CN102684503B - 具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器 - Google Patents

具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器 Download PDF

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Abstract

一种反激式功率转换器，包括电流估计控制回路，其感应变压器内的初级输出电流以控制次级输出。初级侧控制电路切换变压器的初级电流接通和断开。当经过变压器辅助绕组的次级电流流动时，由辅助回路里的分压器为拐点取样，而产生放电时间。通过将放电时间乘以一与切换频率成正比的电流，并与一具有切换频率的锯齿信号相比较，而计算出归一化的工作周期。初级侧电压的峰值是从初级电流回路感应的，并被转换成一电流并乘以归一化的工作周期，以产生一估计电流。误差放大器比较估计电流和一参考值，以调整振荡器频率和峰值电流而控制初级切换。

Description

具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器
【相关申请】
本申请与美国申请US12/718,707“Constant-Current Control Moduleusing Inverter Filter Multiplier for Off-line Current-Mode Primary-Side SenseIsolated Flyback Converter”(申请日：2010年3月5日)相关。
【技术领域】
本发明涉及电源转换器，特别涉及进行初级端调节(primary sideregulation,PSR)的反激式转换器(fly-back converter)。
【背景技术】
电源转换器可用于许多应用，如将电源出口的交流电(AC)转换成直流电(DC)用于电子装置。在阴极射线管(CRT)里，当光栅点折回或回扫到显示器下一个光栅线的起点时，反激反相器被用来阻挡电子束。这种电源转换器仍然被看作是一个反激转换器，尽管它们用于许多非CRT的应用，如用于驱动发光二极管(LED)和充电器。
需要一个控制电路去产生一个恒定DC输出电流。可以使用一个变压器将连接到AC电源的初级端与DC输出端隔离开来以增强安全性。光隔离器(opto-isolator)已经被用来隔离控制电路，但这些光隔离器相当昂贵，并且不能与集成电路很好地整合在一起。
不将控制电路连接到变压器的次级(DC)端(secondary side)，控制电路可以连接到初级(AC)端。使用初级端传感调节器(PSR)和控制，由于提高了效率且不需要光隔离器，热量、外观尺寸、元件数目、和成本都能够得以降低。
尽管已知有多种反激转换器，但是其中许多反激转换器仅支持脉宽调制(PWM)控制。一些应用可能在大范围功率上运行，会受益于脉频调制(PFM)和跨周期调制(PSM)，这两种方式都改变频率，但保持一个相对稳定的脉宽或工作周期。
期望有一个初级端控制的反激转换器，但不需要光隔离器。期望有一个支持PWM和PFM控制并能产生恒定电流驱动的反激转换器。使用一个能在PSM、PWM、PFM运行区域上模拟功率的电路，就能获得期望的电流准确性。期望能有估计输出电流的控制。
【发明内容】
为了弥补现有技术的不足，本发明提出一种具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器。
本发明的技术问题通过以下技术方案予以解决：
一个电流控制器，包括：
振荡器，其产生一具有一频率的振荡信号，该频率与一频率信号有关；
峰值电流参考产生器，其产生一反馈信号，该反馈信号表示一目标电压，该目标电压是一初级感应电压的峰值目标，其中所述初级感应电压是由一个变压器的初级绕组的初级电流产生的；
其中所述初级电流是在所述振荡信号的频率上进行切换的；
目标比较器，其比较所述初级感应电压和所述目标电压，使得当所述初级感应电压到达所述目标电压时，所述初级电流停止；
输出电流估计器，其产生一估计信号，所述估计信号是所述变压器的次级绕组的平均次级电流的一个估计值；
拐点取样器，其对所述变压器三次绕组的辅助电流产生的辅助电压进行取样，当所述变压器次级绕组的次级电流停止流动时，产生一个拐点电压，所述拐点取样器也产生一个放电时间信号，当所述次级电流流动时，所述放电时间信号是有效的，当所述次级电流不流动时，所述放电时间信号是无效的；
恒定电流CC误差放大器，其比较所述输出电流估计器的所述估计信号和一个CC参考值，以产生一个CC控制信号；
CC控制器，其由所述CC控制信号启动，用于在脉宽调制PWM模式期间调整所述峰值电流参考产生器产生的所述目标电压，用于在脉频调制PFM模式期间调整所述振荡器的所述频率；
其中所述输出电流估计器产生的所述估计信号，是关于所述放电时间信号、所述频率信号、和所述初级感应电压的一个函数，因此，所述平均次级电流是从所述放电时间信号、所述频率信号、和所述初级感应电压而进行估计的；
其中所述输出电流估计器还包括：
周期计算器，其接收所述放电时间信号、一个表示所述初级电流流动时的切换信号、和所述频率信号，用于产生一个周期信号，所述周期信号表示对所述振荡器频率归一化的次级电流的一个工作周期；
电压转换器，其对所述初级感应电压的峰值进行取样并产生一个峰值电流，所述峰值电流是所述初级感应电压的峰值转换成一个电流；
乘法器，其将所述峰值电流乘以所述周期信号，以产生所述估计信号；其中所述估计信号是所述次级电流的工作周期乘以所述初级感应电压峰值的一个函数。
优选地，其中所述周期计算器包括：
第一电流源，其产生一频率指示电流，该频率指示电流与所述频率信号成比例；
第一开关，其在所述放电时间信号下是闭合的，以允许所述频率指示电流流动到第一节点；
取样电容器，其在所述第一节点上，当所述第一开关闭合时，其被所述频率指示电流充电；
第一放电开关，在所述第一开关闭合之前，其对所述取样电容器进行放电；
第二开关，当所述放电时间信号是非有效时，其是闭合的，所述第二开关连接所述第一节点到第二节点；
重取样电容器，其在所述第二节点上；
第二电流源，其产生第二源电流到第三节点；
锯齿电容器，其在第三节点上，被所述第二源电流充电；
第二放电开关，在一个周期开始之前，其对所述锯齿电容器进行放电，以响应一个由所述振荡器产生的重置信号RESET，该重置信号具有所述振荡信号的频率；
比较器，其比较所述第二节点和第三节点以产生所述周期信号。
优选地，其中所述电压转换器包括：
输入开关，当所述初级电流流动时，其连接所述初级感应电压到第四节点；
第一转换电容器，其在第四节点上，其被所述初级感应电压充电；
转换开关，当所述初级电流停止流动时，其连接所述第四节点到第五节点；
第二转换电容器，其在第五节点上；
转换误差放大器，其接收所述第五节点作为一个输入，还有一个反馈节点作为一个输入，其驱动一个基极节点；
晶体管，其使用所述基极节点去控制在第六节点和所述反馈节点之间流动的所述峰值电流；
转换电阻器，其连接在所述晶体管的发射极和地之间；
第一镜像晶体管，其栅极和漏极连接到所述第六节点；
其中所述初级感应电压的峰值被取样并被转换为所述峰值电流。
优选地，其中所述乘法器包括：
第二镜像晶体管，其栅极连接到所述第六节点，用于将所述经过第一镜像晶体管的峰值电流镜像到第七节点；
乘法器开关，为响应所述周期信号，其闭合以连接所述第七节点到一个估计节点；
估计电容器，其连接到所述估计节点，用于产生在所述估计节点上的所述估计信号；
其中一个镜像峰值电流乘以所述周期信号以产生所述估计信号。
优选地，还包括：
恒定电压CV误差放大器，其比较来自所述拐点取样器的所述拐点电压和一个CV参考值，以产生一个CV控制信号；
CV控制器，其被所述CV控制信号启动，用于在脉宽调制PWM模式期间调整由所述峰值电流参考产生器产生的所述目标电压，在脉频调制PFM模式期间调整所述振荡器的频率。
优选地，还包括：
抖动产生器，其在低输出功率上被启动，用于略过一个基础时钟的时钟脉冲，以在跨周期调制PSM模式期间产生所述振荡信号，PSM模式的启动是比PWM模式要更低的输出功率。
还包括：前沿消隐器，其连接到一个接收所述初级电流的初级感应电阻器上，所述前沿消隐器用于滤除当所述初级电流开始流动而产生所述初级感应电压时出现的短时干扰脉冲；由此，所述初级感应电压被滤波。
优选地，还包括：反馈钳位器，其连接到所述拐点取样器，用于将所述辅助电压钳位到地，其中所述辅助电压的低于地电压的电压偏移被钳位到地。
一个调节功率转换器，包括：
变压器，其有初级绕组接收一输入电压并输出一漏极电压在漏极节点上，所述变压器还有次级绕组输出次级电流，所述次级电流是因为流过所述初级绕组的初级电流的变化的互感而感应产生的；
开关，其在所述漏极节点从所述变压器接收所述初级电流，并被一栅极电压控制以切换所述初级电流到初级感应节点，其中所述开关是金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOSFET；
初级感应电阻器，其连接到所述初级感应节点，当所述开关连接所述初级电流到所述初级感应电阻器时，其在所述初级感应节点上产生初级感应电压；
双态锁存器，其产生一切换信号去控制所述开关的栅极电压；
振荡器，其产生一设置信号SET，以设置所述双态锁存器而启动所述切换信号并驱动所述栅极电压成为一使能电压(enabling voltage)，所述使能电压使所述开关传导所述初级电流从所述变压器到所述初级感应电阻器；
重置比较器，其接收所述初级感应电压并接收一反馈电压，当所述初级感应电压穿过所述反馈电压时，产生一重置信号RESET到所述双态锁存器；
其中所述重置信号重置所述双态锁存器，解除所述切换信号，并驱动所述栅极电压成为一无能电压(disabling voltage)，所述无能电压使所述开关隔离所述变压器和所述初级感应电阻器；
输出电流估计器，其产生一估计信号，所述估计信号是所述次级电流在一个周期上的平均的估计，所述输出电流估计器产生的所述估计信号是关于所述振荡器的频率信号、和所述初级感应电压的一个函数，其中所述振荡器的频率信号表示所述设置信号的一个频率；
第一误差放大器，其从所述输出电流估计器接收所述估计信号并接收第一参考电压，所述第一误差放大器比较所述估计信号和所述第一参考电压，以产生第一控制信号；
第一反馈控制器，其接收所述第一控制信号，用于调整所述反馈电压并用于调整所述振荡器的频率和所述设置信号，以回应所述第一控制信号；
由此，所述初级电流被切换以控制所述次级电流；
还包括：
所述变压器的第三绕组，其在辅助节点上输出辅助电流，所述辅助电流是因为流过所述初级绕组的初级电流的变化的互感而感应产生的；
其中所述辅助电流产生一辅助电压；
拐点取样器，当所述辅助电流停止流动时，其取样所述辅助电压，以产生一拐点电压，所述拐点取样器还产生一放电时间信号，当所述辅助电流流动时，所述放电时间信号是有效的，所述辅助电流停止流动时，所述放电时间信号是无效的；
其中所述输出电流估计器还从所述拐点取样器接收所述放电时间信号，其中所述输出电流估计器还产生所述估计信号，所述估计信号是所述放电时间信号的一个函数；
由此，所述放电时间信号是从所述辅助电流而产生的，并计入所述估计信号；
其中所述输出电流估计器还包括：
工作周期计算电路，其接收所述放电时间信号和所述振荡器的一频率信号，所述振荡器的频率信号表示所述设置信号的频率，用于产生一工作周期信号，所述工作周期信号是对所述设置信号的频率归一化的；
电压-到-电流转换器，其将所述初级感应电压转换成一感应的峰值电流；
乘法器，其将所述感应峰值电流乘以所述工作周期信号以产生一估计电流；
输出电容器，其被所述估计电流充电以产生所述估计信号。
优选地，还包括：
第二误差放大器，其所述拐点取样器接收所述拐点电压，并接收第二参考电压，所述第二误差放大器比较所述拐点电压和所述第二参考电压，以产生第二控制信号；
第二反馈控制器，其接收所述第二控制信号，用于调整所述反馈电压，并用于调整所述振荡器的频率和所述设置信号，以回应所述第二控制信号；
由此，所述第二反馈控制器在恒定电压模式期间是有效的，其调节所述次级电流以产生一恒定输出电压穿过一输出负载，所述次级电流经过该输出负载。
优选地，其中所述第一反馈控制器在恒定电流模式期间是有效的，其调节所述次级电流到一恒定的平均值。
优选地，其中所述输出电流估计器产生的所述估计信号是和次级电流的一平均值IS_ave相关的，IS_ave是关于所述初级感应电压的峰值Vcs_pk、所述初级感应电阻器的电阻值RS、所述变压器初级绕组匝数Np、所述变压器次级绕组匝数Ns、和工作周期TD/TS的一个函数，如下等式：
IS_ave＝1/2*(Np/Ns)*(1/RS)*(TD/TS)*Vcs_pk；
其中TS是所述设置信号的周期，TD是所述放电时间信号有效的时间。
【附图说明】
图1是一个简化的切换初级电流的反激式转换器示意图。
图2是具有输出电流估计而用于PFM和PWM控制的反激转换器示意图。
图3是图2反激转换器的三种运行模式的电压-电流图。
图4A-B是在PSM、PWM、PFM模式的输出功率图。
图5A-C是在PSM、PWM、PFM模式的切换波形图。
图6是为PSM、PWM、PFM模式估计输出电流的开关控制电路方框图。
图7是电流估计控制电路运行在PWM模式上的波形图。
图8是产生抖动时钟的振荡器的示意图。
图9是工作周期计算电路示意图。
图10是电压-到-电流转换器和乘法器的示意图。
【发明详述】
本发明涉及电源转换器的改进。以下描述使本领域技术人员能够制作和使用在特定应用及其要求的上下文里提供的本发明。对本领域技术人员而言，对优选实施例的各种修改是显而易见的，并且在此定义的基本原理可以应用到其它实施例。因此，本发明不是意在受制于所示和所述的特定实施例，而是属于与在此披露的原理和新颖性特征一致的最大范围。
图1是一个简化的能切换初级电流的反激转换器的结构示意图。AC电源产生一个交流电，其被施加到全波整流桥(full-wave rectifier bridge)的二极管上以产生一个输入电压VIN。或者，VIN可以是一个直流源，不需要由交流电来产生。
变压器10可以有一个铁芯，以增强初级绕组和次级绕组之间的互感，初级绕组连接在输入电压VIN和漏极电压VD之间，次级绕组连接到次级二极管26(secondary diode)。在变压器10里的第三绕组连接到辅助电压VAUX。变压器10的绕组方向，如图中的点所示，由于变压器10里的互感，突然断开向下的初级电流IP会导致次级电流IS向上流动。同样，突然断开初级电流IP会导致辅助电流从变压器10流到电压VAUX，然后经过感应电阻器32、34而在变压器10的辅助回路里产生取样电压VS。
变压器10的主回路有初级电流IP，其从VIN流过变压器10的初级绕组到VD，然后流过开关20到初级感应电压VCS，最后流过初级感应电阻器30而接地。初级电流IP是穿过初级感应电阻器30的电流，其产生初级感应电压VCS,等于I-R压降(drop)，或VCS＝IP*RS，其中RS是初级感应电阻器30的电阻值。
变压器10的二次回路有次级电流IS，其从变压器10的次级绕组流经正向偏压次级二极管26到输出电压VO。当次级电流IS不是来自变压器10时，次级电容器28存储电荷以提供一个更恒定的电流穿过负载电阻器24。
变压器10的三次回路有辅助电流，其从变压器10的三次绕组辅助电压VAUX流经感应电阻器32、34到地。感应电阻器32、34形成一个分压器，产生取样电压VS。
开关20是一个n-沟道晶体管，其栅极由栅极电压VG控制。当栅极电压VG从高变换到低时，穿过变压器10的初级电流被突然切断，导致开关20断开。当栅极电压VG从低变换到高时，初级电流缓慢增加，使得开关20接通。当开关20接通时，初级电流缓慢增加，因为变压器10的电感起到阻止电流突变的作用。
取样保持(S/H)锁存器42取样该取样电压VS，并驱动误差放大器36的一个输入，其比较该取样电压和一个参考电压VREF。误差放大器36的比较结果被输入PWM控制器44。
控制回路40中的PWM控制器44通过控制栅极电压VG而将开关20接通和断开。PWM控制器44驱动VG至高，而在每个时钟周期接通开关20。当VCS高于一个内部VCS参考电压时，PWM控制器44驱动VG至低而断开开关20。当取样电压VS下降低于VREF时，控制器提高该内部VCS参考电压。当取样电压VS上升高于VREF时，控制器降低该内部VCS参考电压。
误差放大器36可以是一个运算放大器或其他种类的放大器。误差放大器36有一个高增益，迫使VS通过反馈而去匹配VREF。
图2是用于PFM和PWM控制的具有输出电流估计的反激转换器的结构示意图。来自变压器10的第三绕组的辅助电压VAUX经过感应电阻器32、34，产生取样电压VS，其被取样保持(S/H)锁存器42取样。误差放大器36比较该取样电压和参考电压VREF，以控制PWM/PFM控制器54，其驱动开关20的栅极电压VG。
当开关20切换的初级电流流经初级感应电阻器30时，产生电压VCS。脉冲前沿消隐器(Leading edge blanker)52阻止VCS的脉冲前沿，以去除例如由于二极管而引起的短时干扰脉冲(glitch)，并检测经过初级感应电阻器30的峰值电流。该检测到的峰值电流的数值从脉冲前沿消隐器52送到输出电流估计器60。
电压控制振荡器(VCO)56根据误差放大器36的输出电压和误差放大器38的输出电压而产生一个时钟频率。VCO56的最大频率可以由电阻器58控制。VCO56还产生一个小的三角电压波动(ripple)并加在峰值电流参考值上，其由误差放大器36和误差放大器38的输出电压来调节的。来自脉冲前沿消隐器52的峰值电流以及电流形式的开关频率被施加在输出电流估计器60上，经过取样保持(S/H)锁存器42得知放电时间TD。输出电流估计器60有了这些输入，产生变压器10次级端上输出电流IS的一个估计。
由输出电流估计器60产生的估计输出电流被转换成一个电压，并与参考电压VREF由误差放大器38进行比较。比较结果又应用到PWM/PFM控制器54上，以进一步调整应用到开关20上的切换信号，栅极电压VG的脉宽和频率。
控制电路50产生输出电流的一个估计，对开关20的切换信号进行脉宽和频率控制。控制电路50可以以三种运行模式运行：跨周期调制(PSM)、脉宽调制(PWM)、脉频调制(PFM)。大范围的输出功率可以通过使用三种运行模式而得到支持。
图3是图2反激转换器三种运行模式的电压-电流图。在跨周期调制(PSM)模式202期间，删除了一些开关20切换信号的脉冲，因此降低了频率和输出功率。在PSM模式202，输出电压和/或电流非常低，所以达到了非常低的输出功率。
在脉宽调制(PWM)模式204，频率保持恒定，但是开关20的切换信号VG的脉宽稳定增加。因为脉宽增加，所以工作周期增加，开关20保持接通的每个时间段(周期)的量也增加。这就有更多时间给初级电流上升，产生更高的峰值初级电流，有更多时间给输出电容器充电，提高输出电压。更高的输出电压和/或输出电流会产生更高的输出功率。
在脉频调制(PFM)模式206，在PWM模式204结束时脉宽已经达到最大的工作周期。脉宽保持恒定(在绝对时间内)，频率增加。更高的频率会增加初级电流的传递，也会增加到输出负载的充电电流，增加输出电压和/或电流以及功率。
在恒定电流(CC)模式208，次级输出电流(图2的IS)保持恒定，但是输出电压(图2的VO)下降。在恒定电压(CV)模式210，输出电流IS增加，而输出电压VO保持不变。输出电流增加直到最大功率输送点212。
CV模式210和CC模式208每个都可以三种模式运行：PSM模式202、PWM模式204、PFM模式206。三种模式都增加效率。转换器还可以运行在低压保护模式上，如在CV模式210下的斜线所示。
该反激转换器能提供的最大功率出现在最大功率输送点212处。在最大功率输送点212，最大输送功率可以通过调整RS值、初级感应电阻器30的电阻值、初级绕组数Np和次级绕组数Ns的比值而选择。
在PSM模式202、PWM模式204和PFM模式206，次级输出电流IS的平均值IS_Ave＝Iout是：
Iout＝1/2(Np/Ns)*(1/RS)*(TD/TS)*Vcs_pk
其中Np和Ns是变压器10的初级绕组数和次级绕组数，RS是初级感应电阻器30的电阻值，当次级电流IS流动时，TS是应用在开关20上的切换信号VG的周期，TD是放电时间，所以TD/TS是次级电流的工作周期，Vcs_pk是周期里VCS的峰值。
输出电流取决于连接到转换器上的负载，如图2中VO上的电阻器24。例如，一个5V1A的转换器可以连接有各种负载，如以下表格1所示。
负载(ohm) 电压(V) 电流(A) 功率(W) 模式
50 5 0.1 0.5 PSM
20 5 0.25 1.25 PWM
10 5 0.5 2.5 PFM
5 5 1 5 PFM,最大功率
4 4 1 4 PFM
1 1 1 1 PWM
0.5 0.5 1 0.5 PSM
表格1:功率和负载
转换器控制输出功率到最大功率点。在此点之后，转换器调节到更低的功率以保持输出电流恒定。
图4A-B是在PSM、PWM、PFM模式的输出功率图。在图4A，随着从PSM到PWM到PFM模式，输出功率增加，在PSM模式202，有低的输出功率，在PFM模式206，有高的输出功率。
在PSM模式202，初级电流IP的峰值IP_PK是低的，因为脉宽保持恒定。在PSM模式202，略过的脉冲数目逐渐减少，以增加输出功率，但是脉宽保持恒定。对所有脉冲都达到相同的峰值电流，因为它们都有相同的周期。
在PWM模式204，切换频率FSW保持恒定，但是脉宽和工作周期增加。较长的脉宽提供更多的时间给初级电流上升，导致在PWM模式204里更高的峰值电流。一旦在在PWM模式204结束时达到最大脉宽，初级电流就达到其最大值IP_PK(max)。在整个PFM模式206，峰值初级电流保持在最大值上，其中脉宽保持稳定，切换频率FSW增加。
在图4B，显示了应用在开关20栅极上的VG信号的切换频率FSW。在PSM模式202，切换频率增加，因为略过的脉冲数目逐渐减少。在PWM模式204，切换频率保持不变，如22KHz，而脉宽增加。在PFM模式206，切换频率上升，增加输出功率，而脉宽保持不变。
图5A-C是在PSM、PWM、PFM模式中切换的波形图。在图5A，振荡器产生抖动时钟(dithering clock)OSC，其被脉动至低以触发一个新的周期。PWM控制器44驱动VG至高以接通开关20。流过变压器10的初级电流上升，而VG脉冲是高的，流过开关20和初级感应电阻器30的较高的电流会增加初级感应电压VCS。在VG脉冲的末端，VCS的峰值确定初级电流IP_PK，其在PSM模式202里峰值初级电流IP_PK是在最小值。在PSM模式202，略过的脉冲数目逐渐减少以增加功率。
通过使用时钟分频器(clock divider)分割OSC，或通过限定由恒定OSC产生的触发，可以略过一些脉冲，如通过一个可变的除数略过开关20的门脉冲。
在图5B，在PWM模式204，OSC的频率保持恒定，但是脉宽增加，功率增加。在PWM模式204里，VG脉冲的脉宽是增加的。较宽的VG脉冲提供更多的时间给经过变压器10的初级电流以上升。因此峰值初级电流IP_PK在PWM模式204里比在PSM模式里更大。更高的初级电流也产生更大的初级感应电压VCS。
在图5C，在PFM模式206，抖动时钟OSC的频率增加，以增加输出功率。VG脉冲的宽度保持不变。在每个VG脉冲到达最大值(其对应IP_PK最大值，这也是在PWM模式204结束时的最大峰值电流)期间，初级感应电压VCS上升。
图6是估计PSM、PWM、PFM模式输出电流的开关控制电路的方框图。当S-R锁存器80是SET(设置)时，VG走高，开始初级ON时间TON。当S-R锁存器80是RESET(重置)时，VG走低，结束初级ON时间TON。
S-R锁存器80是通过抖动产生器76的抖动时钟OSC来设置的，抖动产生器76包括一个电压控制振荡器(VCO)，其有由电阻值RC设定的最大频率。在PSM模式，一些时钟脉冲可以由抖动产生器76略过。
S-R锁存器80的输出由反相器86和驱动器88缓存，以驱动栅极电压VG到开关20的栅极。VG载有运行在切换频率FSW上的切换信号。
S-R锁存器80的S、R输入是低位有效触发的(active low)。NAND门84保证当S是低位有效触发时R是高(OFF)。OSC的每个下降脉冲(low-going pulse)触发一个VG脉冲，一旦初级感应电压VCS上升超过一个峰值电流参考电压(由比较器82确定)，VG脉冲就结束了。
前沿消隐器(Leading Edge Blanking)62阻止VCS的上升沿(其出现在VG脉冲的前端)，然后传递VCS到比较器82的一个输入上。比较器82还接收一个峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)，其由Ipeak参考产生器78产生。一旦VCS上升超过该由Ipeak参考产生器78产生的参考电压，比较器82就翻转其输出至高，导致一个低脉冲应用到S-R锁存器80的R输入上，重置并结束VG脉冲。
Ipeak参考产生器78为经过初级感应电阻器30的峰值电流Ipeak产生一个目标。该目标就是峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)。当达到该目标峰值电流时，VG脉冲的末端被触发。由峰值电流参考电压控制的该目标峰值电流，当运行在恒定电流模式时，是被恒定电流控制器72控制的；当运行在恒定电压模式时，是被恒定电压控制器74控制的。
抖动产生器76产生抖动时钟OSC和一重置信号RESET，其触发每个VG切换脉冲的开始。在PSM和PFM模式期间，OSC的频率斜坡向上，以增加输出电流或电压，但是在PWM模式期间保持恒定。抖动产生器76的VCO产生一个小的均值为0的三角电压，其被添加到峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)上以产生一个抖动时钟给反馈控制，并发送一个表示切换频率的信号IFSW到输出电流估计器。
当VG是高时，从三次绕组的辅助电压VAUX分出的VS可能会下降到低于地电压，所以它会被反馈钳位电路64锁住。然后该按比例缩小的辅助绕组电压VS被拐点取样保持(knee-point sample and hold)锁存器66取样。拐点取样保持锁存器66产生拐点电压Vkneepoint，其出现在次级绕组电流为0时，且VS在其拐点处。在次级电流为0时，次级输出电压VO(图2)等于次级绕组电压。在次级电流为0时，VO是通过取样VS而得到的，VS是从VAUX分出来的。当次级电流接近0时，VS的斜率快速增加，出现拐点。为了准确取样VO，应该准确取样拐点。在图7，VAUX的拐点位于放电时间TD的末端，当IS到达0时，即第三条点状竖线。
误差放大器94是在CV回路里的误差放大器，而误差放大器92是在CC回路里的误差放大器。当输出电流小于在最大功率点上的电流时，控制器运行在CV模式上。当输出电流大于在最大功率点212(图3)上的电流时，控制器运行在CC模式上。
在CV模式和CC模式，有三种调制模式：PSM、PWM、PFM模式。在CV模式和PWM调制期间，当拐点电压低于VOUT_REF时，误差放大器94和CV控制器74启动Ipeak参考产生器78以增加峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)，使得开关20的工作周期和VG增加。在CV模式和PFM调制期间，误差放大器94和CV控制器74启动抖动产生器76以增加由抖动产生器76内的VCO产生的时钟频率。在CC模式和PWM调制期间，当输出电流估计器70产生的估计电流低于IOUT_REF时，误差放大器92和CC控制器72启动Ipeak参考产生器78以增加峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)。在CC模式和PFM调制期间，误差放大器92和CC控制器72启动抖动产生器76以增加由抖动产生器76内的VCO产生的时钟频率。
输出电流估计器70从峰值检测器68接收峰值初级电流，峰值检测器68测量VCS的峰值电压。输出电流估计器70也从抖动产生器76接收切换频率IFSW，从拐点取样保持锁存器66接收放电时间信号TD。当次级电流流动时，TD是放电时间。在TD期间，次级电流IS从IS_peak下降到0。当次级电流达到0时，拐点出现，TD信号结束。
输出电流估计器70使用测量的峰值电流、频率和放电时间，以估计即时时钟周期的输出电流。来自输出电流估计器70的估计的输出电流IS_EST与一个参考输出电流IOUT_REF由误差放大器92进行比较，当估计值高于参考值时，在PWM模式期间，恒定电流控制器72启动Ipeak参考产生器78以降低峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)，或者在PFM模式期间启动抖动产生器76以降低OSC时钟频率。IS_EST是表示估计的平均次级电流的一个电压IS_AVE，而IOUT_REF是表示该平均次级电流目标值的一个电压。
在PSM模式202、PWM模式204、PFM模式206期间，平均输出电流Iout是由输出电流估计器70使用以下等式进行估计的：
IS_EST＝Iout＝1/2(Np/Ns)*(1/RS)*(TD/TS)*Vcs_pk
其中Np和Ns是变压器10的初级绕组数和次级绕组数的比值，RS是初级感应电阻30的电阻值，TS是应用到开关20上的切换信号VG的周期，TD是当次级电流流动时的放电脉冲宽度，所以TD/TS是次级工作周期，Vcs_pk是周期内VCS的峰值。
图7是电流估计控制电路运行在PWM模式时的运行波形图。抖动时钟OSC(未显示)有一周期TS，并产生信号RESET。高位有效触发脉冲RESET是为每个OSC的上升沿而产生的。在时间TON内，VG脉冲至高，开关接通，但是在剩下的TS时间内，VG和开关20都OFF。
在TON内，初级电流IP上升，因为变压器10的电感慢慢允许更大的电流流过。在TON结束和放电时间TD初始，开关20因为VG降落而断开。变压器10的互感使得初级电流突然切断，而产生次级电流IS的激增。然后次级电流IS在放电时间TD内慢慢衰退。
由输出电流估计器70估计的输出电流Iout是次级电流平均值IS_AVE。其是在TS上平均的。
开关20的突然断开也会导致漏极电压VD快速上升，因为变压器10继续推入电流流过次级绕组，而此电流在开关20的漏极上积聚电荷，产生电压VD。漏极电压VD在TD期间保持高位，但是一旦次极电流停止流动就开始衰退。当次极电流IS为0时，次级侧二极管26被反向偏压，VD开始回响(ringing)。这就是拐点，当IS到达0时的第三条点线。VD和VAUX的拐点都在此时间点上出现。
类似地，当初级电流IP停止时，辅助电压VAUX也跳至超过0，因为互感也使得辅助电流流过变压器10的三次绕组。
随着时间的过去，次级和辅助电流降低了。一旦这些感应电流为0时，拐点就出现在VAUX上，VS是通过电阻分压器取样的。
信号VFREQ是由来自OSC信号的RESET而重置的，并在大部分的TS期间充电。当VFREQ上升超过电压VTD时，周期信号脉冲TDUTY结束。TDUTY在RESET结束时开始，并对应周期TD/TS。
OSC产生一设置信号，其使SR锁存器80驱动SW和VG至高，结束TS并开始一个新的TON周期。初级电流IP又开始流动，IP随时间增加。当OSC有高脉冲时，SR锁存器80设置SET，当VCS高于峰值电流参考电压(Ipeak_Vref)时(由比较器检测)，SR锁存器80重置RESET。
图8是产生抖动时钟的振荡器的示意图。电流源102供应电流以充电电容器104。一旦电容器104的电压上升高于由开关108选择的参考电压VREF1时，比较器110翻转，驱动OSC至高。然后反相器115驱动OSCB至低。开关108切换，使得VREF2而非VREF1应用到比较器110上。
当OSC是高时，开关106闭合，使得电流沉(current sink)105放电电容器104。一旦电容器104的电压VOSC下降低于VREF2时，比较器110翻转OSC至低，周期结束。
电流源102产生一电流，其是切换频率FSW的函数，因为偏压IFSW_CTL应用在电流源102上。IFSW_CTL确定OSC的频率。
电流沉105吸入一电流，其是电流源102流出电流的N倍。例如，N是2，产生2:1的电流沉对电流源的比值，2:1的低比高脉冲的比值，或者33％的工作周期。产生的频率是N、VREF1、VREF2、电容器104的电容值、和电流源102产生的电流(其是偏压IFSW_CTL的函数)的函数。
图9是工作周期计算电路示意图。图7中显示的重置信号RESET脉冲至高，开始一个新的周期。RESET是由抖动产生器76由一个振荡器信号如图8中显示的OSC而产生的。RESET脉冲至高，以回应OSC的上升沿。
当RESET是高时，RESET闭合开关128以放电电容器138。一旦RESET结束，电流源132充电电容器138，增加VREFQ。一旦VREFQ上升超过VTD，比较器140翻转，驱动TDUTY至低。这些波形都显示在图7的底部。VFREQ是锯齿波形。
当初级电流流动时，TON是高。高TON闭合开关126以放电电容器134，然后次级电流开始流动。当TON结束TD开始时，次级电流在其最大值上。此电路使用的TON和TD信号可以使它们的时间调整到没有重叠。
当TD是高时，电流源122通过开关121充电电容器134。当TD是低时，开关121断开，开关124闭合。电荷在电容器134、136之间共享，使得VTD和电压VTD1均等。电容器136比电容器134要小很多，所以电容器134上的VTD1的最大电压被重取样及保持在较小的电容器136上如VTD。
电流源122产生一个电流，其是偏压IFSW_CTL的函数。电流源132产生一个电流，其是(VREF1-VREF2)/R2的函数，其中R2是一电阻器，其电流在VREF1和VREF2之间流动。
当VS走高时，TD走高，当在VS上检测到拐点时，TD走低。TD被图9电路在切换周期内归一化。而且，电压VTD1被转换为一基于时间的信号TDUTY，其宽度表示放电时间TD关于切换周期TS的工作周期。VTD与锯齿波形VFREQ相比较，VFREQ的斜坡与IBIAS(其是通过调整电阻值R2、VREF1、VREF2而可编程的)成正比。
输出电流估计器70(图6)包括三个块：工作周期计算电路(如图9所示)、VCS到ICS电压-到电流转换器(如图10所示)、时间和ICS乘法器(如图10所示)。由图9产生的表示放电时间TD关于切换周期TS的归一化周期的工作周期信号，乘以初级感应电流ICS(其是初级电流IP的近似值)。ICS是从初级感应电压VCS转换而来的。工作周期信号的脉宽表示放电时间TD的归一化周期。
图10是电压-到电流转换器和乘法器的示意图。初级感应电压VCS被该电路转换为电流ICS_PK。当初级电流流动时，VCS通过开关162在周期内的TON时间段充电电容器154。当TON信号结束，在电容器154上VCS电压的峰值被取样并保持。当初级电流停止，TON走低，开关162断开，开关156闭合，导致电荷在电容器154、158之间共享。电容器158产生电压VCS_PK，其是电压VCS的峰值。电容器158可以比电容器154小很多，如小10倍，以重取样电容器154上的电压。使用TONB信号重取样并保持VCS峰值。
误差放大器160比较VCS_PK和一由电流ICS_PK经过电阻器164而产生的反馈电压。NPN晶体管166的基极电压由误差放大器160的输出进行调整，直到因为电流ICS_PK经过电阻器164而产生的电压匹配VCS_PK为止。经过NPN晶体管166的集电极电流是由p沟道晶体管172流出的。p沟道晶体管172的栅极和漏极的偏压VM1也应用到镜像p沟道晶体管174的栅极上，其将电流ICS_PK镜像到该乘法器电路上。因此电压VCS被转换为电流ICS_PK。
在乘法器电路里，当TDUTY是高时，镜像p沟道晶体管174将转换的电流ICS_PK镜像经过开关176以充电电容器168。TDUTY是由图9的电路产生，TDUTY的脉冲时间表示放电时间TD关于TS的归一化周期。因此该归一化了的工作周期乘以从初级感应电压VCS转换的电流ICS_PK。电容器168上的电压对应当开关176断开时的估计的次级电流。这是应用在误差放大器92上的一个电压。
等式
假设一个三角波形，如图7显示的IS，当初级电流IP停止及次级电流IS流动时，平均次级电流IS_AVE是一半的峰值次级电流IS_PK乘以放电时间TD，或者
IS_ave＝1/2*TD/TS*IS_peak
初级和次级电流都与初级绕组数Np和次级绕组数Ns有关：
IS_peak＝Np/Ns*IP_peak
合并这些等式，
IS_ave＝1/2*TD/TS*Np/Ns*IP_peak
对于图9工作周期计算电路，其中C1是电容器134的电容值，COSC是电容器104的电容值，C2是电容器138的电容值，来自电流源132的Ibias是(VREF1-VREF2)/R2，N是电流源102对电流源105的比值，那么：
Q＝CV
IFSW*TD＝C1*VTD
VTD＝IFSW*TD/C1＝(COSC/C1)*(VREF1-VREF2)/N*TD/TS
IFSW_CTL＝(COSC*(VREF1-VREF2))/(N*TS)
Ibias*Tduty＝C2*VTD
Tduty＝C2*VTD/Ibias
＝C2*(COSC/C1)*(VREF1-VREF2)/N*TD/TS*R2/(VREF1-VREF2)
Tduty＝(1/N)*(C2*COSC*R2)/C1*TD/TS
在图10，其中C3是电容器154的电容值，C4是电容器158的电容值，C5是电容器168的电容值，R1是电阻器164的电阻值：
Ics_pk＝Vcs_pk/R1
Q＝CV
Ics_pk*Tduty＝C5*V(IS_EST)
V(IS_EST)＝Ics_pk*Tduty/C5
＝Vcs_pk*Tduty/(R1*C5)
＝(C2*COSC*R2)/(N*C1*C5*R1)*Vcs_pk*TD/TS
因此估计的输出电流IS_EST以电压形式是与TD/TS和Vcs_pk成正比的。Vcs_pk和TD是输出电流估计器70的输入。
K＝(C2*COSC*R2)/(N*C1*C5*R1)是比例常数，其中电阻器和电容器出现在分子和分母上。因为在同一晶片上的电阻器和电容器的任何不匹配都非常小，所以常数K是程序不变量。
【其它实施例】
发明人补充了一些其它实施例。例如，控制方法或输出电流估计器可以应用到其他种类的准谐振或波谷切换。频率可以进一步调制以减低电磁干扰(EMI)，如通过稍微移位开关脉冲(VG)的前沿，或通过在PSM模式202期间随机化脉冲略过。
虽然在PWM模式期间频率被描述为恒定的，在PSM和PFM期间脉宽被描述为恒定的，但是有一些抖动或波纹会轻微改变该恒定的频率或脉宽。例如，频率是离散不可增加的，而不是连续的。当在PFM模式时，频率在增加时，恒定的峰值电流和脉宽在频率的步长之间会有少少变化，以提供一更连续的功率增长。而且，脉宽和频率的抖动可以为EMI减少而实施。因此恒定的频率和脉宽会有少量的变化，如1％或5％。而且，绝对项的脉宽会随着频率的改变而改变，但是归一化到时钟周期上的脉宽关于频率是恒定的，除了抖动。
为了实施抖动效果，抖动产生器76可以产生一个小的0均值的三角电压，其被添加在Ipeak参考产生器78的Ipeak_Vref上，以产生具有三角波纹的Ipeak_Vref。其目的是为了产生Ipeak_Vref的抖动，然后从抖动产生器76内的VCO通过反馈回路产生抖动时钟，以补偿Ipeak_Vref里的波纹。
从功率等式：
Pout＝1/2*Lp*Ipk^2*Fsw*N
其中Pout是输出功率，Lp是初级绕组电感，Ipk是初级峰值电流，Fsw是切换频率，N是效率。
假设效率是不变的，当Ipk有一个小小的增加时，那么Fsw必须降低以保持相同输出功率。Ipk上的抖动波纹导致切换频率的抖动。
在电路里电流可以转换为电压用于实际应用。例如，有输出电流估计器70产生的估计的平均输出电流IS_EST可以是一个表示估计电流的电压。误差放大器92可以比较电压形式的IS_EST和一表示目标估计电流的电压IOUT_REF。在一个实施例中，IOUT_REF可以是2.5伏，而VOUT_REF可以是2.0伏。IOUT_REF确定最大输出电流，而VOUT_REF确定最大输出电压VO。这些数值可以固定入硬件中，但是使用者仍然可以调整最大电流或最大电压。
为了规划最大输出电流，使用者可以改变初级感应电阻30的电阻值RS，或改变次级绕组数Ns对初级绕组数Np的比值。为了改变最大输出电压，使用者可以调整次级绕组数Ns对辅助绕组数Naux的比值，或改变辅助绕组上的电阻分压器。估计的输出电流是：
IS_EST＝K(VCS_peak x TD/TS)，其中K是芯片内固定的。
真实的输出电流是：
Iout＝1/2(Np/(Ns x RS))x(Vcs_peak*TD/TS)
通过调整RS或Np/Ns，使用者可以调整真实的输出电流，为了规划最大输出电压，使用者可以简单地改变Ns/Naux比值或辅助绕组上的电阻分压器。
CC控制器72和CV控制器74可以同时或分开运行。CC控制器72和CV控制器74可以将它们的结果比较以确定哪一个支配和控制抖动产生器76和Ipeak参考产生器78。例如，当误差放大器94的输出支配误差放大器92的输出，那么转换器运行在CV模式上。一些应用可以确定哪个模式是占支配地位的，并关闭其他模式。例如，5V1A AC/DC转换器应用。如果客户使用转换器驱动单一LED(3.5V,1A)，那么转换器专门运行在CC模式上。如果客户使用的转换器的负载要求小于1A，那么转换器运行在CV模式上并调节输出VO到5V。但是，在一些应用中，CC和CV模式都可以使用，如电话充电器，其中电池开始需要1A用于充电，但是其后一旦电池充满了就需要最大电压5V。
虽然已经显示了22KHz作为一个PSM和PWM模式之间的转换点，但是也可以使用其他数值的转换点，因为22KHz高于可听区域，其提供了一个好的转换点。转换点可以改变或规划。CV控制器74可以和CC控制器72合并，并可以实施为可编程逻辑、固件、信号处理器、或硬件控制器中的硬件门。可以使用模拟或数字域或两者结合。控制器72和74可以使用模拟方法实施，如一个增益元件，去比较和输出相应的Ipeak_Vref和频率。
虽然图9、10已经显示了模拟实施的输出电流估计器70，但是也可以考虑数字域的实施例。例如，数字信号处理器(DSP)可以用于这些功能以及其他。
一些组件也许会在实际电路里出现但是在这里没有显示，如阻止故障和防止误触发的电路。一些电路可以删除或绕开。例如，电压VCS可以直接应用到比较器82和输出电流估计器70上。VS钳位可以由一个二极管或一些其他方式来执行，或者可以删除。
p-沟道而不是n-沟道晶体管可以用于一些技术或过程，反相器、缓冲器、电容器、电阻器、门、或其它组件可以被添加到一些节点用于各种目的，并用来稍微调整转换器。
通过增加延迟线或通过控制前沿消隐单元上的延迟，可以调整时间。也可以添加脉冲产生器。SR锁存器的输出可以被互换而增加倒置，反相器可以代替缓冲器。到比较器的反相和非反相输入可以互换，输出的极性可以颠倒。比较器可以由误差放大器、运算放大器、各种类型的比较器、或差分缓冲器代替，反之亦然。
隔开的VCC和地面可以用于一些元件。或者，变压器10可以仅有两个绕组，而不是三个绕组，可以使用其它方式或另一个变压器来产生VCC。振荡器可以是一个环形振荡器，或一个R-C延迟振荡器，或一个时钟产生器或一个外部时钟的缓冲器，或可以以其它方式产生一个周期性信号。
不使用S-R锁存器，可以使用一个反转触发器(toggle flip-flop)，一个时钟来采样设置和重置输入。可以使用其它类型的存储元件，如触发器、锁存器或双稳态节点。使用其它双稳态，逻辑门可以被用来模仿S-R锁存器，如具有逻辑门的D型触发器，其结合设置和重置输入以产生D输入或重置输入，这些都等同于SR锁存器。设置和重置的极性可以互换。可以使用低位有效触发来替换高位有效触发。
本发明的背景部分包括有关本发明问题或环境的背景信息，而不是由其他人描述的现有技术。因此，背景部分包括的材料并不是申请者所承认的现有技术。
在此描述的任何方法或过程可以是机器实施或者计算机实施，并意在通过机器、计算机或其它装置执行，但并不是意在仅由人而没有这些机器的协助来执行。产生的有形结果可以包括报告或在显示器装置上显示的其它机器产生的显示，如计算机监控器、投影装置、音频产生装置、和其它媒体装置，并可以包括也是由机器产生的硬拷贝打印输出。其它机器的计算机控制是另一个有形结果。
描述的任何优势和优点可能不适用于本发明的所有实施例。在术语“装置”之前的词语是一个意在参照权利要求元素的标记，而不是传递一个结构限制。这种装置加功能的权利要求意在不仅包括在此所述的用于执行功能及其结构等价物的结构，而且包括等同结构。例如，尽管钉子和螺丝有不同的结构，但它们是等同结构，因为它们都能够执行固定的功能。信号通常是电信号，但可能是在诸如光纤电缆上载有的光信号。
以上已经叙述和描述了本发明的实施例。这不是意在将本发明限制在披露的固定格式。在以上教义的精神下，许多修改和变化是可能的。本发明的范围不是受限于详细的描述，而受限于所附的权利要求。

Claims (12)

1.一个电流控制器，包括：
振荡器，其产生一具有一频率的振荡信号，该频率与一频率信号有关；
峰值电流参考产生器，其产生一反馈信号，该反馈信号表示一目标电压，该目标电压是一初级感应电压的峰值目标，其中所述初级感应电压是由一个变压器的初级绕组的初级电流产生的；
其中所述初级电流是在所述振荡信号的频率上进行切换的；
目标比较器，其比较所述初级感应电压和所述目标电压，使得当所述初级感应电压到达所述目标电压时，所述初级电流停止；
输出电流估计器，其产生一估计信号，所述估计信号是所述变压器的次级绕组的平均次级电流的一个估计值；
拐点取样器，其对所述变压器三次绕组的辅助电流产生的辅助电压进行取样，当所述变压器次级绕组的次级电流停止流动时，产生一个拐点电压，所述拐点取样器也产生一个放电时间信号，当所述次级电流流动时，所述放电时间信号是有效的，当所述次级电流不流动时，所述放电时间信号是无效的；
恒定电流CC误差放大器，其比较所述输出电流估计器的所述估计信号和一个CC参考值，以产生一个CC控制信号；
CC控制器，其由所述CC控制信号启动，用于在脉宽调制PWM模式期间调整所述峰值电流参考产生器产生的所述目标电压，用于在脉频调制PFM模式期间调整所述振荡器的所述频率；
其中所述输出电流估计器产生的所述估计信号，是关于所述放电时间信号、所述频率信号、和所述初级感应电压的一个函数，因此，所述平均次级电流是从所述放电时间信号、所述频率信号、和所述初级感应电压而进行估计的；
其中所述输出电流估计器还包括：
周期计算器，其接收所述放电时间信号、一个表示所述初级电流流动时的切换信号、和所述频率信号，用于产生一个周期信号，所述周期信号表示对所述振荡器频率归一化的次级电流的一个工作周期；
电压转换器，其对所述初级感应电压的峰值进行取样并产生一个峰值电流，所述峰值电流是所述初级感应电压的峰值转换成一个电流；
乘法器，其将所述峰值电流乘以所述周期信号，以产生所述估计信号；其中所述估计信号是所述次级电流的工作周期乘以所述初级感应电压峰值的一个函数。
2.根据权利要求1所述的电流控制器，其中所述周期计算器包括：
第一电流源，其产生一频率指示电流，该频率指示电流与所述频率信号成比例；
第一开关，其在所述放电时间信号下是闭合的，以允许所述频率指示电流流动到第一节点；
取样电容器，其在所述第一节点上，当所述第一开关闭合时，其被所述频率指示电流充电；
第一放电开关，在所述第一开关闭合之前，其对所述取样电容器进行放电；
第二开关，当所述放电时间信号是非有效时，其是闭合的，所述第二开关连接所述第一节点到第二节点；
重取样电容器，其在所述第二节点上；
第二电流源，其产生第二源电流到第三节点；
锯齿电容器，其在第三节点上，被所述第二源电流充电；
第二放电开关，在一个周期开始之前，其对所述锯齿电容器进行放电，以响应一个由所述振荡器产生的重置信号RESET，该重置信号具有所述振荡信号的频率；
比较器，其比较所述第二节点和第三节点以产生所述周期信号。
3.根据权利要求2所述的电流控制器，其中所述电压转换器包括：
输入开关，当所述初级电流流动时，其连接所述初级感应电压到第四节点；
第一转换电容器，其在第四节点上，其被所述初级感应电压充电；
转换开关，当所述初级电流停止流动时，其连接所述第四节点到第五节点；
第二转换电容器，其在第五节点上；
转换误差放大器，其接收所述第五节点作为一个输入，还有一个反馈节点作为一个输入，其驱动一个基极节点；
晶体管，其使用所述基极节点去控制在第六节点和所述反馈节点之间流动的所述峰值电流；
转换电阻器，其连接在所述晶体管的发射极和地之间；
第一镜像晶体管，其栅极和漏极连接到所述第六节点；
其中所述初级感应电压的峰值被取样并被转换为所述峰值电流。
4.根据权利要求3所述的电流控制器，其中所述乘法器包括：
第二镜像晶体管，其栅极连接到所述第六节点，用于将所述经过第一镜像晶体管的峰值电流镜像到第七节点；
乘法器开关，为响应所述周期信号，其闭合以连接所述第七节点到一个估计节点；
估计电容器，其连接到所述估计节点，用于产生在所述估计节点上的所述估计信号；
其中一个镜像峰值电流乘以所述周期信号以产生所述估计信号。
5.根据权利要求1所述的电流控制器，还包括：
恒定电压CV误差放大器，其比较来自所述拐点取样器的所述拐点电压和一个CV参考值，以产生一个CV控制信号；
CV控制器，其被所述CV控制信号启动，用于在脉宽调制PWM模式期间调整由所述峰值电流参考产生器产生的所述目标电压，在脉频调制PFM模式期间调整所述振荡器的频率。
6.根据权利要求5所述的电流控制器，还包括：
抖动产生器，其在低输出功率上被启动，用于略过一个基础时钟的时钟脉冲，以在跨周期调制PSM模式期间产生所述振荡信号，PSM模式的启动是比PWM模式要更低的输出功率。
7.根据权利要求5所述的电流控制器，还包括：
前沿消隐器，其连接到一个接收所述初级电流的初级感应电阻器上，所述前沿消隐器用于滤除当所述初级电流开始流动而产生所述初级感应电压时出现的短时干扰脉冲；
由此，所述初级感应电压被滤波。
8.根据权利要求5所述的电流控制器，还包括：
反馈钳位器，其连接到所述拐点取样器，用于将所述辅助电压钳位到地，其中所述辅助电压的低于地电压的电压偏移被钳位到地。
9.一个调节功率转换器，包括：
变压器，其有初级绕组接收一输入电压并输出一漏极电压在漏极节点上，所述变压器还有次级绕组输出次级电流，所述次级电流是因为流过所述初级绕组的初级电流的变化的互感而感应产生的；
开关，其在所述漏极节点从所述变压器接收所述初级电流，并被一栅极电压控制以切换所述初级电流到初级感应节点，其中所述开关是金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOSFET；
初级感应电阻器，其连接到所述初级感应节点，当所述开关连接所述初级电流到所述初级感应电阻器时，其在所述初级感应节点上产生初级感应电压；
双态锁存器，其产生一切换信号去控制所述开关的栅极电压；
振荡器，其产生一设置信号SET，以设置所述双态锁存器而启动所述切换信号并驱动所述栅极电压成为一使能电压，所述使能电压使所述开关传导所述初级电流从所述变压器到所述初级感应电阻器；
重置比较器，其接收所述初级感应电压并接收一反馈电压，当所述初级感应电压穿过所述反馈电压时，产生一重置信号RESET到所述双态锁存器；
其中所述重置信号重置所述双态锁存器，解除所述切换信号，并驱动所述栅极电压成为一无能电压，所述无能电压使所述开关隔离所述变压器和所述初级感应电阻器；
输出电流估计器，其产生一估计信号，所述估计信号是所述次级电流在一个周期上的平均的估计，所述输出电流估计器产生的所述估计信号是关于所述振荡器的频率信号、和所述初级感应电压的一个函数，其中所述振荡器的频率信号表示所述设置信号的一个频率；
第一误差放大器，其从所述输出电流估计器接收所述估计信号并接收第一参考电压，所述第一误差放大器比较所述估计信号和所述第一参考电压，以产生第一控制信号；
第一反馈控制器，其接收所述第一控制信号，用于调整所述反馈电压并用于调整所述振荡器的频率和所述设置信号，以回应所述第一控制信号；
由此，所述初级电流被切换以控制所述次级电流；
还包括：
所述变压器的第三绕组，其在辅助节点上输出辅助电流，所述辅助电流是因为流过所述初级绕组的初级电流的变化的互感而感应产生的；
其中所述辅助电流产生一辅助电压；
拐点取样器，当所述辅助电流停止流动时，其取样所述辅助电压，以产生一拐点电压，所述拐点取样器还产生一放电时间信号，当所述辅助电流流动时，所述放电时间信号是有效的，所述辅助电流停止流动时，所述放电时间信号是无效的；
其中所述输出电流估计器还从所述拐点取样器接收所述放电时间信号，其中所述输出电流估计器还产生所述估计信号，所述估计信号是所述放电时间信号的一个函数；
由此，所述放电时间信号是从所述辅助电流而产生的，并计入所述估计信号；
其中所述输出电流估计器还包括：
工作周期计算电路，其接收所述放电时间信号和所述振荡器的一频率信号，所述振荡器的频率信号表示所述设置信号的频率，用于产生一工作周期信号，所述工作周期信号是对所述设置信号的频率归一化的；
电压-到-电流转换器，其将所述初级感应电压转换成一感应的峰值电流；
乘法器，其将所述感应峰值电流乘以所述工作周期信号以产生一估计电流；
输出电容器，其被所述估计电流充电以产生所述估计信号。
10.根据权利要求9所述的调节功率转换器，还包括：
第二误差放大器，其所述拐点取样器接收所述拐点电压，并接收第二参考电压，所述第二误差放大器比较所述拐点电压和所述第二参考电压，以产生第二控制信号；
第二反馈控制器，其接收所述第二控制信号，用于调整所述反馈电压，并用于调整所述振荡器的频率和所述设置信号，以回应所述第二控制信号；
由此，所述第二反馈控制器在恒定电压模式期间是有效的，其调节所述次级电流以产生一恒定输出电压穿过一输出负载，所述次级电流经过该输出负载。
11.根据权利要求10所述的调节功率转换器，其中所述第一反馈控制器在恒定电流模式期间是有效的，其调节所述次级电流到一恒定的平均值。
12.根据权利要求9所述的调节功率转换器，其中所述输出电流估计器产生的所述估计信号是和次级电流的一平均值IS_ave相关的，IS_ave是关于所述初级感应电压的峰值Vcs_pk、所述初级感应电阻器的电阻值RS、所述变压器初级绕组匝数Np、所述变压器次级绕组匝数Ns、和工作周期TD/TS的一个函数，如下等式：
IS_ave＝1/2*(Np/Ns)*(1/RS)*(TD/TS)*Vcs_pk；
其中TS是所述设置信号的周期，TD是所述放电时间信号有效的时间。
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