅极的栅极信号Vg。

接着，将参看图5到7C描述具有上述结构的开关电源设备的操作。

开关控制单元8将图6A中所示的栅极信号Vg输出至MOS晶体管TR的栅极。响应于该栅极信号Vg，该MOS晶体管TR将DC电压输入切换至变压器2的一次绕组2-1。即，MOS晶体管TR打开或关闭从DC电压到地电位的路径。因此，在从时间t1到时间t2的周期内，MOS晶体管TR被导通且图6B中所示的一次电流Ip流入变压器2的一次绕组2-1。

在时间t2，MOS晶体管TR被截止且图6C中所示的二次电流Is开始流入变压器2的二次绕组2-2。然后，如图6D中所示，变压器2的三次绕组2-3的三次绕组电压Vt快速增加且然后在时间t3单调下降。

在从时间t2到时间t3的周期内，由于二次电流Is流向二极管D1，二次绕组2-2的电压Vs、输出电压Vo、和二极管D1的正向电压Vf满足如下关系：Vs=Vo+Vf。

此周期的三次绕组电压Vt与二次绕组2-2的电压Vs成比例，且二极管D1的正向电压被流向二极管D1的电流所改变。因此，当根据三次绕组电压Vt估算输出电压Vo时，由于流向二极管D1的电流，在输出电压Vo的估算中出现误差。因此，当流向二极管D1的电流非常接近于零时，有必要检测该三次绕组电压Vt。当流向二极管D1的电流为零时，二极管D1的正向电压Vf不变。

在时间t3，如图6C中所示，二次电流Is为零，但由于例如MOS晶体管TR的寄生电容或变压器2的寄生电感，如图6D中所示，三次绕组电压Vt振荡。与这些操作并行的是，基于MOS晶体管TR的栅极信号Vg和变压器2的三次绕组电压Vt，反馈信号生成单元6如下生成反馈信号Vfb。

即，在时间t2，当栅极信号Vg如图6A中所示地下降时，反馈信号生成单元6开始三次绕组电压Vt的检测周期T1。

当检测周期T1开始时，使用在不同时间交替产生的两个采样脉冲PA和PB（如图7B和7C中所示），反馈信号生成单元6交替地采样并保持三次绕组电压Vt。

然后，在时间t4，当检测到三次绕组电压Vt过零时，反馈信号生成单元6结束采样三次绕组电压Vt的检测周期T1。

在时间t4，当检测周期T1结束时，存在通过图7B中所示的采样脉冲PA所采样并保持的电压、和通过图7C中所示的采样脉冲PB所采样并保持的电压。

然后，反馈信号生成单元6选择两个电压之一，该电压是通过当检测周期结束时最接近于时间t4的采样脉冲PB之前的采样脉冲PA所采样并保持的电压，并输出所选择的电压作为反馈信号Vfb。

然而，在美国专利No.7,672,146所公开的开关电源设备中，当经过时间t3之后，在变压器2的一次侧上开始谐振操作。因此，如图6D中所示，三次绕组电压Vt也开始振荡，且振荡频率（谐振频率）取决于MOS晶体管TR的寄生电容或变压器2的激励电感而变化。

由于MOS晶体管TR的寄生电容取决于输入电压电平，检测周期T1结束的时间取决于输入电压电平。因此，三次绕组电压Vt的谐振频率取决于输入电压而变化，且过零时间取决于输入电压而变化。作为结果，从反馈信号生成单元6输出的反馈信号Vfb的检测精度取决于输入电压而变化，且输出电压生成单元4的输出电压Vo被改变。

即，当三次绕组电压Vt开始振荡时，三次绕组电压Vt不管输出电压Vo如何都改变。因此，为了准确地估算输出电压Vo的值，有必要在尽可能接近时间t3的时间检测三次绕组电压Vt，不过测量时间点和时间t3之间的差根据输入电压改变。因此，在输出电压Vo（即，反馈信号Vfb）的估算值的检测精度中出现误差。

如图7A到7C中所示，当采样脉冲PA和PB的频率较高时，对于从时间t3到时间t4的时间段执行多个（两个）采样和保持操作，且难以在期望从头开始执行检测的时间t3的附近执行检测。因此，根据检测周期T1和采样周期TS的长度之间的关系，难以增加采样脉冲PA和PB的频率，且从反馈信号生成单元6输出的反馈信号Vfb的值可不与输出电压Vo成比例。

严格地说，反馈信号Vfb的值与输出电压Vo成比例意味着反馈信号Vfb是输出电压Vo的线性函数。因此，术语“成比例”包括“线性函数”。这对以下描述都如此。

鉴于上述问题做出本发明，且本发明的目的是提供一种开关电源设备，该开关电源设备能增加采样频率、减少输出电压对于输入电压的依赖性、并且改进并稳定输出电压的检测精度。

发明内容

为了实现该目的，本发明具有如下结构。

根据本发明的一方面，开关电源设备包括：变压器，包括一次绕组、二次绕组、和三次绕组；连接至所述一次绕组的输入电压生成单元和开关元件；输出电压生成单元，通过开关元件的开关操作整流在该二次线圈中产生的电压、平滑经整流的电压、并输出经平滑的电压；输出电压检测单元，基于在该三次绕组中产生的电压，生成表示来自该输出电压生成单元的输出电压的输出电压检测信号；以及控制单元，至少基于从该输出电压检测单元输出的输出电压检测信号控制该开关元件的导通和截止，以使来自该输出电压生成单元的输出电压为预定电压。该输出电压检测单元检测在该三次绕组中产生的电压、将检出电压与第一基准值比较、将通过对检出电压求微分而获得的电压与第二基准值比较、并基于两次比较结果确定检测周期的开始与结束。该输出电压检测单元在所述检测周期内通过第一采样脉冲和第二采样脉冲采样并保持检出电压。当该检测周期结束时，该输出电压检测单元选择两个经采样并保持的检出电压中的一个并输出所选择的电压。

在根据本发明的上述方面的开关电源设备中，该输出电压检测单元可在检出电压大于或等于该第一基准值时的时间确定该检测周期的开始。该输出电压检测单元对检出电压求微分，并在微分值为负且该微分值的绝对值大于或等于该第二基准值时的时间确定该检测周期的结束。

在根据本发明的上述方面的开关电源设备中，该输出电压检测单元可在不同时间交替地产生第一采样脉冲和第二采样脉冲。

在根据本发明的上述方面的开关电源设备中，该输出电压检测单元可在该检测周期结束时输出两个经采样并保持的检出电压中非最后检测出的电压。

在根据本发明的上述方面的开关电源设备中，即使当检出电压大于或等于第一基准值时，该输出电压检测单元也不在检测周期结束后的预定时间段内开始检测周期。

如上所述，在根据本发明的上述方面中，该输出电压检测单元检测在变压器的三次绕组中产生的电压、将检出电压与第一基准值比较、将通过对检出电压求微分而获得的电压与第二基准值比较、并基于两次比较结果确定检测周期的开始与结束。

此外，该输出电压检测单元在检测周期内通过第一采样脉冲和第二采样脉冲采样并保持检出电压、在检测周期结束时选择两个所采样并保持的检出电压之一、并输出所选择的检出电压。

因此，根据本发明的上述方面，可以增加采样频率、减少输出电压对于输入电压的依赖性、并改进和稳定输出电压的检测精度。

附图说明

图1是示出根据本发明实施例的开关电源设备的结构的示图；

图2是示出图1的输出电压检测单元的详细结构的电路图；

图3A到3D是为描述实施例的操作的示例而示出每一个单元的波形的示例的波形图；

图4A到4D是为描述实施例的操作的示例而示出每一个单元的波形的另一个示例的波形图；

图5是示出根据相关技术的设备的构造的概览的示图；

图6A到6D是为描述根据相关技术的设备的操作的示例而示出每一个单元的波形的示例的波形图；以及

图7A到7C是示出根据相关技术的设备的操作的另一个示例的波形图。

具体实施方式

在下文中，将参考相应附图而描述本发明的示例性实施例。

（实施例的结构）

图1是示出根据本发明实施例的开关电源设备的结构的示图。

如图1中所示，根据此实施例的开关电源设备包括输入电压生成单元20、变压器30、输出电压生成单元40、金属氧化物半导体（MOS）晶体管50、输出电压检测单元60、开关控制单元70、和电源单元80。

输出电压检测单元60、开关控制单元70、和电源单元80被形成在同一半导体衬底上。

输入电压生成单元20接收输入交流（AC）电压AC、整流该输入电压、平滑该输入电压、并输出直流（DC）电压。因此，输入电压生成单元20包括整流AC电压AC的二极管桥式电路201和平滑所整流的电压的电容器C2。

变压器30包括一次绕组30-1、二次绕组30-2、和三次绕组30-3。从输入电压生成单元20输出的DC电压被施加至变压器30的一次绕组30-1的一端，且MOS晶体管50的漏极连接至一次绕组30-1的另一端。

输出电压生成单元40整流在变压器30的二次绕组30-2中生成的AC电压、平滑经整流的电压、并将经平滑的电压输出为输出电压Vo。因此，如图1中所示，输出电压生成单元40包括整流二极管D3、平滑二极管C3、和分泄电阻器R3。根据应用，可不设置该分泄电阻器R3。

MOS晶体管50用作与变压器30的一次绕组30-1串联连接的开关元件，并切换施加至一次绕组30-1的一端的DC电压。因此，MOS晶体管50的漏极连接至一次绕组30-1的一端，且MOS晶体管50的源极通过检测电阻器RD接地。此外，从开关控制电路70输出的栅极信号Vg被输入至MOS晶体管50的栅极，该栅极信号控制MOS晶体管50的导通与截止。

输出电压检测单元60检测变压器30的三次绕组30-3的两端之间的电压、基于检出电压产生输出电压检测信号Vos、并将所产生的输出电压检测信号Vos输入至开关控制单元70。检测变压器30的三次绕组30-3的两端之间的电压的原因在于，检出电压与来自连接至变压器30的二次绕组30-2的输出电压生成单元40的输出电压Vo成比例。

基于输出电压检测单元60的输出电压检测信号Vos和与流过MOS晶体管50的电流值成比例的检测电阻器RD的两端间的电压Vrd，开关控制单元70生成栅极信号Vg，该栅极信号Vg控制MOS晶体管50的导通与截止以使来自输出电压生成单元40的输出电压Vo是预定电压。所生成的栅极信号Vg被提供至MOS晶体管50的栅极。

当开关电源设备处于电流模式中时，与流过MOS晶体管50的电流值成比例的检测电阻器RD的两端间的电压Vrd被检测。当开关电源设备处于电压模式中且电压Vrd没有被用在保护操作中时，没有必要检测MOS晶体管50的电流值。

电源单元80整流在变压器30的三次绕组30-3中生成的AC电压并平滑经整流的电压。经平滑的电压作为开关控制单元70的电源电压VDD被提供至开关控制单元70。因此，电源单元80包括整流二极管D4和平滑电容器C4。可不在半导体衬底上而在外部设置电容器C4。在此情况下，为了减少端子的数量，二极管D4也可被设置在外侧。

（输出电压检测单元的结构）

接着，将参看图2描述图1中所示的输出电压检测单元60的详细结构。

如图2中所示，输出电压检测单元60包括电压检测电路601、缓冲电路（电压跟随器）602、比较电路（比较器）603、单稳态多谐振荡器604、微分电路605、比较电路606、单稳态多谐振荡器607、反相器608、和AND电路609。

如图2中所示，输出电压检测电路60还包括SR锁存电路（SR触发器电路）610、脉冲生成器611和612、AND电路613和614、采样与保持电路615和616、选择电路617、以及采样与保持电路618。

电压检测电路601包括彼此串联连接的分压电阻器R1和R2，且对变压器30的三次绕组30-3的三次绕组电压Vt进行分压。缓冲电路602的输入端子连接至分压电阻器R1和R2之间的公共连接部分。

比较电路603的非反相输入端子（+）连接至缓冲电路602的输出端子。基准电压Vref1被施加至比较电路603的反相输入端子(-)。比较电路603的输出端子连接至单稳态多谐振荡器604的一个输入端子。单稳态多谐振荡器604的另一个输入端子接地。单稳态多谐振荡器604的Q输出端子连接至AND电路609的一个输入端子。

微分电路605接收从电压检测电路601输出的分压电压Vd、对所输入的分压电压Vd进行微分、并输出经微分的电压。微分电路605包括，例如，运算放大器、电阻器、和电容器，且对于所输入的分压电压Vd获得输出电压-K·d(Vd)/dt(其中K是正常数)。

微分电路605的输出端子连接至比较电路606的非反相输入端子（+）。基准电压Vref2被施加至比较电路606的反相输入端子(-)。比较电路606的输出端子连接至单稳态多谐振荡器607的一个输入端子。

单稳态多谐振荡器607的另一个输入端子接地。单稳态多谐振荡器607的Q输出端子通过反相器608连接至AND电路609的另一个输入端子，且还连接至SR锁存电路610的重置输入端子（R）。AND电路609的输出端子连接至SR锁存电路610的置位输入端子（S）。

SR锁存电路610的Q输出端子连接至AND电路613和AND电路614的每一个的一个输入端子。脉冲生成器611生成采样脉冲PA且脉冲生成器612生成采样脉冲PB。例如，如图4B和4C中所示，脉冲生成器611和612在不同时间交替地生成采样脉冲PA和采样脉冲PB。

脉冲生成器611生成的采样脉冲PA通过AND电路613被提供至采样与保持电路615，且还直接被提供至选择电路617。脉冲生成器612生成的采样脉冲PB通过AND电路614被提供至采样与保持电路616，且还直接被施加至选择电路617。此外，来自缓冲电路602的输出信号被输入作为要被采样并保持到采样与保持电路615和616的信号。

在检测周期中，通过从脉冲生成器611输出的采样脉冲PA，采样与保持电路615采样并保持由电压检测电路601分压的电压Vd，这是缓冲电路602的输出，这将在下文描述。在检测周期中，通过从脉冲生成器612输出的采样脉冲PB，采样与保持电路616采样并保持由电压检测电路601分压的电压Vd，这将在下文描述。

当检测周期结束时，选择电路617从由采样与保持电路615和616采样并保持的两个电压中选择预定电压，并输出所选择的电压。当电压被选择并输出时，选择电路617使用从脉冲生成器611和612输出的采样脉冲PA和PB执行选择操作。

采样与保持电路618保持由选择电路选择的电压直到下一个新的电压被选择，并将所选择的电压作为输出电压检测信号Vos输出至开关控制单元70。

（实施例的操作）

接着，将参看图1到4D描述具有上述结构的实施例的操作的示例。

开关控制单元70将图3A中所示的栅极信号Vg作为控制信号输出至MOS晶体管50的栅极。假设，当栅极信号Vg位于H（高）电平时，MOS晶体管50导通。响应于该栅极信号Vg，MOS晶体管50将DC电压输入切换至变压器30的一次绕组30-1。因此，在从时间t1到时间t2的周期内，MOS晶体管50被导通且图3B中所示的一次电流Ip流过变压器30的一次绕组30-1。

在时间t2，MOS晶体管50被截止且图3C中所示的二次电流Is开始流向变压器30的二次绕组30-2。然后，变压器30的三次绕组30-3中生成的三次绕组电压Vt快速增加，且然后单调减少。三次绕组电压Vt单调减少的原因在于，随着二次电流Is的减少，二极管D3的正向电压被减少，如上所述。

因此，如图3D中所示，通过对电压检测电路601中的变压器30的三次绕组电压Vt进行分压得到的电压Vd在时间t2快速增加，且然后单调减少直到时间t4。

在时间t4，如图3C中所示，二次电流Is变为零且由于例如MOS晶体管50的寄生电容或变压器30的激励电感，在变压器30的一次侧上开始谐振操作，这导致三次绕组电压Vt的振荡。因此，如图3D中所示，通过对电压检测电路601中的变压器30的三次绕组电压Vt进行分压得到的电压Vd在时间t4开始振荡。

与这些操作并行，图2中所示的输出电压检测单元60基于变压器30的三次绕组电压Vt，执行如下操作来生成输出电压检测信号Vos。

变压器30的三次绕组电压Vt被电压检测电路601分压，且分压电压Vd通过缓冲电路602被施加至比较电路603和采样与保持电路615和616中的每一个。此外，分压电压Vd被提供到微分电路605。

比较电路603将分压电压Vd与基准电压Vref1比较。当分压电压Vd大于或等于基准电压Vref1时，比较电路603输出H-电平信号。因此，在时间t3，当分压电压Vd大于或等于基准电压Vref1时，比较电路603输出H-电平信号。以此方式，H-电平脉冲信号从单稳态多谐振荡电路604的输出端子（Q）输出。

在此情况下，由于反相器608的输出处于H电平，从单稳态多谐振荡电路604的输出端子（Q）输出的H-电平脉冲信号通过AND电路609被输入至SR锁存电路610的置位端子（S）。然后,来自SR锁存电路610的输出端子（Q）的输出信号变成H电平，且H-电平输出信号被提供至AND电路613和614中的每一个。

因此，在时间t3，检测周期（测量周期）T2开始。对于检测周期T2，脉冲生成器611和612所生成的采样脉冲PA和PB各自通过AND电路613和614被提供至采样与保持电路615和616。

因此，在检测周期T2内，采样与保持电路615通过采样脉冲PA采样并保持电压检测电路601的分压电压Vd。在检测周期T2内，采样与保持电路616通过采样脉冲PB采样并保持电压检测电路601的分压电压Vd。

微分电路605对电压检测电路601的分压电压Vd进行微分并输出经微分的电压。比较电路606将来自微分电路605的输出电压与基准电压Vref2比较，并输出对应于比较结果的信号。

如上所述，在时间t4，如图4A中所示，当电压检测电路601的分压电压Vd开始振荡且开始减小时，来自微分电路605的输出电压开始增加，如例如图4D中所示那样。分压电压Vd本身的微分值为负。然而，如上所述，由于微分电路605将微分值反相，来自微分电路605的输出电压如图4D中所示为正。在时间t5，当来自微分电路605的输出电压大于或等于基准电压Vref2时，来自比较电路606的输出电压被改变为H电平。

当来自比较电路606的输出信号被改变为H电平时，H-电平脉冲信号从单稳态多谐振荡电路608的输出端子（Q）输出且然后被输入至SR锁存电路610的重置端子（R）。然后，L-电平信号从SR锁存器610的输出端子（Q）输出且然后被输入至AND电路613和614的每一个。因此，脉冲生成器611和612所生成的采样脉冲PA和PB没有通过AND电路613和614，且未被提供至采样与保持电路615和616。

因此，在时间t5，检测周期T2结束，且采样与保持电路615和616停止采样和保持电压检测电路601的分压电压Vd的操作。

在检测周期T2结束的时间（时间t5），选择电路617输出电压，该电压是在并不接近时间t5的时间保持的，且并不是采样与保持电路615和616所保持的两个电压中的最后一个电压。

在此示例中，如图4B中所示，选择了由采样与保持电路615通过采样脉冲PA所采样并保持的电压。选择电路617参考从脉冲生成器611和612输出的采样脉冲PA和PB选择并输出电压。即，选择了通过不是在紧邻时间t5之前被输入的采样脉冲PA和PB中的一个所采样并保持的电压。

采样与保持电路618保持所选择的电压直到下一个新电压被选择，并将所选择的电压作为输出电压检测信号Vos输出至开关控制单元70。

开关控制单元70基于从采样与保持电路618输出的输出电压检测信号Vos和检测电阻器RD两端的电压Vrd（与流过MOS晶体管50的电流成比例），生成栅极信号Vg。栅极信号Vg用于控制MOS晶体管50的导通与截止，从而来自输出电压生成单元40的输出电压Vo是预定电压，并被提供至MOS晶体管50的栅极。

然而，如上所述，在时间t5，当来自比较电路606的输出信号变成H电平时，H-电平脉冲信号从单稳态多谐振荡电路607的输出端子（Q）输出。通过反相器608，H-电平脉冲信号被反相至L-电平脉冲信号，然后被提供至AND电路609。因此，尽管脉冲信号被维持在L电平，来自单稳态多谐振荡电路604的输出信号不可通过AND电路609。

以此方式，通过使得来自单稳态多谐振荡电路607的输出脉冲的宽度较长，可以防止由于在SR锁存电路610被重置后电压检测电路601的分压电压Vd的振荡引起的锁存电路610的错误重置。作为结果，在检测周期T2结束后，采样与保持电路615和616不操作。

如上所述，在此实施例中，变压器30的三次绕组电压Vt被分压从而获得分压电压Vd，且检测周期在分压电压Vd大于或等于基准电压Vref1时开始。此外，分压电压Vd被微分，且检测周期在经微分且反相的电压大于或等于基准电压Vref2时结束。在时间t3之后直到分压电压Vd被减少且电压微分值的绝对值被增加至大于预定值的时间可以显著短于美国专利7,672,146中直到电压过零的时间。因此，有可能增加采样脉冲PA和PB的频率。

在此实施例中，在检测周期内，分压电压Vd通过采样脉冲PA和PB采样并保持。在检测周期结束后，输出了两个被采样并保持的检出电压中的一个，所输出的那个电压并不是在接近结束时间的时间保持的且不是最后保持电压。

因此，在此实施例中，如图4B中所示，可选择通过采样脉冲PA采样并保持的电压。所选择的电压是紧邻振荡开始时的时间t4之前时刻的电压，且显著减少了由于流过二极管D3的电流引起的所选电压的误差。因此，输出电压Vo被准确地反映到所选电压。

因此，根据此实施例，可以增加采样频率、减少输出电压对于输入电压的依赖性、并改进和稳定输出电压的检测精度。

在上述实施例中，为分压电压Vd设置了两个采样与保持电路。然而，可设置三个或更多个采样与保持电路。在此情况下，制备三个或更多个脉冲生成电路并产生具有不同相位的采样脉冲。对于三个或更多个采样与保持数据项可考虑如下方式。

在第一个示例中，根据用于确定时间t4之后的分压电压Vd的振荡周期的常数，应用为输出电压检测信号Vos的采样与保持数据被切换（例如，在作为时间t5之前的两个采样数据项的采样数据项或作为时间t5之前的三个采样数据项的采样数据项之间）。在第二个示例中，根据三个或更多采样数据项估算（计算）时间t4的值。

字母或数字附图标记的说明

20输入电压生成单元

30变压器

30-1一次绕组

30-2二次绕组

30-3三次绕组

40输出电压生成单元

50MOS晶体管（开关元件）

60输出电压检测单元

70开关控制单元

80电源单元

601电压检测电路

602缓冲电路

603,606比较电路（比较器）

604,607单稳态多谐振荡电路

605微分电路

608反相器

609,613,614AND电路

609,610SR锁存电路

611,612脉冲生成器

615,616,618采样与保持电路

617选择电路

Claims

1.一种开关电源设备，包括：

变压器，包括一次绕组、二次绕组、和三次绕组；

连接至所述一次绕组的输入电压生成单元和开关元件；

输出电压生成单元，通过开关元件的开关操作整流在所述二次绕组中产生的电压、平滑经整流的电压、并输出经平滑的电压；

输出电压检测单元，基于在所述三次绕组中产生的电压，生成表示来自所述输出电压生成单元的输出电压的输出电压检测信号；以及

控制单元，至少基于从所述输出电压检测单元输出的输出电压检测信号控制所述开关元件的导通和截止，以使来自所述输出电压生成单元的输出电压为预定电压，

其中所述输出电压检测单元检测在所述三次绕组中产生的电压、将检出电压与第一基准值比较、将通过对检出电压求微分而获得的电压与第二基准值比较、并基于两次比较结果确定检测周期的开始与结束，

所述输出电压检测单元在所述检测周期内通过第一采样脉冲和第二采样脉冲采样并保持检出电压，以及

当所述检测周期结束时，所述输出电压检测单元选择两个经采样并保持的检出电压中的一个并输出所选择的电压。

2.根据权利要求1所述的开关电源设备，其特征在于，

所述输出电压检测单元在检出电压大于或等于所述第一基准值时的时间确定所述检测周期的开始，以及

所述输出电压检测单元对检出电压求微分，并在微分值为负且所述微分值的绝对值大于或等于所述第二基准值时的时间确定所述检测周期的结束。

3.根据权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，

所述输出电压检测单元在不同时间交替地产生所述第一采样脉冲和所述第二采样脉冲。

4.如权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，

所述输出电压检测单元在所述检测周期结束时输出两个经采样和保持的检出电压中非最后检出的电压。

5.如权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，

即使当检出电压大于或等于所述第一基准值时，所述输出电压检测单元也不在所述检测周期结束后的预定周期内开始检测周期。

6.根据权利要求1所述的开关电源设备，其特征在于，

所述输出电压检测单元包括

检测在所述三次绕组中产生的电压的电压检测电路，

对由所述电压检测电路检测到的电压求微分的微分电路，

产生检测周期信号的检测周期信号生成电路，当由所述电压检测电路检测到的电压与所述第一基准值比较且检出电压大于或等于所述第一基准值时所述检测周期信号生成电路开始所述检测周期，且当来自所述微分电路的输出电压与所述第二基准值比较、来自所述微分电路的所述输出电压为负、且来自所述微分电路的所述输出电压的绝对值大于或等于所述第二基准值时所述检测周期信号生成电路结束所述检测周期，并输出所产生的检测周期信号，

第一采样和保持电路，在所述检测周期信号从所述检测周期信号生成电路中输出的周期内，通过所述第一采样脉冲采样并保持由所述电压检测电路检测到的电压作为第一检出电压，

第二采样和保持电路，在所述检测周期信号从所述检测周期信号生成电路中输出的周期内，通过所述第二采样脉冲采样并保持由所述电压检测电路检测到的电压作为第二检出电压，以及

选择电路，选择被采样和保持的所述第一和第二检出电压之一并输出所选择的检出电压。

7.如权利要求1、2或6所述的开关电源设备，其特征在于，

在同一半导体衬底上形成所述输出电压检测单元和所述控制单元。