JP2013158231A - 効率的軽負荷動作を有する分離フライバックコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】同期整流器を用いるＤＣ−ＤＣフライバックコンバータを提供する。
【解決手段】コンバータ１０は、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを有する変圧器１２を有し、一次巻線Ｌ１は、電源と第１のトランジスタＭ１とに連結されており、第１のトランジスタＭ１は、第１のトランジスタＭ１がオンである場合に、一次巻線Ｌ１を通して電流を伝導し、二次巻Ｌ２は、第２のトランジスタＭ２に連結されており、第２のトランジスタＭ２は、第２のトランジスタＭ２がオンである場合に、二次巻線Ｌ２を通して電流を伝導し、コンバータ１０は、一次側感知を用いてコンバータ１０の出力電圧を周期的に感知するための最小デューティサイクルを有し、コンバータ１０は、出力キャパシターＣ１を有する。
【選択図】図１
【解決手段】コンバータ１０は、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを有する変圧器１２を有し、一次巻線Ｌ１は、電源と第１のトランジスタＭ１とに連結されており、第１のトランジスタＭ１は、第１のトランジスタＭ１がオンである場合に、一次巻線Ｌ１を通して電流を伝導し、二次巻Ｌ２は、第２のトランジスタＭ２に連結されており、第２のトランジスタＭ２は、第２のトランジスタＭ２がオンである場合に、二次巻線Ｌ２を通して電流を伝導し、コンバータ１０は、一次側感知を用いてコンバータ１０の出力電圧を周期的に感知するための最小デューティサイクルを有し、コンバータ１０は、出力キャパシターＣ１を有する。
【選択図】図１
Description
本発明は、同期整流器を用いるＤＣ−ＤＣフライバックコンバータに関し、特に、出力電圧を検出するための一次側感知を使用するようなフライバックコンバータに関する。
（背景）
同期整流器を用いるＤＣ−ＤＣフライバックコンバータが周知である。入力ステージと出力ステージとの間の分離が必要とされる場合、出力電圧は、調整フィードバックのためにさまざまな方法によって感知され得る。分離を維持しながら出力電圧を運搬するための一部の方法は、光結合素子を用いること、または変圧器の一次側で三次巻線を用いることを含む。しかしながら、これらの方法は、追加の回路網、空間、電力、およびコストを必要とする。出力電圧を検出するよりエレガントな方法は、電力スイッチがコンバータの放電（またはフライバック）サイクル中にオフにされた場合に、電力スイッチの端子において電圧を感知することである。このような感知された電圧は、実質的に出力電圧に比例する。しかしながら、一次側感知電圧を生成するために電流が二次巻線内に流れるので、この方式は、感知することが正確であるために、最小デューティサイクルを必要とする。この方式はまた、実際の負荷がほとんど、または、全く電流を引き抜かないスタンバイモードである場合の放電サイクル中に最小電流を引き抜くように、概して負荷抵抗器の形態の最小負荷を必要とする。
同期整流器を用いるＤＣ−ＤＣフライバックコンバータが周知である。入力ステージと出力ステージとの間の分離が必要とされる場合、出力電圧は、調整フィードバックのためにさまざまな方法によって感知され得る。分離を維持しながら出力電圧を運搬するための一部の方法は、光結合素子を用いること、または変圧器の一次側で三次巻線を用いることを含む。しかしながら、これらの方法は、追加の回路網、空間、電力、およびコストを必要とする。出力電圧を検出するよりエレガントな方法は、電力スイッチがコンバータの放電（またはフライバック）サイクル中にオフにされた場合に、電力スイッチの端子において電圧を感知することである。このような感知された電圧は、実質的に出力電圧に比例する。しかしながら、一次側感知電圧を生成するために電流が二次巻線内に流れるので、この方式は、感知することが正確であるために、最小デューティサイクルを必要とする。この方式はまた、実際の負荷がほとんど、または、全く電流を引き抜かないスタンバイモードである場合の放電サイクル中に最小電流を引き抜くように、概して負荷抵抗器の形態の最小負荷を必要とする。
最小負荷抵抗器がなく、実際の負荷が非常に少ない電流スタンバイモードに進入した場合、最小デューティサイクルは、調整された出力電圧を達成するために必要とされるデューティサイクルより大きい場合もあり、出力電圧は、所望の調整されたレベルを超え得る。従って、最小負荷電流は、これを防ぐための閾値電流より上でなければならない。最小負荷は、コンバータの効率を低減させる。
図１は、最小負荷を用いる１つのタイプのフライバックコンバータ１０を例示し、電力スイッチＭＯＳＦＥＴ Ｍ１が放電（またはフライバック）サイクル中にオフにされる場合に、フライバックコンバータは、一次巻線において電圧を検出することによって出力電圧ＶＯＵＴを検出する。光結合素子も三次巻線も、ＶＯＵＴを検出するために使用されない。
変圧器１２は、一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２を有する。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、充電中、入力電圧ＶＩＮ（例えば、バッテリー電圧）とグラウンドとの間に巻線Ｌ１を接続するために、出力調整および制御回路１４によって制御される。
調整されたＶＯＵＴを達成するために、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、制御された時間の後にオフにされ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２はオンにされる。巻線Ｌ２を通る電流は、要求された電圧で、負荷、および平坦化するキャパシターＣ１に転送される。
調整フィードバックのために、回路１４は、放電サイクル（ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフである）中にＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレインにおいて電圧を検出する。変圧器の一次側において信号によって出力電圧を感知することは、ときには、一次側感知と呼ばれる。ドレイン電圧は、Ｌ１とＬ２との巻線比率に関連し、巻線Ｌ２の電圧は、出力電圧ＶＯＵＴとＭＯＳＦＥＴ Ｍ２（ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオンであることを仮定する）の電圧降下との合計である。ユーザーは、フィードバック抵抗器ＲＦＢの値と、参照抵抗器ＲＲＥＦの値とを選択し、（ＲＦＢ／ＲＲＥＦ）＊Ｖｒｅｆが所望の調整された電圧と等しくなるようにする（ここで、Ｖｒｅｆは、内部エラー増幅器に適用される内部バンドギャップ参照電圧である）。このようなＶＯＵＴを検出するための一次側感知回路は、周知であり、詳細に説明される必要がない。Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＬＴ３５７３フライバックコンバータに対するすべてのデータシートは、参照することによって本明細書において援用され、オンライン入手可能であり、上記データシートは、フィードバック回路の動作を説明している。この動作は、米国特許第７，４７１，５２２号および第７，４６３，４９７号においても説明されており、上記文献は、本譲受人に譲渡され、参照することによって本明細書において援用される。他の既知の一次側電圧感知技術が使用され得る。
回路１４は、感知された電圧に基づいてＶＯＵＴ調整するために、可変周波数または固定周波数においてＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のデューティサイクルを制御し続ける。
回路１４はまた、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフになる場合に、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンになるように直接に制御し得るか、または、自動同期スイッチ制御回路１６は、適切な時にオンになるようにＭＯＳＦＥＴ Ｍ２を制御し得る。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１およびＭ２は、一般的に決して同じ時にオンにならない。ダイオードＤ２は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレイン−ボディーダイオードを表す。
出力調整および制御回路１４は、電流モード、電圧モード、または他のモードを含む、調整するための任意タイプの従来技術を使用し得る。
負荷がある閾値電流より上である場合に、コンバータ１０の従来動作は、ＶＯＵＴを正確に調整するために使用される。しかしながら、実際の負荷が閾値電流より下に低下した場合に、コンバータ１０の必要とされる最小デューティサイクルは、大きすぎる電流を生成し、ＶＯＵＴを調整された電圧以上に上昇させる。このような軽負荷動作は、なお、一次巻線Ｌ１上の出力電圧をサンプリングするための最小デューティサイクルを必要とする。実際の負荷が非常に小さい電力を引き抜くスタンバイモードを有するタイプである場合において、コンバータ１０は、調整がＭＯＳＦＥＴ Ｍ１およびＭ２の周期循環中に維持され得るように、巻線Ｌ２電流を散逸させることを助けるために、最小負荷電流抵抗器Ｒ１を提供される。代替的に、または関連して、ツェナーダイオードＤ３は、ＶＯＵＴが閾値レベルより上に上昇しないことを確保するために使用される。実際の負荷によって引き抜かれた最小電流が、最軽負荷電流において調整を実質的に維持するために十分であり得るので、抵抗器Ｒ１およびツェナーダイオードＤ３は任意である。
図２は、比較的に低いデューティサイクル動作に対する、一次巻線Ｌ１を通る電流、二次巻線Ｌ２を通る電流、およびＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の電圧ＶＭ１を例示する。実際の負荷電流は、最小電流負荷抵抗器Ｒ１によって設定された最小電流より下であると仮定され得る。
時間Ｔ１において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、一次巻線Ｌ１を充電するためにオンになり、ランピング電流が巻線Ｌ１において流れるようにする。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、この時、オフである。
可変または固定の時間の後に（時間Ｔ２において）、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１が止まり、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオンになる。これは、最小デューティサイクルにおいて可能である。これは、一次巻線Ｌ１内の電流を停止させ、かつ二次巻線Ｌ２を通る電流が減少するようにすると同時に、出力キャパシターＣ１を充電し、かつ電流を負荷に提供する。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の電圧は、出力電圧ＶＯＵＴに関連し、この時間中、回路１４によってサンプリングされる。この軽負荷状況中、キャパシターＣ１に供給された電流は、ツェナーダイオードＤ３のアバランシェ電圧を超えてＶＯＵＴを増大させ、ＶＯＵＴをその値に固定し得る。
時間Ｔ３の後に、二次巻線Ｌ２の電流は、０まで減少し、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、断続モードを引き起こすためにオフになる。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２の電圧を検出することによって巻線Ｌ２を通るわずかの電流の反転を検出する回路によってオフにされ得る。
時間Ｔ３において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の寄生キャパシタンスおよび巻線Ｌ１のインダクタンスは、共振するタンク回路を生成する。
時間Ｔ４において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、再びオンになり、最小デューティサイクルであり得るサイクルが繰り返す。
さまざまなコンバータ回路のさらなる詳細は、米国特許第５，４８１，１７８号、第６，１２７，８１５号、第６，３０４，０６６号、および第６，３０７，３５６号において説明されている。上記文献は、本譲受人に譲渡されており、参照することによって本明細書において援用される。
コンバータ１０の中間−高電流モードの間に、断続動作がない場合もあり、コンバータ１０は、出力電圧を調整するために、可変デューティサイクルを用いて固定周波数において動作し得る。このような動作は、従来的であり得る。
負荷の軽負荷状況（例えば、スタンバイモード）の間に、コンバータ１０は、バッテリー寿命をできるだけ延ばすように少ない電流を引き抜くことが重要である。このようなスタンバイモードは、一般的に比較的に長い期間に対して発生する。実際の負荷がそのスタンバイモードである場合に、コンバータ１０にＶＯＵＴを調整させるための最小電流負荷（例えば、抵抗器Ｒ１）を必要としないことが望ましい。最小電流回路を取り除くと同時に、なお、実際の負荷が０または非常に小さい電流を引き抜く場合に実質的な調整を達成することによって、効率が向上され、かつバッテリー寿命が増大される。
（要約）
フライバックコンバータが開示され、フライバックコンバータは、出力電圧ＶＯＵＴを感知するために一次側感知を使用するが、軽負荷状態中に出力電圧が実質的に調整を超えて増大することを防ぐための最小負荷電流抵抗器またはツェナーダイオードを必要としない。コンバータは、高−中間負荷電流の間に、出力電圧を調整するための任意の技術（例えば、電流モードまたは電圧モード）を使用し得る。
フライバックコンバータが開示され、フライバックコンバータは、出力電圧ＶＯＵＴを感知するために一次側感知を使用するが、軽負荷状態中に出力電圧が実質的に調整を超えて増大することを防ぐための最小負荷電流抵抗器またはツェナーダイオードを必要としない。コンバータは、高−中間負荷電流の間に、出力電圧を調整するための任意の技術（例えば、電流モードまたは電圧モード）を使用し得る。
軽負荷電流中、コンバータが断続モード（同期整流器がオフである）で動作すると同時に最小デューティサイクルにおいて動作する場合に、出力電圧が、変圧器の二次側で検出され、出力電圧が調整された電圧を超えたか否かを決定するために閾値電圧と比較される。出力電圧は、コンバータの出力端子において直接に検出され得るかまたは抵抗分割器が使用され得る。一旦出力電圧が閾値を超えたと決定されると、同期整流器は、出力キャパシターをわずかに放電して、出力電圧をほぼ調整された電圧まで低下させるように二次巻線を通して逆電流を引き抜くために、短時間にオンにされる。次に、同期整流器がオフにされると、変圧器内に格納されたエネルギーは、一次巻線において電力ＭＯＳＦＥＴ（電力ＭＯＳＦＥＴがオフである）のドレイン−ボディーダイオードを通って減少する電流を引き起こす。従って、過剰エネルギーは、浪費されるのではなく、電源（例えば、バッテリー）において再利用される。言い換えると、過剰電力は、コンバータの出力側から入力側へ転送される。従って、最小負荷電流抵抗器またはツェナーダイオードが必要とされず、コンバータは、軽負荷電流において図１の従来技術のコンバータよりはるかに効率的である。
調整を制御するために、一時側感知が発生することに対して十分な時間があることを確保するために、タイマーは、同期整流器が再びオンに循環される前に十分な時間オフであったことを検出するために利用され得る。
一実施形態において、同期整流器は、出力電圧を閾値より下に低下させるために、十分に長くオンにされる。別の実施形態において、同期整流器は、出力電圧が閾値より上のままである場合に、リップルを減少させるために、複数回オンおよびオフを循環され得る。
次のコンバータスイッチングサイクルの開始において、一次巻線を充電するために、最小デューティサイクルにおいて電力スイッチがオンにされ、サイクルは、負荷がそのスタンバイモードの外へ出るまで繰り返す。その後、コンバータは、通常に動作する。
本発明は、一次側感知回路のすべてに関連して使用され、かつ、任意の適切な動作モード（例えば、電流モード、電圧モード、バースターモード等）を用いて使用され得る。
開示された実施形態が、ＭＯＳＦＥＴスイッチのドレインにおいて電圧を検出することによって一次側感知を利用するが、一次側感知は、入力側の補助巻線の電流を検出することによるものでもあり得、ここで、電圧は、二次巻線の電圧に関連する。
例えば、本発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
低電流負荷を有するフライバックコンバータを動作させる方法であって、該コンバータは、一次巻線と二次巻線とを有する変圧器を有し、該一次巻線は、電源と第１のトランジスタとに連結されており、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導し、該二次巻線は、第２のトランジスタに連結されており、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導し、該コンバータは、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を周期的に感知するための最小デューティサイクルを有し、該コンバータは、出力キャパシターを有し、該方法は、
該一次巻線を通る電流を引き抜くために、該最小デューティサイクルにおいて第１の時間間隔に対して該第１のトランジスタをオンにすることと、
該出力キャパシターを充電するように該二次巻線を通る電流を引き抜くために、該第１のトランジスタがオフになった後に該第２のトランジスタをオンにすることと、
該低電流負荷から生じるオーバー電圧状態を検出するために、ある閾値によって該出力電圧が所定の調整された電圧を超えたか否かを決定することと、
該オーバー電圧状態が検出された場合に、該出力電圧を減少させるように該二次巻線を通して逆電流を伝導するために、第２の時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにすることと、
該第２の時間間隔の後に、該第２のトランジスタをオフにすることにより、該二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が該一次巻線において流れ、該電源の中へ流れるようにすることであって、それにより、過剰電力が、該変圧器の二次側から該変圧器の一次側へ転送され、低負荷電流状態中の該オーバー電圧を減少させる、ことと
を含む、方法。
（項目２）
上記第２の時間間隔は、所定の固定時間間隔である、上記項目に記載の方法。
（項目３）
上記第２の時間間隔は、上記出力電圧を上記閾値より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目４）
上記第２のトランジスタは、上記第１のトランジスタがオンにされる前に、複数回オンおよびオフにされる、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目５）
上記出力電圧を調整するためのフィードバック信号を提供するために、上記変圧器の一次側において該出力電圧を表す電圧を感知することと、
調整された電圧に該出力電圧を維持するために、上記低負荷電流より大きい電流を引き抜く負荷に対して、上記第１のトランジスタの上記デューティサイクルを制御することと、
該低負荷電流以下の電流を引き抜く負荷に対して、上記最小デューティサイクルにおいて該第１のトランジスタを切り替えることと
をさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目６）
上記第１のトランジスタは、ドレイン−ボディーダイオードを有する第１のＭＯＳＦＥＴであり、上記第２のトランジスタが上記第２の時間間隔の後にオフになった場合に、該ドレイン−ボディーダイオードは、上記一次巻線を通して電流を伝導する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目７）
上記一次側感知は、上記一次巻線の末端において電圧を感知することを含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目８）
上記第２のトランジスタをオフにすることにより、上記二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が上記一次巻線において流れるようにするステップは、上記第１のトランジスタをオンにすることなしに発生する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目９）
上記出力キャパシターを充電するように上記二次巻線を通る電流を引き抜くために、上記第１のトランジスタがオフになった後に上記第２のトランジスタをオンにするステップの後に、上記方法は、断続モードを引き起こすために、該二次巻線を通る電流がほぼ０まで低下した場合に、該第２のトランジスタをオフにすることをさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１０）
上記第２のトランジスタが上記第２の時間間隔に対してオンにされることを可能にする前に、該第２のトランジスタが所定の期間に対してオフにされていることを感知することをさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１１）
上記第２の時間間隔は、該第２の時間間隔の後まで断続モードがないように、上記二次巻線を通る電流がほぼ０に低下した直後に発生する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１２）
フライバックコンバータであって、該フライバックコンバータは、
一次巻線と二次巻線とを有する変圧器であって、該一次巻線は、電源に連結されている、変圧器と、
該一次巻線に連結された第１のトランジスタであって、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導する、第１のトランジスタと、
第２のトランジスタであって、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導する、第２のトランジスタと、
該第１のトランジスタに連結された調整器であって、該調整器は、該コンバータの出力電圧を調整するために該第１のトランジスタのデューティサイクルを制御し、該調整器は、該第１のトランジスタが最小デューティサイクルを有するように制御するために構成されている、調整器と、
該変圧器に連結された出力電圧センサー回路であって、該出力電圧センサー回路は、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を感知する、出力電圧センサー回路と、
該コンバータの出力端子に連結された出力キャパシターと、
該第２のトランジスタに連結された同期整流器コントローラであって、該同期整流器コントローラは、該第２のトランジスタがオンまたはオフであるように制御する、同期整流器コントローラと、
比較器であって、該比較器は、該コンバータの該出力電圧に対応する電圧を受け取るように連結された１つの入力と、該コンバータの調整された電圧を越える閾値電圧を示す参照電圧に接続された別の入力とを有し、該比較器のトリガーは、オーバー電圧状態を表す、比較器と、
該同期整流器コントローラを制御するために連結されている該比較器の出力であって、該同期整流器コントローラは、オーバー電圧状態が検出されると、該オーバー電圧状態を軽減するように該コンバータの該出力電圧を減少させるために、該二次巻線を通して逆電流を伝導する時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにする、該比較器の出力と、
該一次巻線に連結されたダイオードであって、該ダイオードは、該時間間隔の後に、該第１のトランジスタをオンにすることなしに該一次巻線を通して電流を伝導し、それにより、該オーバー電圧状態を軽減する間、電力が、該変圧器の二次側から該電源へ転送される、ダイオードと
を含む、コンバータ。
（項目１３）
上記第１のトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであり、上記ダイオードは、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ボディーダイオードである、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１４）
上記比較器と上記同期整流器コントローラとの間に連結された論理回路をさらに含む、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１５）
上記第２のトランジスタが閾値期間に対してオフになっていることを検出するタイマー回路をさらに含み、該第２のトランジスタが該閾値期間に対してオフになっていたことを検出した場合に、該タイマー回路は、上記オーバー電圧状態中の上記時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにするように上記論理回路を制御する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１６）
上記第２のトランジスタが上記逆電流を伝導するようにオンである上記時間間隔は、固定時間間隔である、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１７）
上記第２のトランジスタが上記逆電流を伝導するようにオンである上記時間間隔は、上記出力電圧を上記閾値電圧より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１８）
上記一次側感知は、上記一次巻線と上記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧を検出する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１９）
上記調整器は、上記オーバー電圧状態中、上記最小デューティサイクルにおいて上記第１のトランジスタを制御するように構成されている、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目２０）
上記同期整流器は、上記コンバータの断続モードを生成するために、上記二次巻線を通る電流が０である大よその時において上記第２のトランジスタをオフにするようにも構成されており、上記比較器の上記出力は、上記同期整流器コントローラを制御するために連結されており、該同期整流器コントローラは、上記オーバー電圧状態を軽減するために該コンバータの上記出力電圧を減少させるように、該断続モード後の期間に対して該第２のトランジスタをオンにし、該二次巻線を通して上記逆電流を伝導する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１）
低電流負荷を有するフライバックコンバータを動作させる方法であって、該コンバータは、一次巻線と二次巻線とを有する変圧器を有し、該一次巻線は、電源と第１のトランジスタとに連結されており、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導し、該二次巻線は、第２のトランジスタに連結されており、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導し、該コンバータは、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を周期的に感知するための最小デューティサイクルを有し、該コンバータは、出力キャパシターを有し、該方法は、
該一次巻線を通る電流を引き抜くために、該最小デューティサイクルにおいて第１の時間間隔に対して該第１のトランジスタをオンにすることと、
該出力キャパシターを充電するように該二次巻線を通る電流を引き抜くために、該第１のトランジスタがオフになった後に該第２のトランジスタをオンにすることと、
該低電流負荷から生じるオーバー電圧状態を検出するために、ある閾値によって該出力電圧が所定の調整された電圧を超えたか否かを決定することと、
該オーバー電圧状態が検出された場合に、該出力電圧を減少させるように該二次巻線を通して逆電流を伝導するために、第２の時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにすることと、
該第２の時間間隔の後に、該第２のトランジスタをオフにすることにより、該二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が該一次巻線において流れ、該電源の中へ流れるようにすることであって、それにより、過剰電力が、該変圧器の二次側から該変圧器の一次側へ転送され、低負荷電流状態中の該オーバー電圧を減少させる、ことと
を含む、方法。
（項目２）
上記第２の時間間隔は、所定の固定時間間隔である、上記項目に記載の方法。
（項目３）
上記第２の時間間隔は、上記出力電圧を上記閾値より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目４）
上記第２のトランジスタは、上記第１のトランジスタがオンにされる前に、複数回オンおよびオフにされる、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目５）
上記出力電圧を調整するためのフィードバック信号を提供するために、上記変圧器の一次側において該出力電圧を表す電圧を感知することと、
調整された電圧に該出力電圧を維持するために、上記低負荷電流より大きい電流を引き抜く負荷に対して、上記第１のトランジスタの上記デューティサイクルを制御することと、
該低負荷電流以下の電流を引き抜く負荷に対して、上記最小デューティサイクルにおいて該第１のトランジスタを切り替えることと
をさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目６）
上記第１のトランジスタは、ドレイン−ボディーダイオードを有する第１のＭＯＳＦＥＴであり、上記第２のトランジスタが上記第２の時間間隔の後にオフになった場合に、該ドレイン−ボディーダイオードは、上記一次巻線を通して電流を伝導する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目７）
上記一次側感知は、上記一次巻線の末端において電圧を感知することを含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目８）
上記第２のトランジスタをオフにすることにより、上記二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が上記一次巻線において流れるようにするステップは、上記第１のトランジスタをオンにすることなしに発生する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目９）
上記出力キャパシターを充電するように上記二次巻線を通る電流を引き抜くために、上記第１のトランジスタがオフになった後に上記第２のトランジスタをオンにするステップの後に、上記方法は、断続モードを引き起こすために、該二次巻線を通る電流がほぼ０まで低下した場合に、該第２のトランジスタをオフにすることをさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１０）
上記第２のトランジスタが上記第２の時間間隔に対してオンにされることを可能にする前に、該第２のトランジスタが所定の期間に対してオフにされていることを感知することをさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１１）
上記第２の時間間隔は、該第２の時間間隔の後まで断続モードがないように、上記二次巻線を通る電流がほぼ０に低下した直後に発生する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１２）
フライバックコンバータであって、該フライバックコンバータは、
一次巻線と二次巻線とを有する変圧器であって、該一次巻線は、電源に連結されている、変圧器と、
該一次巻線に連結された第１のトランジスタであって、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導する、第１のトランジスタと、
第２のトランジスタであって、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導する、第２のトランジスタと、
該第１のトランジスタに連結された調整器であって、該調整器は、該コンバータの出力電圧を調整するために該第１のトランジスタのデューティサイクルを制御し、該調整器は、該第１のトランジスタが最小デューティサイクルを有するように制御するために構成されている、調整器と、
該変圧器に連結された出力電圧センサー回路であって、該出力電圧センサー回路は、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を感知する、出力電圧センサー回路と、
該コンバータの出力端子に連結された出力キャパシターと、
該第２のトランジスタに連結された同期整流器コントローラであって、該同期整流器コントローラは、該第２のトランジスタがオンまたはオフであるように制御する、同期整流器コントローラと、
比較器であって、該比較器は、該コンバータの該出力電圧に対応する電圧を受け取るように連結された１つの入力と、該コンバータの調整された電圧を越える閾値電圧を示す参照電圧に接続された別の入力とを有し、該比較器のトリガーは、オーバー電圧状態を表す、比較器と、
該同期整流器コントローラを制御するために連結されている該比較器の出力であって、該同期整流器コントローラは、オーバー電圧状態が検出されると、該オーバー電圧状態を軽減するように該コンバータの該出力電圧を減少させるために、該二次巻線を通して逆電流を伝導する時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにする、該比較器の出力と、
該一次巻線に連結されたダイオードであって、該ダイオードは、該時間間隔の後に、該第１のトランジスタをオンにすることなしに該一次巻線を通して電流を伝導し、それにより、該オーバー電圧状態を軽減する間、電力が、該変圧器の二次側から該電源へ転送される、ダイオードと
を含む、コンバータ。
（項目１３）
上記第１のトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであり、上記ダイオードは、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ボディーダイオードである、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１４）
上記比較器と上記同期整流器コントローラとの間に連結された論理回路をさらに含む、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１５）
上記第２のトランジスタが閾値期間に対してオフになっていることを検出するタイマー回路をさらに含み、該第２のトランジスタが該閾値期間に対してオフになっていたことを検出した場合に、該タイマー回路は、上記オーバー電圧状態中の上記時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにするように上記論理回路を制御する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１６）
上記第２のトランジスタが上記逆電流を伝導するようにオンである上記時間間隔は、固定時間間隔である、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１７）
上記第２のトランジスタが上記逆電流を伝導するようにオンである上記時間間隔は、上記出力電圧を上記閾値電圧より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１８）
上記一次側感知は、上記一次巻線と上記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧を検出する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目１９）
上記調整器は、上記オーバー電圧状態中、上記最小デューティサイクルにおいて上記第１のトランジスタを制御するように構成されている、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（項目２０）
上記同期整流器は、上記コンバータの断続モードを生成するために、上記二次巻線を通る電流が０である大よその時において上記第２のトランジスタをオフにするようにも構成されており、上記比較器の上記出力は、上記同期整流器コントローラを制御するために連結されており、該同期整流器コントローラは、上記オーバー電圧状態を軽減するために該コンバータの上記出力電圧を減少させるように、該断続モード後の期間に対して該第２のトランジスタをオンにし、該二次巻線を通して上記逆電流を伝導する、上記項目のいずれかに記載のコンバータ。
（摘要）
フライバックコンバータは、調整フィードバックのために、出力電圧を感知するための一次側感知を使用する。このような感知は、たとえ非常に軽負荷電流を有しても所定の最小デューティサイクルを必要とする。それ故、このような最小デューティサイクルは、オーバー電圧状態を生成し得る。フライバック位相において、軽負荷電流における電力スイッチの最小デューティサイクルの後に、同期整流器は、断続モードを生成するために、二次巻線を通る電流が０まで低下する大よその時にオフになる。オーバー電圧であると検出される場合に、同期整流器は、二次巻線を通して逆電流を引き抜くために、短い時間間隔に対してオンにされる。同期整流器が止まった場合、電流は、ドレイン−ボディーダイオードを介して一次巻線を通して流れる一方、電力スイッチはオフである。それ故、過剰電力は、オーバー電圧を減少させるために、二次側から電源へ転送され、従って、過剰電力が浪費されない。
フライバックコンバータは、調整フィードバックのために、出力電圧を感知するための一次側感知を使用する。このような感知は、たとえ非常に軽負荷電流を有しても所定の最小デューティサイクルを必要とする。それ故、このような最小デューティサイクルは、オーバー電圧状態を生成し得る。フライバック位相において、軽負荷電流における電力スイッチの最小デューティサイクルの後に、同期整流器は、断続モードを生成するために、二次巻線を通る電流が０まで低下する大よその時にオフになる。オーバー電圧であると検出される場合に、同期整流器は、二次巻線を通して逆電流を引き抜くために、短い時間間隔に対してオンにされる。同期整流器が止まった場合、電流は、ドレイン−ボディーダイオードを介して一次巻線を通して流れる一方、電力スイッチはオフである。それ故、過剰電力は、オーバー電圧を減少させるために、二次側から電源へ転送され、従って、過剰電力が浪費されない。
同じまたは同等である構成要素は、同じ数字を用いてラベル付けされる。
図３は、出力電圧ＶＯＵＴの一次側検出を用いる多くのタイプのうちの任意のフライバックコンバータを表す。本発明が軽負荷電流状態の間のコンバータの動作のみに関連するので、コンバータが断続モードにおいて動作し、かつオーバー電圧が発生する場合に、フライバックコンバータの任意の従来局面が、中間−高負荷電流に対して使用され得る。このような従来の回路網が周知であり、さまざまなタイプ（例えば、電流モード、電圧モード、可変周波数、固定周波数等）があるので、このような従来の回路網を詳細に説明する必要はない。図１のコンバータ１０の従来局面の説明は、図３のコンバータ２０に適用される。
中間−高負荷電流動作のために、コンバータ２０は、一次巻線Ｌ１を充電するようにＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を周期的にオンにする。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のオンの時間は、ＶＯＵＴに関連付けられたＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレインにおけるフィードバック電圧に依存し、フィードバック電圧は、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオンであり、電流が二次巻線Ｌ２を通って流れていた時間においてサンプリングされたものである。フィードバック電圧は、エラー増幅器によって参照電圧と比較される値を、抵抗器ＲＦＢおよびＲＲＥＦを用いて生成するために使用される。エラー増幅器によって生成されたエラー信号は、サイクル中にＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオンである時間を設定する（すなわち、デューティサイクルを設定する）。これは、従来的であり得る。
一実施形態において、コンバータ２０は、電圧モードタイプであり、ここで、出力調整および制御回路１４は、エラー信号を鋸歯状の波形と比較する。それらが交差する場合に、中間−高電流負荷に対して、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、正確に電圧を調整することが必要とされるデューティサイクルを確立するようにオフにされる。
コンバータ２０が電流モードタイプである場合に、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を通るランピング電流信号がエラー信号と交差するまでオンのままである。
調整は、出力電圧を検出するために、入力側の補助巻線を用いることを含む任意の他のタイプの一次側感知を使用し得る。
ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフになる場合に、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、オンになる。多くの従来技術は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンにするときを感知するために使用され得る。一実施形態において、同期スイッチ制御２４が、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２の電圧を検出する。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフに切り替えられると、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２の電圧は、負になり（ドレイン電圧がグラウンドより低い）、この感知された電圧反転は、同期スイッチ制御回路２４がＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンにするようにする。二次巻線Ｌ２電流が０まで減少すると、ドレイン電圧は上昇し、同期スイッチ制御回路２４がＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオフにするようにする。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１およびＭ２がオンおよびオフになる各サイクルと共に、電流パルスが、出力に提供され、出力は、ＤＣ調整された出力電圧ＶＯＵＴを生成するために、キャパシターＣ１によって平坦化される。
さまざまな他の従来方式も、ダイオードをエミュレートするように、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオンおよびオフになることを制御するために使用され得る。
調整方式は、可変周波数タイプまたは固定周波数タイプであり得る。
図５は、軽負荷、最小デューティサイクルモードにおいてコンバータ２０によって実行されるさまざまなステップを説明するフローチャートであり、それらのステップは、以下の説明において参照される。
一次側感知に対して、ＭＯＳＦＥＴは、ＶＯＵＴを検出するために、一次巻線Ｌ１の電圧を生成することをトリガーしなければならない。軽負荷において、非常に少ない電流が引き抜かれ得るかまたは引き抜かれる電流がない場合があり、なおコンバータ２０は、依然に、ＶＯＵＴを検出するために周期的最小デューティサイクルを実行し得る（図５のステップ３０）。軽負荷は、負荷がスタンバイモードに進入することによって引き起こされ得る（図５のステップ３２）。この場合において、最小デューティサイクルは、要求された負荷電流に対して大きすぎ、ＶＯＵＴは、所望の調整された値より上に上昇する（図５のステップ３４および３６）。
図４は、一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２の電流だけではなく、本発明に従う軽負荷状態の間のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の電圧も例示する。
時間Ｔ１において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、オンになり、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、固定周波数タイプの動作のためのクロックの制御の下にあり得る。これは、一次巻線Ｌ１を通して流れるランピング電流を生じる。
（最小デューティサイクルに対する）最小時間の後に、時間Ｔ２において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフにされる。このような最小時間は、出力調整および制御回路１４のタイマーによって設定され、出力調整および制御回路１４は、所定の最小時間の前にＭＯＳＦＥＴ Ｍ１がオフにされることを防ぐ。このような回路網は、従来的である。
時間Ｔ２において同期スイッチ制御回路２４は、二次巻線Ｌ２の電圧の反転を検出し、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンにする。これは、二次巻線Ｌ２を通って減少する電流を生成し、減少する電流は、軽負荷要求のために、所望の調整されたＶＯＵＴレベルより上にキャパシターＣ１を充電する。
時間Ｔ３において、二次巻線Ｌ２電流は、０まで減少している。同期スイッチ制御回路２４は、ドレイン電圧においてわずかの上昇を検出し、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオフにし、断続モードを生成する（図５のステップ４０）。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオフにされなかった場合、逆電流は、二次巻線Ｌ２を通って流れたであろう。従来の回路は、二次巻線Ｌ２の電流の反転の発生を検出し、かつＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオフに切り替えるために使用され得、これは、二次巻線Ｌ２の実際の電流反転の直前または直後に発生し得る。
時間Ｔ２とＴ３との間に、ＶＯＵＴは、次のサイクル中のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のデューティサイクルを決定するために、出力調整および制御回路１４によってサンプリングされ得る。必ずしも必要とされないが、二次巻線Ｌ２を通る電流が０である大よその時において発生するようにサンプリングすることは、従来的である。軽負荷電流の間、デューティサイクルは、所定の最小デューティサイクルである。
比較器４２は、ＶＯＵＴまたはＶＯＵＴに比例する電圧（例えば、抵抗器分割電圧）を受け取り、それを所望の調整された電圧のわずか上の参照電圧Ｖｒｅｆと比較する。Ｖｅｒｆは、ＶＯＵＴ×１．０５と等しいものであり得る。
同じ時間において、タイマー４４は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２が、ＶＯＵＴが一次側でサンプリングされていることを確保するために、最小量の時間でオフになっていることを検出する。タイマー４４がいくつかの場合において必要がない場合（例えば、二次巻線Ｌ２を通る電流が０である前にサンプリングが発生する場合）があるので、それは任意的である。オーバー電圧が検出され、かつ、タイマー４４が、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２が十分な量の時間オフであったことを検出した場合（図５のステップ４６）、論理回路４８は、時間Ｔ４において、二次巻線Ｌ２を通して逆電流を伝導するために、同期スイッチ制御回路２４がＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンにするようにトリガーする（図５のステップ５０）。このオンになる時間は、固定時間であり得るかまたは比較器４２をトリガーするようにＶＯＵＴを十分に低下させるための時間に対して発生し得る。オンになる時間が固定時間である場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２をオンおよびオフにする複数のサイクルが、リップルを最小にするようにＶＯＵＴを低下させるために使用され得る。
ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオンである時間の間に（時間Ｔ４とＴ５との間に）、電圧は、二次巻線Ｌ２の電圧に関連して、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を横断する。
時間Ｔ５において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２がオフにされ、一次巻線Ｌ１の電圧の反転を引き起こす。時間Ｔ５とＴ６との間に示されるように、これは、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレイン−ボディーダイオードＤ１が伝導するようにし、時間Ｔ５とＴ６との間に一次巻線Ｌ１を通る電流を引き抜く（図５のステップ５２）。このような電流は、バッテリー供給ＶＩＮ内に流れ、従って電力が浪費されない。従って、過剰電力は、軽負荷においてコンバータ２０の効率を向上させるために、二次側から一次側へ転送され、オーバー電圧を軽減するための最小負荷電流抵抗器またはツェナーダイオードは必要とされない（図５のステップ５４）。いくつかの場合において、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、ダイオードＤ１が伝導する時間の間（例えば、新しい充電するサイクルがクロックパルスに応じて開始する場合に）オンになり得る。
両方のＭＯＳＦＥＴがオフである時間において、タンク回路が生成され、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の振動を引き起こす。
別の実施形態において、時間Ｔ５〜Ｔ６の間に一次巻線Ｌ１を通して電流を伝導するドレイン−ボディーダイオードＤ１の代わりに、逆電流の時間間隔の後に、一次巻線Ｌ１における電圧の変動を感知する感知回路が、加えられ、過剰電力を電源内に伝導するために、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１をオンにし得る。回路１４は、通常、クロックサイクルの開始においてＭＯＳＦＥＴ Ｍ１をオンのみであるので、このようなＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の制御は、出力調整および制御回路１４とは無関係であり得る。このような技術は、電力スイッチが一次巻線Ｌ１とグラウンドとの間に固有ダイオードを含まない場合に有用であり得る。
なお別の実施形態において、比較器４２は、出力電圧が所望の調整された電圧より大きいことを検出し、出力電圧がＶｒｅｆより下に減少させることが要求される限り、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のオン状態を保つ。例えば、図４に対して、時間Ｔ３において、同期スイッチ制御回路２４、比較器４２、および論理４８は、最初に断続モードに進入せず、二次巻線Ｌ２を通して逆電流を伝導し、出力電圧をＶｒｅｆより下に低下させるために、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のオン状態を保つように動作する。一旦比較器４２が、出力電圧がＶｒｅｆより下に低下したことを検出すると、比較器４２は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２にオフにさせるようにトリガーし、断続モードを引き起こす。別の実施形態において、断続モードは、二次巻線Ｌ２を通る電流が０まで低下した後の任意の期間（０を含む）であり得る。比較器４２は、ヒステリシスを有し得る。
本発明は、コンバータ２０の固定周波数動作の間に、またはＭＯＳＦＥＴ Ｍ１が固定周波数においてオンにされない動作の特定の軽負荷モードの間に使用され得る。
ＭＯＳＦＥＴは、代わりに、二極性トランジスタであり得る。
当業者は、過度の実験をせず、かつ従来の回路技術を用いて多くの方法でさまざまな機能ブロックを設計し得る。
本発明の特定の実施形態が示され、かつ説明されたが、変化および変更が本発明のより広い局面において本発明から逸脱することなしに加えられ得ることは当業者にとって明白である。添付された請求項は、本発明の真の精神および範囲内にあるようなこれらの変化および変更のすべてをその範囲内に含む。
Claims (20)
- 低電流負荷を有するフライバックコンバータを動作させる方法であって、該コンバータは、一次巻線と二次巻線とを有する変圧器を有し、該一次巻線は、電源と第１のトランジスタとに連結されており、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導し、該二次巻線は、第２のトランジスタに連結されており、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導し、該コンバータは、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を周期的に感知するための最小デューティサイクルを有し、該コンバータは、出力キャパシターを有し、該方法は、
該一次巻線を通る電流を引き抜くために、該最小デューティサイクルにおいて第１の時間間隔に対して該第１のトランジスタをオンにすることと、
該出力キャパシターを充電するように該二次巻線を通る電流を引き抜くために、該第１のトランジスタがオフになった後に該第２のトランジスタをオンにすることと、
該低電流負荷から生じるオーバー電圧状態を検出するために、ある閾値によって該出力電圧が所定の調整された電圧を超えたか否かを決定することと、
該オーバー電圧状態が検出された場合に、該出力電圧を減少させるように該二次巻線を通して逆電流を伝導するために、第２の時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにすることと、
該第２の時間間隔の後に、該第２のトランジスタをオフにすることにより、該二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が該一次巻線において流れ、該電源の中へ流れるようにすることであって、それにより、過剰電力が、該変圧器の二次側から該変圧器の一次側へ転送され、低負荷電流状態中の該オーバー電圧を減少させる、ことと
を含む、方法。 - 前記第２の時間間隔は、所定の固定時間間隔である、請求項１に記載の方法。
- 前記第２の時間間隔は、前記出力電圧を前記閾値より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、請求項１に記載の方法。
- 前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタがオンにされる前に、複数回オンおよびオフにされる、請求項１に記載の方法。
- 前記出力電圧を調整するためのフィードバック信号を提供するために、前記変圧器の一次側において該出力電圧を表す電圧を感知することと、
調整された電圧に該出力電圧を維持するために、前記低負荷電流より大きい電流を引き抜く負荷に対して、前記第１のトランジスタの前記デューティサイクルを制御することと、
該低負荷電流以下の電流を引き抜く負荷に対して、前記最小デューティサイクルにおいて該第１のトランジスタを切り替えることと
をさらに含む、請求項１に記載の方法。 - 前記第１のトランジスタは、ドレイン−ボディーダイオードを有する第１のＭＯＳＦＥＴであり、前記第２のトランジスタが前記第２の時間間隔の後にオフになった場合に、該ドレイン−ボディーダイオードは、前記一次巻線を通して電流を伝導する、請求項１に記載の方法。
- 前記一次側感知は、前記一次巻線の末端において電圧を感知することを含む、請求項１に記載の方法。
- 前記第２のトランジスタをオフにすることにより、前記二次巻線における電流の流れを停止させ、かつ電流が前記一次巻線において流れるようにするステップは、前記第１のトランジスタをオンにすることなしに発生する、請求項１に記載の方法。
- 前記出力キャパシターを充電するように前記二次巻線を通る電流を引き抜くために、前記第１のトランジスタがオフになった後に前記第２のトランジスタをオンにするステップの後に、前記方法は、断続モードを引き起こすために、該二次巻線を通る電流がほぼ０まで低下した場合に、該第２のトランジスタをオフにすることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
- 前記第２のトランジスタが前記第２の時間間隔に対してオンにされることを可能にする前に、該第２のトランジスタが所定の期間に対してオフにされていることを感知することをさらに含む、請求項９に記載の方法。
- 前記第２の時間間隔は、該第２の時間間隔の後まで断続モードがないように、前記二次巻線を通る電流がほぼ０に低下した直後に発生する、請求項１に記載の方法。
- フライバックコンバータであって、該フライバックコンバータは、
一次巻線と二次巻線とを有する変圧器であって、該一次巻線は、電源に連結されている、変圧器と、
該一次巻線に連結された第１のトランジスタであって、該第１のトランジスタは、該第１のトランジスタがオンである場合に、該一次巻線を通して電流を伝導する、第１のトランジスタと、
第２のトランジスタであって、該第２のトランジスタは、該第２のトランジスタがオンである場合に、該二次巻線を通して電流を伝導する、第２のトランジスタと、
該第１のトランジスタに連結された調整器であって、該調整器は、該コンバータの出力電圧を調整するために該第１のトランジスタのデューティサイクルを制御し、該調整器は、該第１のトランジスタが最小デューティサイクルを有するように制御するために構成されている、調整器と、
該変圧器に連結された出力電圧センサー回路であって、該出力電圧センサー回路は、一次側感知を用いて該コンバータの出力電圧を感知する、出力電圧センサー回路と、
該コンバータの出力端子に連結された出力キャパシターと、
該第２のトランジスタに連結された同期整流器コントローラであって、該同期整流器コントローラは、該第２のトランジスタがオンまたはオフであるように制御する、同期整流器コントローラと、
比較器であって、該比較器は、該コンバータの該出力電圧に対応する電圧を受け取るように連結された１つの入力と、該コンバータの調整された電圧を越える閾値電圧を示す参照電圧に接続された別の入力とを有し、該比較器のトリガーは、オーバー電圧状態を表す、比較器と、
該同期整流器コントローラを制御するために連結されている該比較器の出力であって、該同期整流器コントローラは、オーバー電圧状態が検出されると、該オーバー電圧状態を軽減するように該コンバータの該出力電圧を減少させるために、該二次巻線を通して逆電流を伝導する時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにする、該比較器の出力と、
該一次巻線に連結されたダイオードであって、該ダイオードは、該時間間隔の後に、該第１のトランジスタをオンにすることなしに該一次巻線を通して電流を伝導し、それにより、該オーバー電圧状態を軽減する間、電力が、該変圧器の二次側から該電源へ転送される、ダイオードと
を含む、コンバータ。 - 前記第１のトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであり、前記ダイオードは、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ボディーダイオードである、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記比較器と前記同期整流器コントローラとの間に連結された論理回路をさらに含む、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記第２のトランジスタが閾値期間に対してオフになっていることを検出するタイマー回路をさらに含み、該第２のトランジスタが該閾値期間に対してオフになっていたことを検出した場合に、該タイマー回路は、前記オーバー電圧状態中の前記時間間隔に対して該第２のトランジスタをオンにするように前記論理回路を制御する、請求項１４に記載のコンバータ。
- 前記第２のトランジスタが前記逆電流を伝導するようにオンである前記時間間隔は、固定時間間隔である、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記第２のトランジスタが前記逆電流を伝導するようにオンである前記時間間隔は、前記出力電圧を前記閾値電圧より下に減少させるために必要とされる可変時間間隔である、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記一次側感知は、前記一次巻線と前記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧を検出する、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記調整器は、前記オーバー電圧状態中、前記最小デューティサイクルにおいて前記第１のトランジスタを制御するように構成されている、請求項１２に記載のコンバータ。
- 前記同期整流器は、前記コンバータの断続モードを生成するために、前記二次巻線を通る電流が０である大よその時において前記第２のトランジスタをオフにするようにも構成されており、前記比較器の前記出力は、前記同期整流器コントローラを制御するために連結されており、該同期整流器コントローラは、前記オーバー電圧状態を軽減するために該コンバータの前記出力電圧を減少させるように、該断続モード後の期間に対して該第２のトランジスタをオンにし、該二次巻線を通して前記逆電流を伝導する、請求項１２に記載のコンバータ。
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018504882A (ja) * | 2015-02-06 | 2018-02-15 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ソフトスイッチングフライバックコンバータ |
| WO2023162976A1 (ja) * | 2022-02-28 | 2023-08-31 | パナソニック株式会社 | 電力変換システム |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103378751B (zh) | 2012-04-12 | 2015-04-01 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法 |
| US9413246B2 (en) | 2012-04-12 | 2016-08-09 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10622902B2 (en) | 2012-04-12 | 2020-04-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| CN104393763B (zh) * | 2014-12-04 | 2017-05-03 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调节电源变换系统的系统和方法 |
| US9595874B2 (en) | 2012-04-12 | 2017-03-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| JP5974674B2 (ja) * | 2012-06-27 | 2016-08-23 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN102882377B (zh) * | 2012-09-20 | 2014-11-05 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路 |
| TWI462445B (zh) * | 2012-10-19 | 2014-11-21 | Lite On Technology Corp | 電源轉換裝置 |
| KR101396664B1 (ko) * | 2012-12-18 | 2014-05-16 | 삼성전기주식회사 | 동기 정류기 제어용 블랭킹 제어회로 및 그를 이용한 동기 정류기의 제어방법 |
| US8964421B2 (en) * | 2013-03-14 | 2015-02-24 | Dialog Semiconductor Inc. | Powering a synchronous rectifier controller |
| US9369000B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-06-14 | Flextronics Ap, Llc | Sweep frequency for multiple magnetic resonant power transmission using alternating frequencies |
| US9356535B2 (en) * | 2013-08-14 | 2016-05-31 | Stmicroelectronics S.R.L. | Control method for rectifier of switching converters |
| US9509224B2 (en) * | 2013-08-16 | 2016-11-29 | Fairchild (Taiwan) Corporation | Method for controlling synchronous rectifier of power converter and control circuit using the same |
| CN104426125B (zh) * | 2013-08-23 | 2019-03-26 | 深圳市海洋王照明工程有限公司 | 一种过压保护电路及具有过压保护功能的灯具 |
| CN104426124A (zh) * | 2013-08-23 | 2015-03-18 | 深圳市海洋王照明工程有限公司 | 一种过压保护电路及具有过压保护功能的灯具 |
| US9601982B1 (en) | 2013-08-27 | 2017-03-21 | Flextronics Ap, Llc | Switchable auxiliary supply circuit |
| CN103490648B (zh) * | 2013-10-10 | 2015-12-09 | 成都芯源系统有限公司 | 隔离式开关变换器及其控制方法 |
| JP6053235B2 (ja) * | 2013-11-29 | 2017-01-11 | 新電元工業株式会社 | 電源装置 |
| CN103746566B (zh) * | 2014-01-21 | 2016-09-07 | 成都芯源系统有限公司 | 原边控制的开关电源及其控制方法 |
| US9774265B2 (en) * | 2014-03-31 | 2017-09-26 | Stmicroelectronics S.R.L. | Wake up management circuit for a power switching converter |
| US9595861B2 (en) | 2014-03-31 | 2017-03-14 | Stmicroelectronics S.R.L. | Power switching converter |
| US9479067B2 (en) * | 2014-04-01 | 2016-10-25 | Infineon Technologies Austria Ag | System and method for a switched-mode power supply |
| EP2996231B1 (en) * | 2014-09-12 | 2019-03-20 | Nxp B.V. | A controller for a switched mode power supply and associated methods |
| CN105529799B (zh) * | 2014-09-28 | 2018-12-21 | 比亚迪股份有限公司 | 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置 |
| US10020740B2 (en) | 2014-10-29 | 2018-07-10 | Texas Instruments Incorporated | Synchronous rectifier drive and soft switching circuit |
| US9828971B2 (en) | 2014-11-20 | 2017-11-28 | General Electric Company | System and method for optimizing wind turbine operation |
| US10237930B2 (en) | 2015-01-05 | 2019-03-19 | Philips Lighting Holding B.V. | Power supply for deep dimming light |
| CN105471291B (zh) * | 2015-12-31 | 2018-07-20 | 深圳宝砾微电子有限公司 | 一种反激式ac-dc电压转换电路及反激式电压转换器 |
| US10027235B2 (en) * | 2016-02-02 | 2018-07-17 | Fairchild Semiconductor Corporation | Self-tuning adaptive dead time control for continuous conduction mode and discontinuous conduction mode operation of a flyback converter |
| CN107241027A (zh) * | 2016-03-29 | 2017-10-10 | 高准有限公司 | 本安电源装置和包括本安电源装置的变送器 |
| CN106026703B (zh) | 2016-05-23 | 2018-07-13 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法 |
| US10033288B2 (en) * | 2016-05-25 | 2018-07-24 | Dialog Semiconductor Inc. | Auxiliary load application for increasing data rate of messages or for increasing the response speed to transmitted messages in a flyback converter |
| US9837916B1 (en) * | 2016-07-06 | 2017-12-05 | Semiconductor Components Industries, Llc | Method and apparatus for synchronous rectifier |
| US9998021B2 (en) * | 2016-10-25 | 2018-06-12 | Alpha And Omega Semiconductor Incorporated | Forced zero voltage switching flyback converter |
| US9899931B1 (en) * | 2016-10-25 | 2018-02-20 | Alpha And Omega Semiconductor Incorporated | Zero voltage switching flyback converter for primary switch turn-off transitions |
| US10141852B2 (en) * | 2016-12-30 | 2018-11-27 | Texas Instruments Incorporated | LLC secondary side control with adaptive on-time |
| CN110073584B (zh) * | 2017-01-12 | 2022-06-14 | 戴泺格半导体股份有限公司 | 混合次级侧调节 |
| US10355602B2 (en) | 2017-01-18 | 2019-07-16 | Analog Devices Global | Fault suppression or recovery for isolated conversion |
| CN106817031B (zh) | 2017-02-24 | 2019-05-28 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法 |
| CN106877673B (zh) * | 2017-03-13 | 2019-08-27 | 成都芯源系统有限公司 | 谐振变换器及其方法 |
| TWI622257B (zh) * | 2017-07-05 | 2018-04-21 | 力林科技股份有限公司 | 電源轉換裝置及其同步整流電路 |
| DE102018204891A1 (de) * | 2017-09-13 | 2019-03-14 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Betriebsgerät für eine elektrische Last und Verfahren |
| DE102017220553A1 (de) * | 2017-11-17 | 2019-05-23 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Notlicht-Betriebsgerät, Notlicht-Modul und Verfahren zur Steuerung eines Notlicht-Betriebsgeräts |
| US10574147B2 (en) | 2018-01-16 | 2020-02-25 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for zero voltage switching using flyback converters |
| CN108306513B (zh) * | 2018-02-27 | 2020-08-25 | 成都芯源系统有限公司 | 同步整流管的关断控制电路及同步整流控制电路 |
| CN108521115B (zh) * | 2018-03-14 | 2019-10-29 | 苏州博创集成电路设计有限公司 | 一种开关电源的原边控制器及开关电源 |
| CN108539983B (zh) * | 2018-04-19 | 2020-06-19 | 西安交通大学 | 一种快速充放电双向反激电路 |
| TWI674740B (zh) * | 2018-06-08 | 2019-10-11 | 茂達電子股份有限公司 | 功率轉換裝置及方法 |
| JP7123712B2 (ja) * | 2018-09-19 | 2022-08-23 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| CN109510481B (zh) * | 2018-11-13 | 2024-02-13 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种同步整流控制电路及控制方法 |
| US11762799B2 (en) * | 2019-08-21 | 2023-09-19 | Infineon Technologies Ag | Watchdog for addressing deadlocked states |
| CN110460240A (zh) * | 2019-08-29 | 2019-11-15 | 合肥博雷电气有限公司 | 一种数字同步整流开关电源 |
| CN111146961B (zh) | 2020-01-20 | 2022-04-12 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于控制同步整流系统的控制电路及方法 |
| JP7465954B2 (ja) * | 2020-04-20 | 2024-04-11 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
| US11431252B2 (en) * | 2020-05-22 | 2022-08-30 | Alpha And Omega Semiconductor International Lp | Flyback converter and control method thereof |
| CN111697838B (zh) | 2020-05-29 | 2023-09-26 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 同步整流控制电路、方法和开关电源系统 |
| CN112087141B (zh) * | 2020-08-03 | 2021-12-14 | 西安矽力杰半导体技术有限公司 | 隔离式功率变换器及其数据传输方法 |
| CN114336533B (zh) * | 2020-10-10 | 2024-04-05 | 深圳英集芯科技股份有限公司 | 一种采样电阻短路保护电路和快充充电器 |
| US11689111B2 (en) * | 2021-04-07 | 2023-06-27 | Texas Instruments Incorporated | Self-powered solid state relay using digital isolators |
| CN116418233A (zh) * | 2021-12-30 | 2023-07-11 | 艾科微电子(深圳)有限公司 | 反激式转换器及其控制方法 |
| US11973431B2 (en) * | 2022-04-07 | 2024-04-30 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
| CN114944763B (zh) * | 2022-07-25 | 2022-10-28 | 陕西中科天地航空模块有限公司 | 一种开关电源频率调节电路 |
| CN116032102B (zh) * | 2023-03-29 | 2023-05-26 | 晶艺半导体有限公司 | 电源系统的控制电路和控制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09163736A (ja) * | 1995-12-11 | 1997-06-20 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPH10191629A (ja) * | 1996-12-26 | 1998-07-21 | Sharp Corp | スイッチング電源 |
| US20050270001A1 (en) * | 2002-04-12 | 2005-12-08 | Jitaru Ionel D | Soft switching high efficiency flyback converter |
| JP2011130625A (ja) * | 2009-12-21 | 2011-06-30 | Canon Inc | 電源装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5481178A (en) | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
| US6307356B1 (en) | 1998-06-18 | 2001-10-23 | Linear Technology Corporation | Voltage mode feedback burst mode circuit |
| US6127815A (en) | 1999-03-01 | 2000-10-03 | Linear Technology Corp. | Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator |
| US7254044B2 (en) * | 2005-01-11 | 2007-08-07 | Artesyn Technologies, Inc. | Current limit circuit and power supply including same |
| US20070230222A1 (en) * | 2006-03-31 | 2007-10-04 | Drabing Richard B | Power circuitry for high-frequency applications |
| JP4710749B2 (ja) * | 2006-07-28 | 2011-06-29 | 富士電機システムズ株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及び方法 |
| US7471522B2 (en) | 2006-08-03 | 2008-12-30 | Linear Technology Corporation | Light load regulator for isolated flyback converter |
| US7463497B2 (en) | 2006-08-07 | 2008-12-09 | Linear Technology Corporation | Regulator for isolated flyback power supply using primary side sensing |
| TWI348264B (en) * | 2007-12-31 | 2011-09-01 | Niko Semiconductor Co Ltd | Synchronous rectifying controller and a forward synchronous rectifying circuit |
| JP4655119B2 (ja) * | 2008-07-28 | 2011-03-23 | 株式会社デンソー | 電力変換回路、及び多相回転機の制御装置 |
| US7869231B2 (en) * | 2008-07-31 | 2011-01-11 | Texas Instruments Incorporated | System and method for synchronous rectifier drive that enables converters to operate in transition and discontinuous mode |
| US8614595B2 (en) * | 2008-11-14 | 2013-12-24 | Beniamin Acatrinei | Low cost ultra versatile mixed signal controller circuit |
| EP2383873B1 (en) * | 2010-04-28 | 2013-06-19 | Nxp B.V. | Burst mode controller and method |
-
2012
- 2012-01-26 US US13/359,447 patent/US8570772B2/en active Active
- 2012-10-30 TW TW101140178A patent/TWI423569B/zh active
- 2012-11-20 JP JP2012254113A patent/JP5453508B2/ja active Active
- 2012-11-21 CN CN201210475708.3A patent/CN103227568B/zh active Active
-
2013
- 2013-01-10 EP EP13150881.4A patent/EP2621069B1/en active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09163736A (ja) * | 1995-12-11 | 1997-06-20 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPH10191629A (ja) * | 1996-12-26 | 1998-07-21 | Sharp Corp | スイッチング電源 |
| US20050270001A1 (en) * | 2002-04-12 | 2005-12-08 | Jitaru Ionel D | Soft switching high efficiency flyback converter |
| JP2011130625A (ja) * | 2009-12-21 | 2011-06-30 | Canon Inc | 電源装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018504882A (ja) * | 2015-02-06 | 2018-02-15 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ソフトスイッチングフライバックコンバータ |
| WO2023162976A1 (ja) * | 2022-02-28 | 2023-08-31 | パナソニック株式会社 | 電力変換システム |
| TWI831624B (zh) * | 2022-02-28 | 2024-02-01 | 日商松下電器產業股份有限公司 | 電力轉換系統 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP2621069A3 (en) | 2014-07-02 |
| TW201334377A (zh) | 2013-08-16 |
| CN103227568A (zh) | 2013-07-31 |
| US20130194836A1 (en) | 2013-08-01 |
| TWI423569B (zh) | 2014-01-11 |
| US8570772B2 (en) | 2013-10-29 |
| EP2621069A2 (en) | 2013-07-31 |
| CN103227568B (zh) | 2015-09-02 |
| JP5453508B2 (ja) | 2014-03-26 |
| EP2621069B1 (en) | 2017-03-15 |
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