TWI462445B - 電源轉換裝置 - Google Patents

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Yu Kang Lo
Huang Jen Chiu
jing yuan Lin
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Description

電源轉換裝置
本發明是有關於一種電源轉換器，特別是指一種採用同步整流電路的電源轉換裝置。
習知順向式電源轉換器的一次側設置一主開關(MOS開關)，其二次側設置一由整流二極體組成的整流電路，但整流二極體在導通時會產生相當大的導通損失。因此，如圖1所示，現有的順向式電源轉換器的變壓器T1二次側多改以一同步整流開關(MOS開關)Q2來取代整流二極體，並以一同步整流控制器6來控制該同步整流開關Q2導通與否。
且現有的同步整流控制器6可因應電源轉換器的負載不同需求而操作在不連續導通模式(DCM)或連續導通模式(CCM)，例如習知型號SG6203的同步整流控制器可利用偵測同步整流開關Q2上壓降，藉此用以偵測電流大小的方式，在偵測到同步整流開關電流降至零時，關閉同步整流開關Q2，然而此類控制方法只適合操作在不連續導通模式。在連續導通模式下，由於同步整流開關Q2需要在輸出電流(即流經同步整流開關Q2的電流)尚未降到零時即被關閉，因此SG6203同步整流控制器即無法利用偵測同步整流開關Q2上電流大小的方式工作在連續導通模式。SG6203需利用一個RC觸發器強制關閉同步整流開關。然而，由於受限於RC觸發器的RC時間常數，這方式並不適用於負載 快速變動之情況。
此外，習知型號STSR30之同步整流控制器是利用數位電路中的上數計數器和下數計數器計算主開關Q1與同步整流開關Q2的上一個工作週期，做為主開關Q1與同步整流開關Q2的下一個工作週期，且能夠操作在不連續導通模式(DCM)與連續導通模式(CCM)。
另外，習知型號FAN6204之同步整流控制器則是利用伏特一秒平衡定理與電容充放電時間來控制主開關Q1與同步整流開關Q2的導通時間，亦即當主開關Q1導通時，電容開始充電直到主關關Q1關閉時，電容開始放電並使同步整流開關Q2導通直到電容放完電，藉此操作在不連續導通模式及連續導通模式。
但是由於不論上述型號SG6203，型號STSR30或型號FAN6204之同步整流控制器皆需要利用電容充放電來進行計時或決定開關的導通或關閉時間，但電容充放電需要反應時間，以致當負載快速動態變化時，例如圖2所示，在負載由重載轉為輕載的區間t1，同步整流控制器將因電容充放電需要時間而來不及跟上主開關Q1的切換變化，以致無法及時關閉同步整流開關Q2，導致同步整流開關Q2尚未關閉時，一次側之主開關Q1即導通，致使同步整流開關Q2需承受變壓器二次側繞組感應自一次側的瞬間高壓；同時，由於同步整流開關Q2仍然導通，使得輸出電流IL0 降至零時，將出現由輸出電容Co朝輸出電感Lo及同步整流開關Q2放電的逆向電流Ir，致使同步整流開關Q2在關閉 的瞬間，於同步整流開關Q2的汲極和源極之間會產生一瞬間高壓Vp，若同步整流開關Q2的耐壓力不足則將因遭受該瞬間高壓Vp而損毁。
此逆電流Ir不僅發生在負載快速動態變化時，它也出現在電源轉換器開、關機時。當電源轉換器開、關機時，輸出電流IL0 亦會經過零電流區域，若不適時關閉同步整流開關，則同步整流開關Q2將遭受瞬間高壓Vp而損毁。美國第US7589982號專利揭露一具有反向電流抑制器的同步整流順向轉換器，其可在順向轉換器關機時提早將整流開關關閉，以消除或降低逆向電流。然該專利亦無法在動態負載變化的情況下避免逆向電流的產生。
因此，本發明之目的，即在提供一種確保電路無論在連續導通模式或不連續導通模式操作下，都可避免變壓器一、二次側的開關同時導通，並能避免負載動態變化或開、關機時產生逆向電流，以提升電路穩定性之電源轉換裝置。
為達到上述目的，本發明的電源轉換裝置主要包括一變壓器、一第一MOS開關、一PWM控制器、一整流濾波電路、一第二MOS開關及一同步整流控制器；該變壓器具有一個一次側繞組及一個二次側繞組，該一次側繞組的一端接受一輸入電壓；該第一MOS開關具有一與該一次側繞組的另一端電耦接的第一端，一接地的第二端及一受控端；該PWM控制器與該第一MOS開關的該受控端電耦接，並產生一第一PWM訊號控制該第一MOS開關導通與否，以及產 生一超前第一PWM訊號的控制訊號；該整流濾波電路對該二次側繞組產生之電壓進行整流濾波，以產生一直流輸出電壓；該第二MOS開關具有電耦接在該二次側繞組與該整流濾波電路之間的一第一端與一第二端，及一受控端；該同步整流控制器與該第二MOS開關的該受控端電耦接，以控制該第二MOS開關導通或關閉，並接受來自該PWM控制器的該控制訊號，以根據該控制訊號控制該第二MOS開關於該第一MOS開關導通之前關閉。
較佳地，該PWM控制器產生一初始PWM訊號，並包括一個第一NAND閘、一個電阻、一個二極體、一個電容、一個第二NAND閘、一個第三NAND閘及一個第四NAND閘，該第一NAND閘的兩輸入端電耦接，該電阻的一端接受該初始PWM訊號，另一端與該第一NAND閘的其中一輸入端電耦接，該二極體與該電阻並聯且阻擋該初始PWM訊號輸入，該電容的一端與該第一NAND閘的其中一輸入端電耦接，另一端接地，該第二NAND閘的兩輸入端與該第一NAND閘的輸出端電耦接，該第三NAND閘的一輸入端與該第一NAND閘的輸出端電耦接，另一輸入端接受該初始PWM訊號，且該第四NAND閘的兩輸入端與該第三NAND閘的輸出端電耦接；該初始PWM訊號經由該電阻與電容構成之一延遲電路延遲一預定時間，再經由該第一NAND閘輸出至該第二NAND閘，而由該第二NAND閘的輸出端輸出該第一PWM訊號，且由第一NAND閘輸出的訊號和該初始PWM訊號分別輸入該第三NAND閘，再經由該第三NAND閘輸出至該第四NAND閘， 而由該第四NAND閘的輸出端輸出該控制訊號。
較佳地，該同步整流控制器利用偵測流經該第二MOS開關的電流大小的方式產生一控制該第二MOS開關導通及關閉的第二PWM訊號。
較佳地，該同步整流控制器具有一與該直流輸出電壓電耦接的電源接腳，一接受該控制訊號輸入的觸發接腳，一與該第二MOS開關的第一端電耦接，以偵測流經該第二MOS開關的電流大小的電流偵測接腳，以及一與該第二MOS開關的受控端電耦接，並輸出該第二PWM訊號以控制該第二MOS開關導通與否的驅動接腳。
較佳地，該同步整流控制器還包括一邏輯電路及一驅動器，且該電流偵測接腳與該觸發接腳同時經由該邏輯電路與該驅動器電耦接，且該驅動器的輸出端連接該驅動接腳；當該同步整流控制器工作在不連續導通模式，該第二MOS開關的第一端的電壓下降至使該電流偵測接腳的電位低於一導通臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一導通訊號經由該邏輯電路產生一高準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出驅動該第二MOS開關導通的該第二PWM訊號，直到該第二MOS開關的第一端的電壓上升至使該電流偵測接腳的電位高於一關閉臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一關閉訊號經由該邏輯電路產生一低準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出關閉該第二MOS開關的該第二PWM訊號。
較佳地，該同步整流控制器操作在連續導通模式時， 由該觸發接腳輸入的該控制訊號會觸發該驅動接腳，使輸出該第二PWM訊號提前在該第一MOS開關導通之前關閉該第二MOS開關。
較佳地，該同步整流控制器還包括一邏輯電路及一驅動器，且該電流偵測接腳與該觸發接腳同時經由該邏輯電路與該驅動器電耦接，且該驅動器的輸出端連接該驅動接腳；在連續導通模式下，該第二MOS開關的第一端的電壓下降至使該電流偵測接腳的電位低於一導通臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一導通訊號經由該邏輯電路產生一高準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出驅動該第二MOS開關導通的該第二PWM訊號，直到由該觸發接腳輸入的該控制訊號觸發該邏輯電路產生一低準位訊給該驅動器，使控制其輸出的該第二PWM訊號提前在該第一MOS開關導通之前關閉該第二MOS開關。
此外，較佳地，該同步整流控制器操作在不連續導通模式時，利用計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式，產生一控制該第二MOS開關導通及關閉的第二PWM訊號。較佳地，該計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式是利用伏特-秒平衡定理與計算一電容之充放電時間來產生控制該第二MOS開關導通與否的該第二PWM訊號。
或者，較佳地，該同步整流控制器計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式是利用一數位電路中的上數計數器和下數計數器計算該第一MOS開關與第二MOS 開關的上一個工作週期，做為該第一MOS開關與第二MOS開關的下一個工作週期而產生該第二PWM訊號。
較佳地，該電源轉換裝置還包括一設在該PWM控制器與該同步整流控制器之間的隔離變壓器，且該PWM控制器將該控制訊號輸出至該隔離變壓器，使經由該隔離變壓器輸出給該同步整流控制器。
較佳地，該電源轉換裝置是順向式轉換器或返馳式轉換器。
本發明藉由PWM控制器產生一比控制第一MOS開關之第一PWM訊號提前一預定時間的控制訊號，並提供給控制第二MOS開關導通與否的同步整流控制器，使控制第二MOS開關在第一MOS開關導通之前提前該預定時間關閉，可避免工作在連續導通模式時，第二MOS開關與第一MOS開關同時導通而承受瞬間高壓，並能防止逆向電流的產生，使第二MOS開關免於承受關閉時在其汲極和源極之間產生的瞬間高壓而損毁，讓電源轉換裝置能正常且穩定地同時操作在不連續導通模式與連續導通模式。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參見圖3所示，本發明電源轉換裝置的第一較佳實施例是以一順向式(Forward)電源轉換器為例，其主要包括一變壓器T1、一第一MOS開關(主開關)Q1、一PWM控制器1、 一整流濾波電路2、一第二MOS開關(同步整流開關)Q2及一同步整流控制器3。
變壓器T1具有一個一次側繞組Np及一個二次側繞組Ns，該一次側繞組Np的一端與一輸入電壓Vin的高壓側電耦接。
第一MOS開關Q1具有一與變壓器T1的一次側繞組Np的另一端電耦接的第一端(汲極)D，一與輸入電壓Vin的低壓側電耦接的第二端(源極)S及一受控端(閘極)G。
PWM控制器1與第一MOS開關Q1的受控端G電耦接，並產生一第一PWM訊號VGS 控制第一MOS開關Q1導通與否，以及產生一超前第一PWM訊號VGS 的控制訊號VSRP 。
整流濾波電路2是由二極體D、輸出電感Lo及輸出電容Co串聯組成，用以對二次側繞組Ns產生之電壓Vs進行整流濾波，以產生一直流輸出電壓Vo。其中二極體D的P極與二次側繞組Ns的打點端電耦接，輸出電容Co與二次側繞組Ns的非打點端電耦接。
第二MOS開關Q2具有一受控端(閘極)G以及電耦接在二次側繞組Ns與整流濾波電路2之間的一第一端(汲極)D與一第二端(源極)S。更確切地說，第二MOS開關Q2的第一端D與二極體D的N極電耦接，其第二端S與二次側繞組Ns的非打點端電耦接。
同步整流控制器3與第二MOS開關Q2的受控端G電耦接，以控制第二MOS開關Q2導通與否，並接受來自PWM控制器1的該控制訊號VSRP ，以根據該控制訊號VSRP 控制第二 MOS開關Q2於第一MOS開關Q1導通之前關閉。
更確切地說，電源轉換裝置還包括一電壓迴授電路4，其由輸出電壓Vo取得一迴授電壓Vf ，並經由一光耦合器5迴授給PWM控制器1，使根據該迴授電壓Vf 產生一初始PWM訊號VPWM ，如圖4所示。
且如圖5所示，PWM控制器1還包括一第一NAND閘11、一電阻R、一個二極體D、一電容C、一第二NAND閘12、一第三NAND閘13及一第四NAND閘14。第一NAND閘11的兩輸入端電耦接，電阻R的一端接受初始PWM訊號VPWM ，另一端與第一NAND閘的其中一輸入端電耦接；二極體D與電阻R並聯，並與第一NAND閘11的輸入端反向連接，以阻擋初始PWM訊號VPWM 輸入；電容C的一端與第一NAND閘11的其中一輸入端電耦接，另一端接地；第二NAND閘12的兩輸入端與第一NAND閘11的輸出端電耦接，且其輸出端與第一MOS開關Q1電耦接(圖未示)，並輸出該第一PWM訊號VGS ；第三NAND閘13的一輸入端與第一NAND閘11的輸出端電耦接，另一輸入端接受初始PWM訊號，而第四NAND閘14的兩輸入端與第三NAND閘13的輸出端電耦接，且其輸出端輸出該控制訊號VSRP 。
如圖5所示，初始PWM訊號VPWM 經由電阻R與電容C組成的一延遲電路往後延遲一截止時間(Dead Time)TD ，再經由第一NAND閘11反相輸出一第一訊號V11 ，該第一訊號V11 同時被輸出至第二NAND閘12及第三NAND閘13的一輸入端，並經由第二NAND閘12再次反相後，由其輸出端輸 出第一PWM訊號VGS ；同時第一訊號V11 與輸入第三NAND閘13的初始PWM訊號VPWM 經由第三NAND閘進行”NAND”邏輯運算後，輸出一第二訊號V12 ，再經由第四NAND閘14反相後，即產生該控制訊號VSRP 。藉此，控制訊號VSRP 將超前第一PWM訊號VGS 該截止時間(Dead Time)TD ，亦即控制訊號VSRP 的上升緣與第一PWM訊號VGS 的上升緣之間相差該截止時間(Dead Time)TD ，且控制訊號VSRP 的工作週期亦為該截止時間(Dead Time)TD 。此截止時間(Dead Time)TD 為數個ns(10-9 s)等級，其RC時間常數很小，所需的反應時間遠短於負載快速動態變化時間，故此電路能夠正常操作於負載快速動態變化。
且如圖3所示，本實施例的電源轉換裝置還包括一設在PWM控制器1與同步整流控制器3之間的隔離變壓器T2，且PWM控制器1經由隔離變壓器T2將控制訊號VSRP 傳送給同步整流控制器3。更確切地說，本實施例之一：同步整流控制器3可採用類似現有型號NCP4303之同步整流驅動器來實現，且如圖6所示，該同步整流驅動器具有一與輸出電壓Vo電耦接的電源接腳Vcc，與第二MOS開關Q2的第二端S電耦接的一最小關閉時間調整接腳Min_toff及一最小導通時間調整接腳Min_ton，一接受該控制訊號VSRP 輸入的觸發接腳Trig，一與第二MOS開關Q2的第一端D電耦接的電流偵測接腳CS，一補償電感接腳COMP，一接地接腳GND及一與第二MOS開關Q2的受控端G電耦接，以控制第二MOS開關Q2導通與否的驅動接腳DRV。
另參見圖7所示，電流偵測接腳CS與觸發接腳Trig同時經由同步整流控制器3其中的一邏輯電路31與一驅動器32電耦接，且驅動器32的輸出端連接驅動接腳DRV。且配合圖3與圖8所示，當同步整流控制器3工作在不連續導通模式，電流偵測接腳CS會偵測第二MOS開關Q2的第一端D的電壓VDS2 ，當控制第一MOS開關Q1的第一PWM訊號VGS 由高準位降至低準位而關閉第一MOS開關Q1時，第二MOS開關Q2的寄生二極體(body diode)會有電流流過，使得第一端D的電壓VDS2 下降，使電流偵測接腳CS的電位低於一導通臨界電壓Vth_cs_on ，電流偵測接腳CS輸出之訊號經由邏輯電路31輸出一高準位訊號給驅動器32，使經由驅動接腳DRV輸出一足以驅動第二MOS開關Q2的高準位驅動訊號驅動第二MOS開關Q2導通，直到第二MOS開關Q2的第一端D電壓VDS2 上升至使電流偵測接腳CS的電位高於一關閉臨界電壓Vth_cs_off 時，此時流經第二MOS開關Q2的輸出電流IL0 為零，電流偵測接腳CS輸出之訊號經由邏輯電路31輸出一低準位訊號給驅動器32，使經由驅動接腳DRV輸出一低準位驅動訊號將第二MOS開關Q2關閉。藉此，由驅動接腳DRV輸出如圖7所示的一第二PWM訊號VSRGS 控制第二MOS開關Q2在第一MOS開關Q1關閉時導通，並在輸出電流IL0 為零時關閉，而控制訊號VSRP 是比第一PWM訊號VGS 提前該截止時間TD 才輸入觸發接腳Trig，且第二MOS開關Q2在控制訊號VSRP 輸入之前即已關閉，因此，同步整流控制器3在不連續導通模式下，即使負載快速動態 變化亦不會導致第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2同時導通，且由於輸出電流IL0 為零時，第二MOS開關Q2即關閉，因此亦不會產生由輸出電容Co朝輸出電感Lo及第二MOS開關Q2放電的逆向電流。
而當同步整流控制器3工作在連續導通模式時，同樣地，如圖9所示，當第一PWM訊號VGS 由高準位降到低準位而將第一MOS開關Q1關閉時，第二PWM訊號VSRGS 即由低準位上升至高準位而將第二MOS開關Q2導通，但由於在連續導通模式下，第一MOS開關Q1會在輸出電流IL0 降到零之前即被導通，因此第二MOS開關Q2必須在第一MOS開關Q1導通前關閉，以避免第二MOS開關Q2與第一MOS開關Q1同時導通，所以，在第一PWM訊號VGS 由低準位上升至高準位之前，控制訊號VSRP 就會提前輸入同步整流控制器3的觸發接腳Trig，且其上升緣將觸發邏輯電路31輸出一低準位訊給驅動器32，使將由驅動接腳DRV輸出的第二PWM訊號VSRGS 由高準位下降至低準位，而在第一MOS開關Q1導通之前提前關閉第二MOS開關Q2。
藉此，由於第二MOS開關Q2關閉的時間比第一MOS開關Q1導通的時間提前該截止時間TD ，所以可以確保第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2不會同時導通，且如圖10所示，當負載動態改變而在重載轉為輕載的區間t2，由於控制訊號能在第一MOS開關Q1導通之前關閉第二MOS開關Q2，且透過適當選擇PWM控制器1中組成延遲電路的電阻R的阻值與電容C的容值產生之截止時間(Dead Time)TD ， 讓控制訊號VSRP 能在輸出電流IL0 下降至接近零或等於零之前，即觸發同步整流控制器3關閉第二MOS開關Q2，因此可防止在輕載的情況下，由輸出電容Co經由輸出電感Lo朝第二MOS開關Q2放電的逆向電流產生，使第二MOS開關Q2在動態負載變化時免於承受逆向電流在其第一端D和第二端S之間產生的瞬間高壓，而無需顧慮第二MOS開關Q2是否將因耐壓力不足而損毁。
此外，當電源轉換裝置突然關機而沒有電源輸入時，或者當電源轉換裝置一開機時，其輸出電流IL0 亦會降至零而經過零電流區域，此時同步整流控制器3的電流偵測接腳CS將偵測到流經第二MOS開關Q2的輸出電流IL0 為零，電流偵測接腳CS即輸出關閉訊號經由邏輯電路31輸出一低準位訊號給驅動器32，使將由驅動接腳DRV輸出的第二PWM訊號VSRGS 由高準位下降至低準位而將第二MOS開關Q2關閉，以避免產生由輸出電容Co朝輸出電感Lo及第二MOS開關Q2放電的逆向電流。
因此，由上述說明可知，本實施例藉由PWM控制器1根據初始PWM訊號VPWM 產生之控制訊號VSRP ，在第一MOS開關Q1導通之前提前觸發同步整流控制器6關閉第二MOS開關Q2，使第二MOS開關Q2能在第一MOS開關Q1導通及逆向電流產生之前即關閉，使同步整流控制器6在動態負載變化下，除了可工作在不連續導通模式外，亦能夠正常且穩定地工作在連續導通模式；而且在電源轉換裝置關機時亦能防止逆向電流產生。
再參見圖11所示，本發明電源轉換裝置的第二較佳實施例是以一返馳式(Flyback)電源轉換器為例，其主要包括一變壓器T1，一設在變壓器T1一次側的第一MOS開關Q1，一控制第一MOS開關Q1導通與否的PWM控制器1，一設在變壓器T1二次側的輸出電容Co，一設在變壓器T1的二次側與輸出電容Co之間的第二MOS開關Q2及一控制第二MOS開關Q2導通與否的同步整流控制器3。
且如同第一實施例，本實施例之同步整流控制器3亦可採用現有型號NCP4303之同步整流驅動器來實現，並藉由偵測流經第二MOS開關Q2的輸出電流IL0 ，而產生如圖12所示的第二PWM訊號VSRGS 控制第二MOS開關Q2工作在不連續導通模式，並透過PWM控制器1提供控制訊號VSRP 給同步整流控制器3，使在第一PWM訊號VGS 由低準位上升至高準位而導通第一MOS開關Q1之前，觸發同步整流控制器3將第二PWM訊號VSRGS 由高準位下降至低準位，而提前該截止時間TD 關閉第二MOS開關Q2，以避免第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2同時導通，並在輸出電流Ico為零(例如動態負載變化時由重載轉為輕載的區間)之前，即關閉第二MOS開關Q2，而防止逆向電流的產生，使返馳式電源轉換器能正常且穩定地工作在不連續導通模式。
此外，值得一提的是，本發明之同步整流控制器3亦可採用類似習知型號STSR30之同步整流控制器，利用數位電路的上數計數器和下數計數器計算第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2的上一個工作週期，做為主第一MOS開關 Q1與第二MOS開關Q2的下一個工作週期，而操作在不連續導通模式(DCM)與連續導通模式(CCM)，並透過PWM控制器1產生之控制訊號VSRP 控制同步整流控制器3提前在第一MOS開關Q1導通之前關閉第二MOS開關Q2，而同樣能達到防止第一MOS開關Q1及第二MOS開關Q2同時導通及防止逆向電流產生之功效。
另外，本發明之同步整流控制器3亦可採用類似習知型號FAN6204之同步整流控制器，利用伏特-秒平衡定理與電容充放電時間來控制第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2的導通時間，亦即當第一MOS開關Q1導通時，令電容開始充電直到第一MOS開關Q1關閉時，令電容開始放電並使第二MOS開關Q2導通直到電容放完電，藉此操作在不連續導通模式及連續導通模式，並且藉由PWM控制器1產生之控制訊號VSRP 控制同步整流控制器3提前在第一MOS開關Q1導通之前關閉第二MOS開關Q2，亦同樣能達到防止第一MOS開關Q1及第二MOS開關Q2同時導通及防止逆向電流產生之功效。
綜上所述，上述實施例藉由PWM控制器1產生一比控制第一MOS開關Q1之第一PWM訊號VGS 的導通時間提前一截止時間TD 的控制訊號VSRP ，並提供給控制第二MOS開關Q2導通與否的同步整流控制器3，使控制第二MOS開關Q2在第一MOS開關Q1導通之前提前該截止時間TD 關閉，可避免在連續導通模式時，第二MOS開關與第一MOS開關Q1同時導通而承受瞬間高壓，並防止逆向電流的產生，讓電 源轉換裝置能正常且穩定地操作在不連續導通模式與連續導通模式，並且在電源轉換裝置關機時亦能防止逆向電流產生，確實達成本發明的功效和目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧PWM控制器
2‧‧‧整流濾波電路
3‧‧‧同步整流控制器
4‧‧‧電壓迴授電路
5‧‧‧光耦合器
31‧‧‧邏輯電路
32‧‧‧驅動器
T1‧‧‧變壓器
T2‧‧‧隔離變壓器
Q1‧‧‧第一MOS開關
Q2‧‧‧第二MOS開關
Np‧‧‧一次側繞組
Ns‧‧‧二次側繞組
Lo‧‧‧輸出電感
Co‧‧‧輸出電容
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
VGS ‧‧‧第一PWM訊號
VSRP ‧‧‧控制訊號
VSRGS ‧‧‧第二PWM訊號
D‧‧‧預設時間
t2‧‧‧重載轉為輕載的區間
圖1是現有順向式電源供應器的電路示意圖；圖2顯示在連續導通模式下，負載動態改變而由重載轉為輕載的區間t1，當輸出電流IL0 為零而二次側同步整流開關Q2仍然導通時，則會出現由輸出電容Co朝輸出電感Lo及二次側同步整流開關Q2放電的逆向電流Ir，並在二次側同步整流開關Q2上產生瞬間高壓突波；圖3是本發明電源轉換裝置的第一較佳實施例的順向式電源轉換器電路示意圖；圖4是第一實施例的PWM控制器產生第一PWM訊號VGS 及控制訊號VSRP 的過程波形圖；圖5是第一實施例的PWM控制器產生第一PWM訊號VGS 及控制訊號VSRP 的邏輯電路圖；圖6顯示第一實施例的同步整流控制器的外觀接腳示意圖；圖7顯示第一實施例的同步整流控制器的細部電路圖； 圖8顯示第一實施例在不連續導通模式下，控制第一MOS開關的第一PWM訊號VGS ，控制第二MOS開關的第二PWM訊號VSRGS ，控制第二MOS開關關閉的控制訊號VSRP ，以及在輸出電感Lo上對應產生的電壓VL0 及輸出電流IL0 波形；圖9顯示第一實施例在連續導通模式下，控制第一MOS開關的第一PWM訊號VGS ，控制第二MOS開關的第二PWM訊號VSRGS ，控制第二MOS開關關閉的控制訊號VSRP ，以及在輸出電感Lo上對應產生的電壓VL0 及輸出電流IL0 波形；圖10顯示在連續導通模式下，負載動態改變而在重載轉為輕載的區間t2，在輸出電流IL0 下降至接近零或等於零之前，第二MOS開關Q2即已被關閉，因此不會產生由輸出電容Co經由輸出電感Lo朝第二MOS開關Q2放電的逆向電流，因此不會在第二MOS開關Q2上產生瞬間高壓突波；圖11是本發明電源轉換裝置的第二較佳實施例的返馳式電源轉換器電路示意圖；及圖12顯示第二實施例控制第一MOS開關的第一PWM訊號VGS ，控制第二MOS開關的第二PWM訊號VSRGS ，控制第二MOS開關Q2關閉的控制訊號VSRP ，以及在輸出電容Co上對應產生的電壓Vs及輸出電流IC0 波形。
1‧‧‧PWM控制器
2‧‧‧整流濾波電路
3‧‧‧同步整流控制器
4‧‧‧電壓迴授電路
5‧‧‧光耦合器
T1‧‧‧變壓器
T2‧‧‧隔離變壓器
Q1‧‧‧第一MOS開關
Q2‧‧‧第二MOS開關
Np‧‧‧一次側繞組
Ns‧‧‧二次側繞組
Lo‧‧‧輸出電感
Co‧‧‧輸出電容
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (12)

  1. 一種電源轉換裝置，包括：一變壓器，具有一個一次側繞組及一個二次側繞組，該一次側繞組的一端接受一輸入電壓；一第一MOS開關，具有一與該一次側繞組的另一端電耦接的第一端，一接地的第二端及一受控端；一PWM控制器，與該第一MOS開關的該受控端電耦接，並產生一第一PWM訊號控制該第一MOS開關導通與否，以及產生一超前該第一PWM訊號的控制訊號；一整流濾波電路，對該二次側繞組產生之電壓進行整流濾波，以產生一直流輸出電壓；一第二MOS開關，具有一受控端及一電耦接在該二次側繞組與該整流濾波電路之間的一第一端與一第二端；及一同步整流控制器，與該第二MOS開關的該受控端電耦接，以控制該第二MOS開關導通與否，並接受來自該PWM控制器的該控制訊號，以根據該控制訊號控制該第二MOS開關於該第一MOS開關導通之前關閉。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該PWM控制器產生一初始PWM訊號，並包括一個第一NAND閘、一個電阻、一個二極體、一個電容、一個第二NAND閘、一個第三NAND閘及一個第四NAND閘，該第一NAND閘的兩輸入端電耦接，該電阻的一端接受該初始PWM訊號，另一端與該第一NAND閘的其中一輸入端電耦接，該二極體與該電阻並聯且阻擋該初始PWM訊號輸入，該電容的一端 與該第一NAND閘的其中一輸入端電耦接，另一端接地，該第二NAND閘的兩輸入端與該第一NAND閘的輸出端電耦接，該第三NAND閘的一輸入端與該第一NAND閘的輸出端電耦接，另一輸入端接受該初始PWM訊號，且該第四NAND閘的兩輸入端與該第三NAND閘的輸出端電耦接；該初始PWM訊號經由該電阻與電容構成之一延遲電路延遲一預定時間，再經由該第一NAND閘輸出至該第二NAND閘，而由該第二NAND閘的輸出端輸出該第一PWM訊號，且由第一NAND閘輸出的訊號和該初始PWM訊號分別輸入該第三NAND閘，再經由該第三NAND閘輸出至該第四NAND閘，而由該第四NAND閘的輸出端輸出該控制訊號。
  3. 依據申請專利範圍第1或2項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器利用偵測流經該第二MOS開關的電流大小的方式產生一控制該第二MOS開關導通及關閉的第二PWM訊號。
  4. 依據申請專利範圍第3項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器具有一與該直流輸出電壓電耦接的電源接腳，一接受該控制訊號輸入的觸發接腳，一與該第二MOS開關的第一端電耦接，以偵測流經該第二MOS開關的電流大小的電流偵測接腳，以及一與該第二MOS開關的受控端電耦接，並輸出該第二PWM訊號以控制該第二MOS開關導通與否的驅動接腳。
  5. 依據申請專利範圍第4項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器還包括一邏輯電路及一驅動器，且該電流偵 測接腳與該觸發接腳同時經由該邏輯電路與該驅動器電耦接，且該驅動器的輸出端連接該驅動接腳；當該同步整流控制器工作在不連續導通模式，該第二MOS開關的第一端的電壓下降至使該電流偵測接腳的電位低於一導通臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一導通訊號經由該邏輯電路產生一高準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出驅動該第二MOS開關導通的該第二PWM訊號，直到該第二MOS開關的第一端的電壓上升至使該電流偵測接腳的電位高於一關閉臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一關閉訊號經由該邏輯電路產生一低準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出關閉該第二MOS開關的該第二PWM訊號。
  6. 依據申請專利範圍第4項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器操作在連續導通模式時，由該觸發接腳輸入的該控制訊號會觸發該驅動接腳，使輸出該第二PWM訊號提前在該第一MOS開關導通之前關閉該第二MOS開關。
  7. 依據申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器還包括一邏輯電路及一驅動器，且該電流偵測接腳與該觸發接腳同時經由該邏輯電路與該驅動器電耦接，且該驅動器的輸出端連接該驅動接腳；在連續導通模式下，該第二MOS開關的第一端的電壓下降至使該電流偵測接腳的電位低於一導通臨界電壓時，該電流偵測接腳輸出一導通訊號經由該邏輯電路產生一高準位訊號給該驅動器，使經由該驅動接腳輸出驅動該第二MOS開關導通的該第二PWM訊號，直到由該觸發接腳輸入的該控制訊號 觸發該邏輯電路產生一低準位訊號給該驅動器，使控制其輸出的該第二PWM訊號提前在該第一MOS開關導通之前關閉該第二MOS開關。
  8. 依據申請專利範圍第1或2項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器操作在不連續導通模式時，利用計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式，產生一控制該第二MOS開關導通及關閉的第二PWM訊號。
  9. 依據申請專利範圍第8項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式是利用一數位電路中的上數計數器和下數計數器計算該第一MOS開關與第二MOS開關的上一個工作週期，做為該第一MOS開關與第二MOS開關的下一個工作週期而產生該第二PWM訊號。
  10. 依據申請專利範圍第8項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制器計算第一MOS開關與第二MOS開關的工作週期的方式是利用伏特-秒平衡定理與計算一電容之充放電時間來產生控制該第二MOS開關導通與否的該第二PWM訊號。
  11. 依據申請專利範圍第1或2項所述的電源轉換裝置，還包括一設在該PWM控制器與該同步整流控制器之間的隔離變壓器，且該PWM控制器將該控制訊號輸出至該隔離變壓器，使經由該隔離變壓器輸出給該同步整流控制器。
  12. 依據申請專利範圍第1或2項所述的電源轉換裝置，其中該電源轉換裝置是順向式轉換器或返馳式轉換器。
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