CN209748411U - 电子系统和用于操作转换器的控制器 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及电子系统和用于操作转换器的控制器。在该控制器中，使用第一电流和不同于该第一电流的第二电流对电容同时充电或者使用该第一电流和该第二电流对电容同时放电。提供晶体管和吸收晶体管提供或吸收该第一电流以对该电容充电或放电。运算跨导放大器基于流过该谐振回路的电流的水平来确定该第二电流的水平。该运算跨导放大器提供或吸收该第二电流以对该电容充电或放电。此外，提供逻辑以基于该电容两端的电压来输出用于操作该转换器的开关信号。

Description

电子系统和用于操作转换器的控制器
技术领域
本申请涉及一种用于控制开关谐振转换器的控制器，尤其涉及一种减轻转换器和谐振回路属性对控制操作的影响的控制器。
背景技术
开关谐振转换器属于一类DC-DC转换器，其包括初级侧谐振回路和次级侧输出整流。用于开关谐振转换器的典型控制技术是输出电平响应，由此将输出电压或表示输出电压的信号反馈回控制器以用于指示开关操作。另外，一些控制技术利用受控的电容充电和放电来得出开关定时。用于控制开关谐振转换器的一些传统技术往往在初级侧和次级侧电流中产生不对称性。另外，一些传统技术正性地增强了谐振转换器中的干扰。
实用新型内容
在一个实施例中，提供一种电子系统，包括：包括变压器的转换器，所述变压器具有在所述变压器的初级侧中的初级绕组和在所述变压器的次级侧中的次级绕组，所述转换器包括在所述初级侧中的谐振回路；以及控制器，所述控制器包括：电容，被配置为使用第一电流和不同于所述第一电流的第二电流同时充电或者使用所述第一电流和所述第二电流同时放电；提供晶体管和吸收晶体管，被配置为提供或吸收所述第一电流以对所述电容充电或放电；运算跨导放大器，被配置为基于流过所述谐振回路的电流的水平来确定所述第二电流的水平，并且提供或吸收所述第二电流以对所述电容充电或放电；以及逻辑，被配置为基于所述电容两端的电压来输出用于操作所述转换器的开关信号。
在一个实施例中，所述逻辑被配置为：确定所述电容两端的所述电压是否低于第一电压阈值或超过第二电压阈值；响应于确定所述电容两端的所述电压低于所述第一电压阈值，使所述开关信号有效；和响应于确定所述电容两端的所述电压超过所述第二电压阈值，使所述开关信号无效。
在一个实施例中，所述控制器包括峰值参考电压生成级，所述峰值参考电压生成级被配置为：生成与所述开关信号的开关周期的持续时间成比例的第一电压；将所述第一电压和所述第一电压阈值求和；以及将所述第二电压阈值设置为所述第一电压和所述第一电压阈值之和。
在一个实施例中，所述控制器包括偏置电路，所述偏置电路被配置为：接收表示所述转换器的输入电压的电压；基于表示所述转换器的所述输入电压的所述电压，生成用于偏置所述运算跨导放大器的偏置电流；以及将所述偏置电流输出到所述运算跨导放大器。
在一个实施例中，所述偏置电路被配置为生成与所述转换器的所述输入电压成比例的所述偏置电流。
在一个实施例中，所述运算跨导放大器被配置为将所述第二电流的水平确定为与所述偏置电流成比例。
在一个实施例中，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电压的所述第一电流。
在一个实施例中，提供一种用于操作转换器的控制器，包括：电容，被配置为使用第一电流和不同于所述第一电流的第二电流进行充电或放电；提供晶体管和吸收晶体管，被配置为提供或吸收所述第一电流以对所述电容充电或放电；运算跨导放大器，被配置为基于流过所述转换器的谐振回路的电流的水平来确定所述第二电流的水平，并且吸收或提供所述第二电流以对所述电容充电或放电；以及逻辑，被配置为基于所述电容两端的电压来输出用于操作所述转换器的开关信号。
在一个实施例中，所述逻辑被配置为：确定所述电容两端的所述电压是否低于第一电压阈值或超过第二电压阈值；响应于确定所述电容两端的所述电压低于所述第一电压阈值，使所述开关信号有效；以及响应于确定所述电容两端的所述电压超过所述第二电压阈值，使所述开关信号无效。
在一个实施例中，控制器包括：峰值参考电压生成级，被配置为：生成第一电压，所述第一电压与所述转换器的所述开关信号的开关周期的持续时间成比例；将所述第一电压和所述第一电压阈值求和；以及将所述第二电压阈值设置为所述第一电压和所述第一电压阈值之和。
在一个实施例中，控制器包括：偏置电路，被配置为：接收表示所述转换器的输入电压的电压；基于表示所述转换器的所述输入电压的所述电压，生成用于偏置所述运算跨导放大器的偏置电流；以及将所述偏置电流输出到所述运算跨导放大器。
在一个实施例中，所述偏置电路被配置为生成与所述转换器的所述输入电压成比例的所述偏置电流。
在一个实施例中，所述运算跨导放大器被配置为将所述第二电流的水平确定为与所述偏置电流成比例。
在一个实施例中，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电压的所述第一电流。
在一个实施例中，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电流的所述第一电流。
由此，提供一种性能改进的控制器和电子系统，以减轻转换器和谐振回路属性对控制操作的影响。
附图说明
图1示出了耦合到转换器的控制级的LLC谐振转换器的电路图。
图2示出了传统控制器的示意图。
图3示出了根据本公开的实施例的控制器的示意图。
图4示出了参考图3描述的控制器的信号图。
图5示出了根据本公开的实施例的控制器的示意图。
图6示出了根据本公开的实施例的控制器的示意图。
图7示出了参考图6描述的控制器的信号图。
具体实施方式
图1示出了耦合到转换器100的控制级的LLC谐振转换器100的电路图。控制级包括控制器102、驱动级104和反馈级108。LLC谐振转换器100包括开关级106和谐振回路101，谐振回路101具有两个电感(谐振电感112(标注为“Ls”)和并联电感114(标注为“Lp”))和一个电容(谐振电容110(标注为“Cr”))。转换器100还包括变压器116，变压器116在转换器100(和变压器116)的初级侧具有初级绕组118。初级绕组118和初级侧与次级侧的两个次级绕组电流隔离。两个次级绕组包括第一次级绕组120和第二次级绕组122。转换器100还包括第一二极管124、第二二极管126和输出电容128。
谐振电容110具有耦合到开关级106的半桥节点130(标注为“HB”)的第一侧。谐振电容110具有耦合到谐振电感112的第一端子的第二侧。谐振电感112具有耦合到并联电感114的第一端子和初级绕组118的第一端子的第二端子。并联电感114和初级绕组118各自具有彼此耦合并且一起耦合到初级侧参考电压节点132的第二端子。初级侧参考电压节点132可以是初级侧的接地节点。
变压器116的次级侧是中心抽头的。第一次级绕组120和第二次级绕组122各自具有彼此耦合并且耦合到次级侧参考电压节点134的第一端子。第一次级绕组120具有耦合到第一二极管124的阳极的第二端子。第二次级绕组122具有耦合到第二二极管126的阳极的第二端子。第一二极管124和第二二极管126各自具有耦合到输出电压节点136的阴极。输出电容128耦合在输出电压节点136和可以是接地节点的次级侧参考电压节点134之间。
可以是隔离反馈级的诸如光耦合器之类的反馈级108具有耦合到输出电压节点136的输入和耦合到控制器102的输出。反馈级108向初级侧输出代表输出电压的信号(电流IC)，同时保持初级侧和次级侧之间的电流隔离。
开关级106包括第一晶体管138和第二晶体管140。尽管第一晶体管138和第二晶体管140被示为n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但应注意第一晶体管138和第二晶体管140可以是任何其他类型的晶体管或开关。第一晶体管138具有耦合到输入电压节点142的源极、耦合到半桥节点130的漏极和用于从驱动级104接收高侧栅极驱动信号(标注为“HVG”)的栅极。输入电压节点142经由第一晶体管138向转换器100供应输入电压(VIN)。第二晶体管140具有耦合到半桥节点130的源极、耦合到初级侧参考电压节点132的漏极和用于从驱动级104接收低侧栅极驱动信号(标注为“LVG”)的栅极。
驱动级104具有耦合到控制器102的输出的输入。驱动级接收来自控制器102的开关信号(Q)。开关信号具有开启和关闭状态，其也被称为激活和停用状态以及分别称为有效和无效状态。驱动级104基于从控制器102接收的开关信号来确定高侧栅极驱动信号和低侧栅极驱动信号的状态。然后驱动级104生成高侧栅极驱动信号和低侧栅极驱动信号并向转换器100输出高侧栅极驱动信号和低侧栅极驱动信号。
控制器102基于各种反馈信号生成开关信号(Q)。本文描述的控制技术依赖于用于控制转换器100的多个反馈信号中的一个或多个反馈信号。控制器102接收表示转换器100的输出电压(VOUT)的电流(IC)。控制器102还耦合到初级侧电流感测级144。初级侧电流感测级144可以包括耦合到初级侧参考电压节点132的感测电阻。控制器接收表示例如在控制器102的输入引脚处谐振回路101的电流或者初级侧电流的电压(称为Vs和VISEN)。表示初级侧电流或谐振回路101的电流的电压(Vs或VISEN)可以在控制器102的外部获得。控制器102基于表示输出电压的电流和表示初级侧电流的电压来控制转换器100的操作。
注意，尽管本文将电流(IC)描述为表示转换器100的输出电压(VOUT)，但是在各种实施例中，电流(IC)可以表示转换器的输出电流(IOUT)。在一些应用中，这种发光二极管(LED)，转换器100不是将调节的输出电压(VOUT)而是将调节的输出电流递送给负载。在这样的实施例中，控制环路操作以保持恒定的输出电流(IOUT)，并且因此控制电流(IC)表示输出电流(IOUT)。
注意，受控的输出参数(无论是电压还是电流)可能对于本文提供的控制技术没有影响。电流(IC)可以表示输出电压或输出电流(即，要被控制的无论哪个输出参数)。
注意，还可以以其他方式执行感测，其中诸如通过电容或电阻分压器、或电流变压器或霍尔传感器，以提供准确表示谐振回路电路中流动的瞬时电流的电压信号。
在一个实施例中，控制器102基于表示转换器100的输入电压(VIN)的电压(VB)来控制转换器100的操作。如图1中所示，控制器102具有耦合到分压器146的中间节点的输入。分压器146包括第一电阻148(标注为R1)和第二电阻150(标注为R2)。第一电阻148和第二电阻150各自具有耦合到中间节点152的第一端子。第一电阻148具有耦合到输入电压节点142的第二端子，并且第二电阻150具有耦合到初级侧参考电压节点132的第二端子。分压器146对输入电压进行缩放，从而在中间节点152处感测表示输入电压(VIN)的电压(VB)。
控制器102具有耦合到增益电阻154的输入节点。增益电阻可以是用户可配置的。表示输入电压(VIN)的电压(VB)可以被滤波并施加到增益电阻154以产生用于操作控制器102的偏置电流。
控制器102基于反馈信号中的一个或多个反馈信号来生成开关信号(Q)。控制器102将开关信号输出到驱动级104，驱动级104继而又基于开关信号来生成高侧栅极驱动信号和低侧栅极驱动信号。高侧栅极驱动信号和低侧栅极驱动信号是相位相反的，由此如果高侧栅极驱动信号(HVG)是有效，则低侧栅极驱动信号(LVG)是无效，反之亦然。当高侧栅极驱动信号是有效时，输入电压(VIN)被供应给谐振电容110的第一侧以驱动谐振回路101。当低侧栅极驱动信号是有效时，可以是接地电压的初级侧参考电压被供应给谐振电容110的第一侧以驱动谐振回路101。当谐振回路101被驱动时，通过变压器116将初级侧中的能量传送到次级侧。
在次级侧中，第一二极管124和第二二极管126执行全波整流，其在输出电压节点136处产生输出电压(VOUT)。输出电容128缓冲并稳定输出电压(VOUT)。负载(未示出)可以耦合在输出电压节点136和次级侧参考电压节点134之间。由此，负载由输出电压(VOUT)驱动。
注意，尽管变压器116被示出为包括两个次级绕组120、122，但是在各种实施例中，可以使用变压器116(和转换器100)的其他配置。例如，单个次级绕组可以与转换器100的次级侧中的全桥二极管整流一起使用。
图2示出了传统控制器的示意图。控制器102a根据充电模式控制(CMC)来控制转换器100。控制器102a具有集成电路(IC)部分160a和定时电容162。集成电路部分160a可以是控制器102a的半导体芯片。虽然定时电容162被示出了在集成电路部分160a的外部，但是在一些实施例中，定时电容162可以是集成电路部分160a的一部分。
控制器102a包括全波整流器164和运算跨导放大器166。控制器102a还包括运算放大器168、第一晶体管170以及第一电流提供晶体管172、第二电流提供晶体管174和第三电流提供晶体管176。此外，控制器102a包括第二晶体管178、第一电流吸收晶体管180和第二电流吸收晶体管182、触发器184以及第一比较器186和第二比较器188。尽管晶体管170、172、174、176、178、180、182被示出为双极结型晶体管(BJT)，但注意，可以使用任何其他类型的晶体管或开关。
全波整流器164具有用于接收表示谐振回路电流的电压(Vs)的输入和耦合到运算跨导放大器166的反相输入的输出。在图2中，电流感测级144被示出为包括感测电阻145(标注为“Rs”)，感测电阻145具有耦合到全波整流器164的输入的第一侧和耦合到初级侧参考电压节点132的第二侧。表示谐振回路电流的电压(Vs)取自感测电阻145的第一侧。运算跨导放大器166还具有耦合到初级侧参考电压节点132的非反相输入和耦合到求和节点190(标注为“Σ”)的输出。
运算放大器168具有耦合到参考图1描述的反馈级108的输出的反相输入和被配置成接收参考电压(Vref)的非反相输入。运算放大器168具有耦合到第一晶体管170的基极的输出。第一晶体管170具有耦合到求和节点190的集电极和耦合到运算放大器168的反相输入的发射极。
第一电流提供晶体管172具有耦合到电源线173的发射极以及交叉耦合并一起耦合到求和节点190的基极和集电极。第二电流提供晶体管174和第三电流提供晶体管176各自具有耦合到电源线173的发射极和耦合到求和节点190的基极。
第一电流吸收晶体管180具有集电极和基极，它们交叉耦合并一起耦合到第二电流提供晶体管174的集电极。第一电流吸收晶体管180具有耦合到初级侧参考电压节点132的发射极。
第二晶体管178具有耦合到第一电流吸收晶体管180的基极和集电极二者的集电极。第二晶体管178具有耦合到初级侧参考电压节点132的发射极。第二电流吸收晶体管182具有耦合到第一电流吸收晶体管180的基极和集电极二者的基极。第二电流吸收晶体管182具有耦合到第三电流提供晶体管176的集电极的集电极和耦合到初级侧参考电压节点132的发射极。
定时电容162具有耦合到第三电流提供晶体管176的集电极和第二电流吸收晶体管182的集电极二者的第一侧。定时电容162具有耦合到初级侧参考电压节点132的第二侧。第一比较器186具有耦合到定时电容162的第一侧的反相输入、被配置为接收针对定时电容162两端的电压的谷值参考电压(Vv)的非反相输入和耦合到触发器184的设置端子的输出。第二比较器188具有耦合到定时电容162的第二侧的非反相输入、被配置为接收针对定时电容162两端的电压的峰值参考电压(Vpk)的反相输入、以及耦合到触发器184的复位端子的输出。除了设置端子和复位端子之外，触发器184还具有耦合到第二晶体管178的基极的输出端子。触发器184的输出端子是非互补输出端子。输出端子还耦合到参考图1描述的驱动级104的输入。触发器184将开关信号(Q)输出到驱动级104，如本文所述。注意，可以使用采样和保持电路来获得作为定时电容162的阈值电压的谷值参考电压(Vv)和峰值参考电压(Vpk)。
全波整流器164在其输入处接收表示谐振回路电流的电压(Vs)。全波整流器164对该电压进行整流并输出整流电压(Vs')。谐振回路电流(iR(t))可以在谐振回路101中的任一方向上流动。因此，取决于谐振回路电流(iR(t))的方向，该电压(Vs)可以是正的或负的。整流电压(Vs')具有正值或零值，其中表示谐振回路电流的电压(Vs)的负值被镜像以变为正。
运算跨导放大器166具有增益(gm)。运算跨导放大器166在其反相输入处接收整流电压(Vs')，并在其非反相输入处接收初级侧参考电压(例如，接地电压)。运算跨导放大器166输出(或吸收)表示初级侧参考电压和整流电压(Vs')之间的差异的电流(IP)。因为整流电压是非负的，所以参考电压和整流电压之间的差异是非正的。因此，运算跨导放大器166不提供电流，并且是中性的或者吸收电流。由于运算跨导放大器166执行的比较操作，由运算跨导放大器166吸收的电流(IP)与整流电压(Vs')正相关。
求和节点190聚合由运算跨导放大器166输出的电流(IP)和表示从反馈级108接收的输出电压(VOUT)的电流(IC)。第二电流提供晶体管174和第三电流提供晶体管176镜像聚合电流(IC+IP)。定时电容162接收来自第三电流提供晶体管176的集电极的聚合电流。使用聚合电流对定时电容162充电。
第二电流吸收晶体管182使定时电容162放电。第二电流吸收晶体管182使用两倍于聚合电流的吸收电流(2(IC+IP))放电。因此，定时电容162的电荷是具有相等的充电时间和放电时间的对称波形。
由全波整流器164提供的整流正性地增强了转换器100中的扰动。全波整流器164镜像负电压并且仅输出正电压或零电压。因此，在转换器100的一个开关周期中发生的扰动以相同的符号传播到随后的开关周期。如果控制器102a的增益大于1，则控制器102a或转换器100中的干扰从一个周期到下一个周期增强自身。这种传播可能导致转换器的占空比变得不平衡。在轻负载条件下尤其如此，其中谐振回路101的电流相对于次级侧的电流是不对称的。结果，不对称性导致对次级侧的二极管124、126进行整流时的不均匀的热应力。不均匀的热应力降低了转换器100的可靠性。
在一个实施例中，省去了全波整流器164。作为替代，将与瞬时谐振回路电流正性相关(或成比例)的电压直接提供给运算跨导放大器164。全波整流的移除，消除了在控制器102a的操作期间展现的干扰的正性增强。
图3示出了根据本公开的实施例的控制器102b的示意图。控制器102b的类似元件与参照图2描述的控制器102a的那些元件具有相同的附图标记。控制器102b包括积分电容194(标注为“CI”)。积分电容194取代参考图2描述的控制器102a的定时电容162。积分电容194具有耦合到第三电流提供晶体管176和第二电流吸收晶体管182二者的集电极的第一侧，分别用于对积分电容194充电和放电。积分电容194具有耦合到初级侧参考电压节点132的第二侧。
尽管积分电容194在图3中示出为在控制器102b的集成电路部分160b中，但是积分电容194也可以在集成电路部分160b的外部。积分电容194可以例如是用户可配置的并且经由引脚连接到集成电路部分160b。取决于控制器102b的输入和输出引脚约束，积分电容194可以在集成电路部分160b之中或之外。
控制器102b包括具有GM增益的运算跨导放大器192。类似于图2的控制器102a的运算跨导放大器166，运算跨导放大器192具有耦合到初级侧参考电压节点132的反相端子。然而，运算跨导放大器192具有用于从电流感测级144接收表示谐振回路101的电流的电压(标注为“VISEN”)的非反相输入。运算跨导放大器192具有耦合到积分电容194的第一侧的输出。
运算跨导放大器192可以具有内部电平移位器。内部电平移位器可以移位在放大器192的反相输入和非反相输入处接收的电压。内部电平移位器使得放大器192除了正电压之外还能够操作在负电压上。由于放大器192的电平移位能力，放大器192可以接收并操作在表示谐振回路101的电流的电压(VISEN)上，其电压范围跨越负值和正值以表示在谐振回路101中的电流流动的两个方向。注意，谐振回路电流具有零平均值。
运算跨导放大器192在其输出处吸收或提供与VISEN正性相关的电流。特别地，将电流表示为运算跨导放大器192的电压(VISEN)和增益(GM)的乘积。由于运算跨导放大器192在其输出处具有吸收和提供电流的能力，运算跨导放大器192的输出直接耦合到积分电容194的第一侧，用于基于表示通过谐振回路101的电流的电压来对积分电容194充电或放电。
此外，省去了对用于聚合电流的求和节点190的使用。表示输出电压(VOUT)的电流(IC)被吸收和提供，与放大器192的也被吸收和提供的输出电流同相。因此，第三电流提供晶体管176被用来利用与电流(IC)正性相关的电流对积分电容194充电。此外，第二电流吸收晶体管182被用来对使用电流提供晶体管172、174、176充电的电流的积分电容194进行放电。运算跨导放大器192利用与电压(VISEN)正性相关的电流对积分电容194充电和放电。提供晶体管176与运算跨导放大器192同时对积分电容194充电。吸收晶体管182与运算跨导放大器192同时对积分电容194放电。运算跨导放大器192与提供晶体管176和吸收晶体管182无关地对积分电容194充电和放电。注意，在控制器102b中，参考电压(Vref)被设置为并且示出为2V，但是在各种实施例中，任何其他电压电平都可以被用于由运算放大器168进行缓冲。
运算跨导放大器192的输出电流可以被表示为：
GMVISEN＝GMRsiR(t) 等式(1)。
积分电容194的充电/放电电流是运算跨导放大器192的输出电流与第三电流提供晶体管176的提供电流或第二电流吸收晶体管182的吸收电流之和。积分电容194的充电/放电电流被表示为：
IC/D＝GFBIC+GMVISEN 等式(2)，
其中GFB是控制器102b的反馈增益。
在转换器100的半个开关周期(Tsw)的持续时间内，积分电容194上的电压摆动被表示为：
其中，Iin是针对转换器100的平均输入电流。通过求解电流(IC)，电流(IC)可以被表示为：
因此，使用表示输出电压的电流(IC)来控制转换器100相当于基于转换器100的开关周期(TSW)(并且因此基于开启时间)以及电流(Iin)来控制转换器100。因此，控制器102b执行充电模式控制(CMC)，类似于参考图2描述的控制器102a。然而，全波整流器164的移除减轻了由谐振回路电流不对称性所导致的不稳定性。此外，在保持了相同类型的控制的同时还减轻了由全波整流器164所展现的扰动的正性增强。如通过对开关周期时段(Tsw)的依赖性所展现的，图3的充电模式控制对输入电压和输入电流以及谐振回路设计、参数和容差是敏感的。
控制器102a、102b都使用表示输出电压的电流(IC)来控制转换器100。然而，在控制器102b中使用和布置运算跨导放大器192导致减轻了控制器102a的充电模式控制的不稳定性和扰动。
图4示出了参考图3描述的控制器102b的信号402-412的图。图4示出了表示谐振回路电流402的电压、积分电容404两端的电压、开关信号406、高侧栅极驱动信号408、低侧栅极驱动信号410和半桥节点412的电压。表示谐振回路电流402的电压跨越负值和正值并被用于对积分电容194充电和放电。当可以在积分电容194的两个极板或两侧上测量的积分电容404的电压达到谷值参考电压(Vvy)时，控制器102b使开关信号406有效以开始开关周期时段(Tsw)。如本文所述，驱动级104接收开关信号406。驱动级104将开关信号406延迟死区时间(TD)。
死区时间(TD)是第一晶体管138和第二晶体管140(或开关)都断开的时间间隔。驱动级104响应于开关信号(Q)的边沿而插入死区时间(TD)，例如，当晶体管138、140中的一个晶体管断开时。插入死区时间(TD)允许半桥节点130(412)的电压在死区时间(TD)期间摆动。因此，晶体管138、140中的另一个晶体管在软开关技术中以基本为零的漏极-源极电压而导通。
在死区时间(TD)之后，驱动级104使高侧栅极驱动信号408有效，使得在使开关信号406有效之后的死区时间(TD)的长度内使高侧栅极驱动信号408有效。响应于开关信号406的有效，驱动级104还使低侧栅极驱动信号410无效。
当积分电容404的电压达到峰值参考电压(Vpk)时，控制器102b使开关信号406无效，并将开关信号406保持在无效状态直到积分电容404的电压下降到谷值参考电压(Vvy)。响应于开关信号406的无效，驱动级104使高侧栅极驱动信号408无效。此外，响应于开关信号406的有效，驱动级104等待死区时间的持续时间(TD)并且在死区时间(TD)期满后，驱动级104使低侧栅极驱动信号410有效。低侧栅极驱动信号410保持在有效状态，直到开关周期结束并且开关信号406转变到有效状态。作为高侧栅极驱动信号408和低侧栅极驱动信号410的有效和无效的结果，半桥节点412的电压在输入电压(VIN)和初级侧参考电压之间交替。
在一个实施例中，通过使积分电容两端的电压摆动(ΔVCI)成为开关周期时段的函数，减轻或移除控制器102b对开关周期时段(Tsw)的持续时间的依赖性。如本文所述，积分电容两端的电压摆动是峰值参考电压(Vpk)和谷值参考电压(Vvy)之间的差异。例如，如果积分电容两端的电压摆动(ΔVCI)与开关周期时段成比例，则转换器100的控制不再取决于开关周期时段。
控制器102b使用固定或预定的峰值参考电压(Vpk)和谷值参考电压(Vvy)的参考电压来标识开关周期时段的持续时间以及对积分电容194充电和放电的定时。如果使峰值参考电压(Vpk)和谷值参考电压(Vvy)中的至少一个参考电压取决于开关周期时段(Tsw)的持续时间，那么如本文所述移除了对开关周期时段的持续时间的依赖性。
图5示出了根据本公开的实施例的控制器102c的示意图。控制器102c的类似元件与参照图3描述的控制器102b的那些元件具有相同的附图标记。控制器102b包括具有峰值参考电压生成级196的集成电路部分160c。峰值参考电压生成级196动态地生成峰值参考电压(Vpk)以取决于开关周期时段(Tsw)。
峰值参考电压生成级196具有耦合到触发器184的输出的输入。峰值参考电压生成级196具有耦合到第二比较器188的反相输入的输出。峰值参考电压生成级196接收谷值参考电压(Vvy)和开关信号。峰值参考电压生成级196基于谷值参考电压(Vvy)和开关信号来生成峰值参考电压(Vpk)。
出于说明性目的，峰值参考电压生成级196的简化示意图在图5中示出。示意性地，峰值参考电压生成级196包括输出电流(IT)的电流源198、开关202、定时电容(CT)204和电压加法器206。在开关周期时段(Tsw)期间，电流源198用电流(IT)对定时电容204充电。因此，定时电容204的变化与开关周期时段成比例。然后，将定时电容204两端的电压(VT)与谷值参考电压(Vvy)求和，以动态地生成峰值参考电压(Vpk)。
注意，IT可以是利用与用于提供电流IC的电路布置类似的电流布置而在外部可编程的。例如，在引脚上提供准确电压的内部缓冲器和连接在引脚与接地之间的外部电阻器可以被用来定义被内部镜像以获得IT的电流。
峰值参考电压生成级196可以与开关信号(Q)和半桥节点412的开关同步。峰值参考电压生成级196输出电压Vpk，该电压Vpk被重置触发器184的第二比较器188用作参考。可以使用用于将峰值参考电压生成级196实现为时间的其他技术。
由峰值参考电压生成级196生成的峰值参考电压(Vpk)被表示为：
因此，积分电容194两端的电压摆动是峰值参考电压(Vpk)和谷值参考电压(Vvy)之间的差值，其被表示为：
实现积分电容194两端的电压摆动与开关周期时段之间的成比例性(ΔVCI∝Tsw)可以以其他方式实现。例如，可以在Vvy(而不是零)处重置斜坡，这消除了对于抵消VT的需要。此外，Vpk可以保持不变，而Vvy被改变。可以在信号Q的每次转变时对斜坡进行采样(和复位)，从而测量Tsw/2并且同步信号可能不是Q而是控制设备内与Q同步并且然后能够提供相同时间信息的任何其他逻辑信号。峰值参考电压生成级196的定时器可以是数字计数器和DAC，并且可以生成Vpk或Vvy。所有这些变型都落入本公开的范围内。
通过在等式(4)中替换积分电容194两端的电压摆动，电流(IC)可以被表示为：
按照等式(7)的控制是平均电流模式控制(ACMC)。除了平均输入电流(Iin)之外，等式(7)的常数和变量不是与谐振回路101而是与控制器102c相关联。因此，使用表示输出电压(VOUT)的电流(IC)来控制转换器100很大程度上与转换器100的属性解耦合(除了依赖于平均输入电流(Iin)之外)。
等式(7)规定表示输出电压的电流(IC)是以下乘积的函数：运算跨导放大器192的增益(GM)、感测电阻145和平均输入电流(Iin)。因此，如果使运算跨导放大器192的增益(GM)与平均输入电流(Iin)成反比，那么表示输出电压的电流(IC)对平均输入电流的依赖性(Iin)已被移除。采取这种措施，转换器100的控制(基于电流(IC))等于与谐振回路101和转换器100参数无关地控制转换器100。运算跨导放大器192的增益(GM)是供应给运算跨导放大器192的偏置电流的函数。
图6示出了根据本公开的实施例的控制器102d的示意图。控制器102d的类似元件与参照图5描述的控制器102c的那些元件具有相同的附图标记。控制器102d包括具有偏置电路209的集成电路部分160d。偏置电路209包括运算放大器208和感测级210。运算跨导放大器192具有偏置电流端子，如图6中所示。运算放大器208向运算跨导放大器192的偏置电流端子供应偏置电流(IGM)。
与控制器102a、102b、102c对照而言，控制器102d使用耦合到分压器146的中间节点152的输入节点和耦合到参考图1描述的增益电阻154的输入节点。注意，尽管分压器146和增益电阻154被示出在集成电路部分160d的外部，但是它们可以在集成电路部分160d中。配置控制器102d以使集成电路部分160d外部的元件经由控制器端子或引脚耦合允许控制是用户可配置的。然而，取决于控制器102d输入/输出引脚的可用性或稀缺性，元件可以在集成电路部分160d之内或之外。
运算放大器208具有耦合到分压器146的中间节点152的非反相输入。运算放大器208具有反相输入和输出，它们交叉耦合并一起耦合到增益电阻154的第一端子，由此增益电阻154的第二端子耦合到初级侧参考电压节点132。
偏置电路209包括感测级210，感测级210具有耦合到运算放大器208的输出的输入。感测级210具有耦合到运算跨导放大器192的偏置电流端子的输出。感测级210可以包括耦合在运算放大器208的输出和初级侧参考电压节点132之间的感测电阻(未示出)。
分压器146分压输入电压(VIN)并输出表示在中间节点152处的输入电压(VIN)的分压电压(VB)。将运算放大器208的输出耦合到增益电阻154使得分压电压(VB)在增益电阻154所耦合到的引脚处可用。
运算跨导放大器194的增益(GM)与从感测级210接收的偏置电流成比例。运算跨导放大器194的增益(GM)可以被表示为：
其中，ΓM是运算跨导放大器194的比例常数，RGM是增益电阻154。分压电压(VB)可以被表示为：
其中，Kp是分压器146的缩放因子。缩放因子是分压器146的第二电阻150与第一电阻148和第二电阻150之和的比率。
因此，运算跨导放大器194的增益(GM)可以被表示为：
其可以在等式(7)中被代入以产生：
其中，Pin是转换器100的输入功率，被表示为输入电压和输入电流的乘积。
控制器102d与谐振回路参数无关地控制转换器100。根据等式(11)，影响用于控制转换器的电流(IC)的参数是在控制器和转换器100外部的调谐参数(诸如增益电阻154(RGM)、感测电阻145(Rs)、以及分压器146的比例因子(Kp))以及控制器102d的可匹配或可调谐参数(诸如定时电容204(CT)、积分电容194(CI)和电流源198的电流(IT)输出)。注意，到转换器100的输入功率是转换器100的电源的输入功率，而不是转换器100或谐振回路101的属性。
图7示出了参考图6描述的控制器102d的信号402-412、702的图。信号包括表示谐振回路电流402的电压、积分电容404的电压、峰值参考电压生成级702的定时电容的电压、开关信号406、高侧栅极驱动信号408、低侧栅极驱动信号410和半桥节点412的电压。
定时电容702的电压(VT)在开关周期时段(Tsw)的开始时被复位，并且在开关周期的持续时间上相对于开关周期线性地增加。定时电容702的电压的斜率是峰值参考电压生成级196的电流源198输出的电流(IT)的函数。
在开关周期结束时，定时电容702的电压达到其最大值。定时电容702的电压与谷值参考电压(Vvy)聚合以产生峰值参考电压(Vpk)。类似于参照图4描述的操作，当积分电容404的电压达到谷值参考电压(Vvy)时，控制器102d使开关信号406有效，以再次开始开关周期时段(Tsw)。参考图1描述的驱动级104接收开关信号406。驱动级104使高侧栅极驱动信号408有效并且使低侧栅极驱动信号410无效。
当积分电容404的电压达到(由峰值参考电压生成级196确定的)峰值参考电压(Vpk)时，控制器102d使开关信号406无效并将开关信号406保持在无效状态，直到积分电容404的电压下降到谷值参考电压(Vvy)。如本文所述，可以预先确定谷值参考电压(Vvy)并将其设置为第一电压阈值。相反，基于转换器100的开关周期时段动态地确定作为第二电压阈值的峰值参考电压(Vpk)。
响应于开关信号406的无效，驱动级104使高侧栅极驱动信号408无效并且使低侧栅极驱动信号410有效。低侧栅极驱动信号410保持在有效状态，直到开关周期结束并且开关信号406转变到有效状态。作为高侧栅极驱动信号408和低侧栅极驱动信号410的有效和无效的结果，半桥节点412的电压在输入电压(VIN)和初级侧参考电压之间交替。
虽然本文已经对LLC谐振转换器进行了明确的参考，但是本文描述的技术可以被用来控制任何其他谐振转换器，诸如LCC、LLCC等。类似地，虽然已经对半桥配置进行了明确的参考，但是本文描述的技术可以被使用在使用全桥配置的转换器中。
可以组合上述各种实施例以提供进一步的实施例。根据以上详细描述，可以对实施例进行这些和其他改变。通常，在以下权利要求中，所使用的术语不应被解释为将权利要求限制于说明书和权利要求中公开的特定实施例，而是应该被解释为包括所有可能的实施例以及这样权利要求所享有的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims (15)

1.一种电子系统，其特征在于，包括：
包括变压器的转换器，所述变压器具有在所述变压器的初级侧中的初级绕组和在所述变压器的次级侧中的次级绕组，所述转换器包括在所述初级侧中的谐振回路；以及
控制器，所述控制器包括：
电容，被配置为使用第一电流和不同于所述第一电流的第二电流同时充电或者使用所述第一电流和所述第二电流同时放电；
提供晶体管和吸收晶体管，被配置为提供或吸收所述第一电流以对所述电容充电或放电；
运算跨导放大器，被配置为基于流过所述谐振回路的电流的水平来确定所述第二电流的水平，并且提供或吸收所述第二电流以对所述电容充电或放电；以及
逻辑，被配置为基于所述电容两端的电压来输出用于操作所述转换器的开关信号。
2.根据权利要求1所述的电子系统，其特征在于，所述逻辑被配置为：
确定所述电容两端的所述电压是否低于第一电压阈值或超过第二电压阈值；
响应于确定所述电容两端的所述电压低于所述第一电压阈值，使所述开关信号有效；和
响应于确定所述电容两端的所述电压超过所述第二电压阈值，使所述开关信号无效。
3.根据权利要求2所述的电子系统，其特征在于，所述控制器包括峰值参考电压生成级，所述峰值参考电压生成级被配置为：
生成与所述开关信号的开关周期的持续时间成比例的第一电压；
将所述第一电压和所述第一电压阈值求和；以及
将所述第二电压阈值设置为所述第一电压和所述第一电压阈值之和。
4.根据权利要求1所述的电子系统，其特征在于，所述控制器包括偏置电路，所述偏置电路被配置为：
接收表示所述转换器的输入电压的电压；
基于表示所述转换器的所述输入电压的所述电压，生成用于偏置所述运算跨导放大器的偏置电流；以及
将所述偏置电流输出到所述运算跨导放大器。
5.根据权利要求4所述的电子系统，其特征在于，所述偏置电路被配置为生成与所述转换器的所述输入电压成比例的所述偏置电流。
6.根据权利要求4所述的电子系统，其特征在于，所述运算跨导放大器被配置为将所述第二电流的水平确定为与所述偏置电流成比例。
7.根据权利要求1所述的电子系统，其特征在于，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电压的所述第一电流。
8.一种用于操作转换器的控制器，其特征在于，包括：
电容，被配置为使用第一电流和不同于所述第一电流的第二电流进行充电或放电；
提供晶体管和吸收晶体管，被配置为提供或吸收所述第一电流以对所述电容充电或放电；
运算跨导放大器，被配置为基于流过所述转换器的谐振回路的电流的水平来确定所述第二电流的水平，并且吸收或提供所述第二电流以对所述电容充电或放电；以及
逻辑，被配置为基于所述电容两端的电压来输出用于操作所述转换器的开关信号。
9.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，所述逻辑被配置为：
确定所述电容两端的所述电压是否低于第一电压阈值或超过第二电压阈值；
响应于确定所述电容两端的所述电压低于所述第一电压阈值，使所述开关信号有效；以及
响应于确定所述电容两端的所述电压超过所述第二电压阈值，使所述开关信号无效。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，包括：
峰值参考电压生成级，被配置为：
生成第一电压，所述第一电压与所述转换器的所述开关信号的开关周期的持续时间成比例；
将所述第一电压和所述第一电压阈值求和；以及
将所述第二电压阈值设置为所述第一电压和所述第一电压阈值之和。
11.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，包括：
偏置电路，被配置为：
接收表示所述转换器的输入电压的电压；
基于表示所述转换器的所述输入电压的所述电压，生成用于偏置所述运算跨导放大器的偏置电流；以及
将所述偏置电流输出到所述运算跨导放大器。
12.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述偏置电路被配置为生成与所述转换器的所述输入电压成比例的所述偏置电流。
13.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述运算跨导放大器被配置为将所述第二电流的水平确定为与所述偏置电流成比例。
14.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电压的所述第一电流。
15.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，所述提供晶体管和吸收晶体管被配置为提供或吸收表示所述转换器的输出电流的所述第一电流。
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