TWI816615B - 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法 - Google Patents

應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI816615B
TWI816615B TW111146987A TW111146987A TWI816615B TW I816615 B TWI816615 B TW I816615B TW 111146987 A TW111146987 A TW 111146987A TW 111146987 A TW111146987 A TW 111146987A TW I816615 B TWI816615 B TW I816615B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
control signal
upper limit
gate control
power converter
current peak
Prior art date
Application number
TW111146987A
Other languages
English (en)
Inventor
林梓誠
Original Assignee
通嘉科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 通嘉科技股份有限公司 filed Critical 通嘉科技股份有限公司
Priority to TW111146987A priority Critical patent/TWI816615B/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI816615B publication Critical patent/TWI816615B/zh

Links

Images

Abstract

應用於電源轉換器的一次側的初級控制器包含一電流峰值上限調整電路和一閘極控制信號產生電路。該電流峰值上限調整電路是用以當一閘極控制信號致能一電壓的第二波谷時，增加該電源轉換器的一次側的一電流峰值上限，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該電流峰值上限，其中N為一正整數。該閘極控制信號產生電路耦接於該電流峰值上限調整電路，用以致能該閘極控制信號，且根據該電流峰值上限去能該閘極控制信號，其中該閘極控制信號是用以使該電源轉換器的一次側的一功率開關開啟。

Description

應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法
本發明是有關於一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法，尤指一種在該電源轉換器操作在一不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)且具有固定開啟時間(constant ON time, COT)控制的條件下，可根據對應該電源轉換器的二次側的同步開關的汲極電壓的電壓並據以調節一電流峰值上限以使該電源轉換器的傳導損耗大幅降低以及該電源轉換器的輸出電壓可被調節的初級控制器及其操作方法。
在現有技術中，當具有固定開啟時間(constant ON time, COT)控制電源轉換器的輸出電壓小於一參考電壓時，輸入該電源轉換器的脈衝寬度調變信號(pulse width modulation signal)可在該固定開啟時間致能。如果該電源轉換器操作在一不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)，則該固定開啟時間對應著固定的電流峰值上限，也就是該電源轉換器操作在一脈衝頻率調變(pulse frequency modulation)，此時該輸出電壓受該脈衝寬度調變信號的頻率調節。
該脈衝頻率調變可在該電源轉換器的負載為輕載時，最小化該電源轉換器的切換損耗(switching loss)。然而在該電源轉換器的負載為滿載和低交流電壓(low line)時，因為該脈衝寬度調變信號的占空比效用(duty utility)較低使得該電源轉換器的方均根(root mean square)電流較大，所以該電源轉換器的傳導損耗(conduction loss)變得嚴重。另外，在該脈衝頻率調變的條件下，如果該電流峰值上限固定使得該脈衝寬度調變信號的頻率將是固定，則該輸出電壓無法在該電源轉換器操作在一臨界操作模式(boundary current mode, BCM)時被調節。
因此，如何改善該電源轉換器的該輸出電壓無法被調節以及具有較嚴重的傳導損耗的缺點，將是該電源轉換器的設計者的一項重要課題。
本發明的一實施例提供一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器。該初級控制器包含一電流峰值上限調整電路和一閘極控制信號產生電路。該電流峰值上限調整電路是用以當一閘極控制信號致能一電壓的第二波谷時，增加該電源轉換器的一次側的一電流峰值上限，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該電流峰值上限，其中N為一正整數。該閘極控制信號產生電路耦接於該電流峰值上限調整電路，用以致能該閘極控制信號，且根據該電流峰值上限去能該閘極控制信號，其中該閘極控制信號是用以使該電源轉換器的一次側的一功率開關開啟。
本發明的另一實施例提供一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法，其中該初級控制器包含一電流峰值上限調整電路和一閘極控制信號產生電路。該操作方法包含當一閘極控制信號致能一電壓的第二波谷時，該電流峰值上限調整電路增加該電源轉換器的一次側的一電流峰值上限，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該電流峰值上限，其中N為一正整數；及該閘極控制信號產生電路致能該閘極控制信號，且根據該電流峰值上限去能該閘極控制信號，其中該閘極控制信號是用以使該電源轉換器的一次側的一功率開關開啟。
本發明提供的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法。該初級控制器及其操作方法可在該電源轉換器無法偵測該電源轉換器的二次側的輸出電壓以調節該電源轉換器的一次側的電流峰值上限且操作在一不連續導通模式的情況下，通過該電源轉換器的一次側輔助繞組與該電源轉換器的二次側繞組接收到對應該電源轉換器的二次側的同步開關的汲極電壓的電壓並據以調節該電流峰值上限。因此，相較於現有技術，本發明具有以下優點：一、因為該初級控制器可調節該電流峰值上限使該電源轉換器近似操作在一臨界操作模式，所以該初級控制器產生的閘極控制信號的占空比效用較高，導致該電源轉換器的傳導損耗大幅降低；二、因為該初級控制器可調節該電流峰值上限，所以該輸出電壓可被調節。
請參照第1圖，第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電源轉換器100的一次側PRI的初級控制器200的示意圖，其中如第1圖所示，初級控制器200至少包含一電流峰值上限調整電路202和一閘極控制信號產生電路204，以及電流峰值上限調整電路202包含一計數器2022、一數位類比轉換器(Digital to Analog Converter, DAC)2024和一加法器2026。閘極控制信號產生電路204耦接於電流峰值上限調整電路202，數位類比轉換器(Digital to Analog Converter, DAC)2024耦接於計數器2022，以及加法器2026耦接於數位類比轉換器2024。另外，電源轉換器100是一返馳式電源轉換器(flyback power converter)，且電源轉換器100操作在一不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)。另外，初級控制器200是適用在電源轉換器100的一次側PRI具有固定開啟時間(constant ON time, COT)控制的條件下，且電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT受到用於開啟電源轉換器100的一次側PRI的功率開關102的閘極控制信號GCS的切換頻率調節。另外，為了簡化的緣故，電源轉換器100的一次側PRI和電源轉換器100的二次側SEC只畫出相關的元件。另外，如第1圖所示，應用於電源轉換器100的二次側SEC的次級控制器300如何根據電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT/輸出電流IOUT控制一同步開關104的操作原理可全文參照台灣專利證書號I681615專利，所以在此不再贅述。另外，電源轉換器100的一次側PRI的輸入電壓VIN是由一交流電壓通過一橋式整流器(未繪示於第1圖)整流所產生。
在電源轉換器100的一次側PRI關閉(也就是用於開啟電源轉換器100的一次側PRI的功率開關102的閘極控制信號GCS去能後)後，電源轉換器100的二次側SEC的一同步開關104的汲極電壓VDS的波形以及閘極控制信號GCS的波形可參照第2圖，其中汲極電壓VDS可被耦合至電源轉換器100的一次側輔助繞組106使一次側輔助繞組106產生一電壓VC，電壓VC的波形類似於汲極電壓VDS的波形，以及閘極控制信號GCS為一脈衝寬度調變信號(pulse width modulation signal)。因此，當電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT低於一參考電壓VREF時，因為電源轉換器100操作在該不連續導通模式，所以閘極控制信號產生電路204最多只能在對應電壓VC的第二波谷(第2圖所示的虛線圓圈A)的時間T1，致能閘極控制信號GCS以開啟功率開關102，其中閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第二波谷(第2圖所示的圓圈A處)的時間T1，產生閘極控制信號GCS以開啟功率開關102可使電源轉換器100近似操作在一臨界操作模式(boundary current mode, BCM)。另外，因為電壓VC的波形類似於汲極電壓VDS的波形，所以電壓VC的第二波谷是對應汲極電壓VDS的第二波谷。此時，耦接於閘極控制信號產生電路204的計數器2022增加計數器2022所儲存的一目前計數為一第一計數FC(例如計數器2022將該目前計數(例如0)加一成為第一計數FC(也就是1)；然後數位類比轉換器2024可根據第一計數FC(1)和該目前計數(0)，產生一個單位電流變動量(其中該單位電流變動量對應第一計數FC和該目前計數之間的差值1)；最後加法器2026用以根據該單位電流變動量，使一電流峰值上限CPL(對應該目前計數(也就是0))增加該單位電流變動量成為一第一新電流峰值上限FNCPL(對應第一計數FC(也就是1))。閘極控制信號產生電路204接收到第一新電流峰值上限FNCPL後可調整一電壓上限。然後閘極控制信號產生電路204在電源轉換器100的下一操作週期根據該電壓上限和一偵測電壓VD去能閘極控制信號GCS，其中因為第一新電流峰值上限FNCPL大於電流峰值上限CPL，所以該電壓上限增加，導致閘極控制信號GCS的開啟時間(ON time)也會增加(也就是說如第2圖所示，對應該下一操作週期的閘極控制信號GCS的開啟時間T2-T22(對應第一計數FC(也就是1))大於對應目前操作週期的閘極控制信號GCS的開啟時間T1-T11(對應該目前計數(也就是0)))，而輸出電壓VOUT也據以增加。另外，如第1圖所示，偵測電壓VD是由電源轉換器100的一次側PRI的一次側電流IPRI和一電阻108決定。另外，如第2圖所示，在時間T2和時間T3，閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第二波谷致能閘極控制信號GCS的操作原理可參照，在時間T1時，閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第二波谷致能閘極控制信號GCS的操作原理，所以在此不再贅述。另外，在時間T3後，計數器2022所儲存的目前計數為3。另外，本發明領域具有熟知技藝者應當熟知一次側輔助繞組106上的一輔助電壓VNAUX可用於產生初級控制器200的供電電壓VCC。
當電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT不低於參考電壓VREF時，閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第N波谷(例如第2圖所示的虛線圓圈B中的第四波谷)的時間T4，致能閘極控制信號GCS以開啟功率開關102，其中N為一正整數。另外，因為電壓VC的波形類似於汲極電壓VDS的波形，所以電壓VC的第四波谷是對應汲極電壓VDS的第四波谷。此時，計數器2022將計數器2022所儲存的目前計數減N-M成為一第二計數SC，其中M小於N且M為不小於2的正整數(例如計數器2022將該目前計數(也就是3)減(4-2)成為第二計數SC(也就是1))，且N-M和電源轉換器100的死區時間(dead time)成比例；然後數位類比轉換器2024可根據第二計數SC(1)和該目前計數(3)，產生2個單位電流變動量(其中該2個單位電流變動量對應第二計數SC(1)和該目前計數(3)之間的差值2)；最後加法器2026用以根據該2個單位電流變動量，使電流峰值上限CPL減少該4個單位電流變動量成為一第二新電流峰值上限SNCPL(對應第二計數SC(也就是1))。閘極控制信號產生電路204接收到第二新電流峰值上限SNCPL後可調整該電壓上限。然後閘極控制信號產生電路204在電源轉換器100的下一操作週期根據該電壓上限和偵測電壓VD去能閘極控制信號GCS，其中因為第二新電流峰值上限SNCPL小於電流峰值上限CPL，所以該電壓上限減少，導致閘極控制信號GCS的開啟時間(ON time)也會減少(也就是說如第2圖所示，對應該下一操作週期的閘極控制信號GCS的開啟時間T5-T55(對應第二計數SC(也就是1))小於對應目前操作週期的閘極控制信號GCS的開啟時間T4-T44(對應該目前計數(也就是3)))，而輸出電壓VOUT也據以降低，其中因為閘極控制信號GCS的開啟時間T5-T55對應第二計數SC(也就是1)，所以閘極控制信號GCS的開啟時間T5-T55會等於閘極控制信號GCS的開啟時間T2-T22(對應第一計數FC(也就是1))。
另外，在本發明的另一實施例中，電源轉換器100可為一主動箝位返馳式電源轉換器(active-clamp flyback (ACF) power converter)或一非對稱半橋返馳式電源轉換器(asymmetric half-bridge (AHB) flyback power converter)。
另外，請參照第1圖、第2圖、第3圖，第3圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電源轉換器100的一次側PRI的初級控制器200的操作方法的流程圖。第3圖的操作方法的詳細步驟如下：
步驟300：   開始；
步驟302：   開啟電源轉換器100；
步驟304：   當閘極控制信號GCS致能在電壓VC的第二波谷時，進行步驟306；當閘極控制信號GCS致能在電壓VC的第N波谷時，進行步驟308；
步驟306：   電流峰值上限調整電路202增加電源轉換器100的一次側PRI的電流峰值上限CPL，產生第一新電流峰值上限FNCPL，跳至步驟310；
步驟308：   電流峰值上限調整電路202減少電流峰值上限CPL，產生第二新電流峰值上限SNCPL，跳至步驟312；
步驟310：   閘極控制信號產生電路204根據第一新電流峰值上限FNCPL調節閘極控制信號GCS，跳回步驟304；
步驟312：   閘極控制信號產生電路204根據第二新電流峰值上限SNCPL調節閘極控制信號GCS，跳回步驟304。
在步驟304中，當電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT低於參考電壓VREF時，因為電源轉換器100操作在該不連續導通模式，所以閘極控制信號產生電路204最多只能在對應電壓VC的第二波谷(第2圖所示的虛線圓圈A)的時間T1，致能閘極控制信號GCS以開啟功率開關102，其中閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第二波谷(第2圖所示的圓圈A處)的時間T1，產生閘極控制信號GCS以開啟功率開關102可使電源轉換器100近似操作在一臨界操作模式(boundary current mode, BCM)。
在步驟306中，此時，計數器2022增加計數器2022所儲存的目前計數為第一計數FC(例如計數器2022將該目前計數(例如0)加一成為第一計數FC(也就是1)；然後數位類比轉換器2024可根據第一計數FC(1)和該目前計數(0)，產生一個單位電流變動量(其中該單位電流變動量對應第一計數FC(1)和該目前計數(0)之間的差值1)；最後加法器2026用以根據該單位電流變動量，使電流峰值上限CPL增加該單位電流變動量成為第一新電流峰值上限FNCPL。
在步驟310中，閘極控制信號產生電路204接收到第一新電流峰值上限FNCPL後可調整一電壓上限。然後閘極控制信號產生電路204在電源轉換器100的下一操作週期根據該電壓上限和一偵測電壓VD去能閘極控制信號GCS，其中因為第一新電流峰值上限FNCPL大於電流峰值上限CPL，所以該電壓上限增加，導致閘極控制信號GCS的開啟時間(ON time)也會增加，而輸出電壓VOUT也據以增加。
另外，在步驟304中，當電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT不低於參考電壓VREF時，閘極控制信號產生電路204在對應電壓VC的第N波谷(例如第2圖所示的虛線圓圈B中的第四波谷)的時間T4，致能閘極控制信號GCS以開啟功率開關102，其中N為一正整數。
在步驟308中，此時，計數器2022將計數器2022所儲存的目前計數減N-M成為一第二計數SC，其中M小於N且M為不小於2的正整數(例如計數器2022將該目前計數(也就是3)減(4-2)成為第二計數SC(也就是1))；然後數位類比轉換器2024可根據第二計數SC(1)和該目前計數(3)，產生2個單位電流變動量；最後加法器2026用以根據該2個單位電流變動量，使電流峰值上限CPL減少該2個單位電流變動量成為一第二新電流峰值上限SNCPL。
在步驟312中，閘極控制信號產生電路204接收到第二新電流峰值上限SNCPL後可調整該電壓上限。然後閘極控制信號產生電路204在電源轉換器100的下一操作週期根據該電壓上限和偵測電壓VD去能閘極控制信號GCS，其中因為第二新電流峰值上限SNCPL小於電流峰值上限CPL，所以該電壓上限減少，導致閘極控制信號GCS的開啟時間(ON time)也會減少，而輸出電壓VOUT也據以降低。
綜上所述，本發明所提供的該初級控制器及其操作方法可在該電源轉換器無法偵測該輸出電壓以調節該電流峰值上限且操作在該不連續導通模式的情況下，通過該一次側輔助繞組與該電源轉換器的二次側繞組接收到對應該汲極電壓的電壓並據以調節該電流峰值上限。因此，相較於現有技術，本發明具有以下優點：一、因為該初級控制器可調節該電流峰值上限使該電源轉換器近似操作在該臨界操作模式，所以該閘極控制信號的占空比效用較高，導致該電源轉換器的傳導損耗大幅降低；二、因為該初級控制器可調節該電流峰值上限，所以該輸出電壓可被調節。 以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100:電源轉換器 102:功率開關 104:同步開關 106:一次側輔助繞組 108:電阻 200:初級控制器 202:電流峰值上限調整電路 204:閘極控制信號產生電路 2022:計數器 2024:數位類比轉換器 2026:加法器 300:次級控制器 A、B:圓圈 FC:第一計數 FNCPL:第一新電流峰值上限 GCS:閘極控制信號 CPL:電流峰值上限 IOUT:輸出電流 IPRI:一次側電流 PRI:一次側 SC:第二計數 SEC:二次側 SNCPL:第二新電流峰值上限 T1~T5、T11、T22、T44、T55:時間 VC:電壓 VD:偵測電壓 VNAUX:輔助電壓 VIN:輸入電壓 VOUT:輸出電壓 VDS:汲極電壓 VCC:供電電壓 300~312:步驟
第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的示意圖。 第2圖是說明電源轉換器的二次側的同步開關的汲極電壓的波形以及閘極控制信號的波形的示意圖。 第3圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法的流程圖。
300~312:步驟

Claims (12)

  1. 一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器，包含： 一電流峰值上限調整電路，用以當一閘極控制信號致能一電壓的第二波谷時，增加該電源轉換器的一次側的一電流峰值上限，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該電流峰值上限，其中N為一正整數；及 一閘極控制信號產生電路，耦接於該電流峰值上限調整電路，用以致能該閘極控制信號，且根據該電流峰值上限去能該閘極控制信號，其中該閘極控制信號是用以使該電源轉換器的一次側的一功率開關開啟。
  2. 如請求項1所述的初級控制器，其中當該閘極控制信號致能該電壓的第二波谷時，該電流峰值上限調整電路使該電流峰值上限增加一個單位電流變動量，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，該電流峰值上限調整電路使該電流峰值上限減少N-M個單位電流變動量，其中M小於N且M為大於2的正整數。
  3. 如請求項2所述的初級控制器，其中該電流峰值上限調整電路包含： 一計數器，用以當該閘極控制信號致能該電壓的第二波谷時，增加該計數器所儲存的一目前計數為一第一計數，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該目前計數為一第二計數； 一數位類比轉換器(Digital to Analog Converter, DAC)，耦接於該計數器，用以根據該第一計數，產生該單位電流變動量，以及根據該第二計數，產生該N-M個單位電流變動量；及 一加法器，耦接於該數位類比轉換器，用以根據該單位電流變動量和該N-M個單位電流變動量，分別增加該電流峰值上限和減少該電流峰值上限。
  4. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電源轉換器是一返馳式電源轉換器(flyback power converter)。
  5. 如請求項1所述的控制器，其中該電源轉換器為一主動箝位返馳式電源轉換器(active-clamp flyback (ACF) power converter)。
  6. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電源轉換器為一非對稱半橋返馳式電源轉換器(asymmetric half-bridge (AHB) flyback power converter)。
  7. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電壓和該電源轉換器的二次側的一同步開關的汲極電壓有關。
  8. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電源轉換器操作在一不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)。
  9. 一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法，該初級控制器包含一電流峰值上限調整電路和一閘極控制信號產生電路，該操作方法包含： 當一閘極控制信號致能一電壓的第二波谷時，該電流峰值上限調整電路增加該電源轉換器的一次側的一電流峰值上限，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，減少該電流峰值上限，其中N為一正整數；及 該閘極控制信號產生電路致能該閘極控制信號，且根據該電流峰值上限去能該閘極控制信號，其中該閘極控制信號是用以使該電源轉換器的一次側的一功率開關開啟。
  10. 如請求項9所述的操作方法，其中當該閘極控制信號致能該電壓的第二波谷時，該電流峰值上限調整電路使該電流峰值上限增加一個單位電流變動量，以及當該閘極控制信號致能該電壓的第N波谷時，該電流峰值上限調整電路使該電流峰值上限減少N-M個單位電流變動量，其中M小於N且M為大於2的正整數。
  11. 如請求項9所述的操作方法，其中該電壓和該電源轉換器的二次側的一同步開關的汲極電壓有關。
  12. 如請求項9所述的操作方法，其中該電源轉換器操作在一不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)。
TW111146987A 2022-12-07 2022-12-07 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法 TWI816615B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW111146987A TWI816615B (zh) 2022-12-07 2022-12-07 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW111146987A TWI816615B (zh) 2022-12-07 2022-12-07 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TWI816615B true TWI816615B (zh) 2023-09-21

Family

ID=88966227

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW111146987A TWI816615B (zh) 2022-12-07 2022-12-07 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法

Country Status (1)

Country Link
TW (1) TWI816615B (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102684503A (zh) * 2012-05-03 2012-09-19 香港应用科技研究院有限公司 具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器
TW201433058A (zh) * 2012-12-05 2014-08-16 Inno Tech Co Ltd 動態變頻電源轉換系統
US20150236598A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-20 Infineon Technologies Austria Ag Switched-Mode Power Conversion
CN108574414A (zh) * 2017-03-10 2018-09-25 半导体组件工业公司 用于准谐振qr转换器的频率降低的方法和用于准谐振qr转换器的控制器
TW202023166A (zh) * 2018-12-14 2020-06-16 通嘉科技股份有限公司 具有抖頻效果的電源控制器以及相關的控制方法
US20200244172A1 (en) * 2019-01-25 2020-07-30 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of operating power converters
TW202032910A (zh) * 2019-02-21 2020-09-01 通嘉科技股份有限公司 電源控制器以及相關之控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102684503A (zh) * 2012-05-03 2012-09-19 香港应用科技研究院有限公司 具有可变切换频率控制和工作周期调整的反激式转换器
TW201433058A (zh) * 2012-12-05 2014-08-16 Inno Tech Co Ltd 動態變頻電源轉換系統
US20150236598A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-20 Infineon Technologies Austria Ag Switched-Mode Power Conversion
CN108574414A (zh) * 2017-03-10 2018-09-25 半导体组件工业公司 用于准谐振qr转换器的频率降低的方法和用于准谐振qr转换器的控制器
TW202023166A (zh) * 2018-12-14 2020-06-16 通嘉科技股份有限公司 具有抖頻效果的電源控制器以及相關的控制方法
US20200244172A1 (en) * 2019-01-25 2020-07-30 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of operating power converters
TW202032910A (zh) * 2019-02-21 2020-09-01 通嘉科技股份有限公司 電源控制器以及相關之控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107579670B (zh) 一种同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制系统
US10951120B2 (en) Flyback converter, control circuit and control method therefor
US11581812B2 (en) Multi-phase power converter, control circuit and control method thereof
WO2019129270A1 (zh) 一种提高同步整流原边反馈反激式电源动态性能的方法
US7352599B2 (en) Switching power source apparatus
US20060208789A1 (en) Switching power source device
TWI670919B (zh) 具有諧振轉換器的電源暨其控制方法
WO2020015391A1 (zh) 一种提高开关电源输出精度的控制方法
US9966864B2 (en) Electronic apparatus and control method of electronic apparatus
CN102138277A (zh) 可自动优化效率的开关模式电源
Wang et al. A low-cost constant current control method for DCM and CCM in digitally controlled primary-side regulation flyback converter
US20170071043A1 (en) Led drive method and led drive device
CN209748411U (zh) 电子系统和用于操作转换器的控制器
JP6868031B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ共振コンバータ及び共振コンバータを用いた力率補正、並びに対応する制御方法
CN111953186A (zh) 一种开关电源控制电路
TW201924198A (zh) 具有降低交越失真之切換邊界模式交錯電力轉換器之數位控制
Saravanan et al. A two stage DC-DC converter with isolation for renewable energy applications
CN113039710A (zh) 功率变换器及其周期调制控制方法
US10819225B2 (en) Single-stage current-fed clamped series resonant power factor corrected converter
JP2013090432A (ja) フォワード形直流−直流変換装置
CN115224950A (zh) 一种大漏感原边反馈反激变换器恒流控制系统
TWI816615B (zh) 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法
US11870354B2 (en) Asymmetric half-bridge flyback circuit-based converter and control method thereof
KR0179096B1 (ko) 반도체소자를 사용하여 강압형 쵸퍼와 인버터로 구성한 X-ray용 고주파 공진형 고전압 발생장치
JP6206162B2 (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータおよびａｃ／ｄｃ変換方法