TWI451675B - 同步整流控制電路及電源轉換裝置 - Google Patents

同步整流控制電路及電源轉換裝置 Download PDF

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Description

同步整流控制電路及電源轉換裝置
本發明是有關於一種電源轉換器，特別是指一種採用同步整流電路的電源轉換裝置。
習知順向式電源轉換器的一次側設置一主開關，其二次側設置一由整流二極體組成的整流電路，但整流二極體在導通時會產生相當大的導通損失。因此，如圖1所示，現有的順向式電源轉換器的變壓器T1二次側多改以一同步整流開關(MOS開關)Q2來取代整流二極體，並以一同步整流控制器6來控制該同步整流開關Q2導通與否。
且現有的同步整流控制器6可因應電源轉換器的負載不同需求而操作在不連續導通模式(DCM)或連續導通模式(CCM)，例如習知型號SG6203的同步整流控制器可利用偵測同步整流開關Q2上壓降，藉此用以偵測電流大小的方式，在偵測到同步整流開關電流降至零時，關閉同步整流開關Q2，然而此類控制方法只適合操作在不連續導通模式。在連續導通模式(CCM)下，由於同步整流開關Q2需要在輸出電流(即流經同步整流開關Q2的電流)尚未降到零時即被關閉，因此SG6203同步整流控制器即無法利用偵測同步整流開關Q2上電流大小的方式工作在連續導通模式。SG6203需利用一個RC觸發器強制關閉同步整流開關。然而，這方示並不適用於快速變動式負載條件由於受限於RC時間常數。
此外，習知型號STSR30之同步整流控制器是利用數位電路中的上數計數器和下數計數器計算主開關Q1與同步整流開關Q2的上一個工作週期，做為主開關Q1與同步整流開關Q2的下一個工作週期，且能夠操作在不連續導通模式(DCM)與連續導通模式(CCM)。
另外，習知型號FAN6204之同步整流控制器則是利用伏特-秒平衡定理與電容充放電時間來控制主開關Q1與同步整流開關Q2的導通時間，亦即當主開關Q1導通時，電容開始充電直到主關關Q1關閉時，電容開始放電並使同步整流開關Q2導通直到電容放完電，藉此操作在不連續導通模式及連續導通模式。
但是由於不論上述型號SG6203，型號STSR30或型號FAN6204之同步整流控制器皆需要利用電容充放電來進行計時或決定開關的導通或關閉時間，但電容充放電需要反應時間，以致當負載快速動態變化時，例如圖2所示，在負載由重載轉為輕載的區間t1，同步整流控制器將因電容充放電需要時間而來不及跟上主開關Q1的切換變化，以致無法及時關閉同步整流開關Q2，導致同步整流開關Q2尚未關閉時，一次側之主開關Q1即導通，致使同步整流開關Q2需承受變壓器二次側繞組感應自一次側的瞬間高壓；同時，由於同步整流開關Q2仍然導通，使得輸出電流IL0 降至零時，將出現由輸出電容Co朝輸出電感Lo及同步整流開關Q2放電的逆向電流Ir，致使同步整流開關Q2在關閉的瞬間，於同步整流開關Q2的汲極和源極之間會產生一瞬 間高壓Vp，若同步整流開關Q2的耐壓力不足則將因遭受該瞬間高壓Vp而損毀。
此逆電流Ir不僅發生在負載快速動態變化時，它也出現在電源轉換器開、關機時。當電源轉換器開、關機時，輸出電流IL0 亦會經過零電流區域，若不適時關閉同步整流開關，則同步整流開關Q2將遭受瞬間高壓Vp而損毀。美國第US7589982號專利揭露一具有反向電流抑制器的同步整流順向轉換器，其可在順向式轉換器關機時提早將整流開關關閉，以消除或降低逆向電流。然該專利亦無法在動態負載變化的情況下避免逆向電流的產生。
因此，本發明之目的，即在提供一種確保電路無論在連續導通模式或不連續導通模式操作下，都可避免變壓器一、二次側的開關同時導通，並能避免負載動態變化或開、關機時產生逆向電流，以提升電路穩定性之電源轉換裝置。
為達到上述目的，本發明的電源轉換裝置包括一主開關、一同步整流開關、一產生一第一驅動訊號以控制該主開關導通與否的PWM控制器、一包括一輸出電感及一輸出電容的整流濾波電路，其對流經其中之電流進行儲能與釋能，並於該輸出電容產生一輸出電壓，以及一同步整流控制電路，其包括一取樣電路、一差動放大電路、一比較電路及一驅動電路；其中該取樣電路與該輸出電感電耦接，以擷取該輸出電感兩端的一電壓訊號；該差動放大電路接受該電壓訊號、該輸出電壓及一補償電壓輸入，並衰減該 電壓訊號以輸出一放大訊號，且該放大訊號是衰減後的該電壓訊號加上該輸出電壓及該補償電壓；該比較電路比較該放大訊號及該輸出電壓，以產生一觸發訊號；該驅動電路控制該同步整流開關導通與否，並根據該第一驅動訊號及該觸發訊號產生一第二驅動訊號，該第二驅動訊號控制該同步整流開關於該主開關關閉時導通，並在該主開關導通之前關閉。
較佳地，該取樣電路是由一取樣電阻及一取樣電容串聯組成並與該輸出電感的兩端並聯的一RC電路。
較佳地，該差動放大電路包括一運算放大器，一連接在該運算放大器的正輸入端與該取樣電容的一端之間的第一電阻，一連接在該運算放大器的負輸入端與該取樣電容的另一端之間的第二電阻，一連接在該運算放大器的正輸入端與一提供該補償電壓的補償電壓源的一正端的第三電阻，一連接在該運算放大器的該負輸入端與輸出端之間的第四電阻，且該補償電壓源的一負端連接於該輸出電感與該輸出電容相連接的一端，並由該運算放大器的輸出端輸出該放大訊號。
較佳地，該比較電路包括一比較器，且該驅動電路包括一D型正反器，該比較器的負輸入端接受該放大訊號輸入，而其正輸入端接受該輸出電壓輸入，以比較兩者之大小並輸出該觸發訊號至該D型正反器的一重置端，且該D型正反器的一D端接受一高準位訊號輸入，其觸發端受該第一驅動訊號的下降緣觸發，使得該第一驅動訊號由高準 位下降至低準位時，該D型正反器的Q端輸出一高準位訊號，直到該觸發訊號的上升緣觸發該D型正反器的重置端，使該Q端輸出一低準位訊號，藉此，產生該第二驅動訊號。
較佳地，該電源轉換裝置還包括一保護電路，其偵測到該主開關導通、偵測到該輸出電壓未達到一預設值或偵測到該電源轉換器不正常動作時，即輸出一保護訊號至該驅動電路，使立即關閉該同步整流開關。
較佳地，該電源轉換裝置是一隔離順向式電源轉換器或一非隔離降壓型電源轉換器，其中該隔離順向式電源轉換器包括一變壓器，且該主開關與該變壓器的一次側繞組電耦接，該同步整流開關與該變壓器的二次側繞組電耦接；且在該非隔離降壓型電源轉換器中，該主開關與該同步整流開關的一端共同與該輸出電感的一端電耦接。
本發明利用藉由同步整流控制電路的取樣電路取得輸出電感上的電壓變化訊號，並經由差動放大電路適當衰減該電壓變化訊號後加上輸出電壓及補償電壓以得到一放大訊號，再將該放大訊號與輸出電壓進行比較，而得到控制第二MOS開關關閉的觸發訊號，其在第一MOS開關導通之前提前觸發驅動電路關閉第二MOS開關，使得第二MOS開關能在第一MOS開關導通前以及逆向電流產生之前即關閉，讓電源轉換裝置在動態負載變化下能正常且穩定地同時工作在不連續導通模式及連續導通模式，並防止電源轉換裝置關機或開機時產生逆向電流，確實達成本發明的功 效和目的。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參見圖3所示，本發明電源轉換裝置的第一較佳實施例是以一隔離順向式電源轉換器為例，其主要包括一變壓器T1、一設於變壓器T1的一次側的第一MOS開關(主開關)Q1、一控制第一MOS開關Q1導通與否的PWM控制器1、設於變壓器T1的二次側的一整流濾波電路2及一第二MOS開關(同步整流開關)Q2，以及一控制第二MOS開關Q2導通與否的同步整流控制電路3。
變壓器T1具有一個一次側繞組Np及一個二次側繞組Ns，該一次側繞組Np的一端與一輸入電壓Vin的高壓側電耦接。
第一MOS開關Q1具有一與變壓器T1的一次側繞組Np的另一端電耦接的第一端(汲極)D，一與輸入電壓Vin的低壓側電耦接的第二端(源極)S及一受控端(閘極)G。
PWM控制器1與第一MOS開關Q1的受控端G電耦接，並產生一第一驅動訊號VGS1 控制第一MOS開關Q1導通與否。
整流濾波電路2由二極體D2 、輸出電感Lo及輸出電容Co串聯組成，用以對二次側繞組Ns產生之電壓Vs進行整流濾波，並由輸出電容Co產生一直流輸出電壓Vo。其中二極體D2 的P極與二次側繞組Ns的打點端電耦接，輸出 電容Co與二次側繞組Ns的非打點端電耦接。
第二MOS開關Q2具有一受控端(閘極)G以及電耦接在二次側繞組Ns與整流濾波電路2之間的一第一端(汲極)D與一第二端(源極)S。更確切地說，第二MOS開關Q2的第一端D與二極體D的N極電耦接，其第二端S與二次側繞組Ns的非打點端電耦接。
同步整流控制電路3包括一取樣電路31、一差動放大電路32、一比較電路33及一驅動電路34。其中取樣電路31與輸出電感Lo電耦接，以擷取輸出電感Lo兩端的一電壓變化訊號Vsa並輸出至差動放大電路32。差動放大電路32接受該電壓變化訊號Vsa、該輸出電壓VO 以及一補償電壓Voffset 輸入，並衰減該電壓變化訊號Vsa以輸出一放大訊號Va至比較電路33，且該放大訊號Va是衰減後的該電壓變化訊號加上輸出電壓VO 及補償電壓Voffset 。比較電路33比較放大訊號Va及該輸出電壓VO ，而產生一觸發訊號VSR 並輸出至驅動電路34。驅動電路34控制第二MOS開關Q2導通與否，其根據第一驅動訊號VGS1 及該觸發訊號VSR 產生一第二驅動訊號VGS2 ，使該第二驅動訊號VGS2 控制第二MOS開關Q2於第一MOS開關Q1關閉時導通，並在第一MOS開關Q1導通之前關閉。藉此，防止第二MOS開關Q2與第一MOS開關Q1同時導通。
更確切地說，如圖4所示，取樣電路31包含由一取樣電阻RS 及一取樣電容CS 串聯組成，並與輸出電感LO 的兩端並聯的一RC電路，其主要利用輸出電感LO 上伏-秒平衡 定律(Volt-Second Balance Theorem)，透過RC電路進行積分(充、放電)來擷取輸出電感LO 電流，故RC電路所產生的電壓變化訊號Vsa可等效為電感電流。參見圖5所示，是電源轉換裝置工作在不連續模式時，取樣電路31從輸出電感Lo上取得的電壓變化訊號Vsa，且參見圖6所示，是電源轉換裝置工作在連續模式時，取樣電路31從輸出電感Lo上取得的電壓變化訊號Vsa。
差動放大電路32包括一運算放大器35，一連接在運算放大器35的正輸入端與取樣電容CS 的一端之間的第一電阻R1，一連接在運算放大器35的負輸入端與取樣電容CS 的另一端之間的第二電阻R2，一連接在運算放大器35的正輸入端與一提供該補償電壓Voffset 的補償電壓源36的一正端的第三電阻R3，及一連接在運算放大器35的負輸入端與輸出端之間的第四電阻R4，且該補償電壓源36的一負端連接於輸出電感LO 與輸出電容CO 相連接的一端，第一電阻R1 、第二電阻R2 、第三電阻R3 、第四電阻R4 及運算放大器35共同組成一差動放大器，並對電壓變化訊號Vsa進行衰減而輸出衰減後的該電壓變化訊號，再於衰減後的該電壓變化訊號上疊加該輸出電壓Vo及補償電壓Voffset 而輸出該放大訊號Va。且如圖5所示，是電源轉換裝置工作在不連續模式時，差動放大電路32輸出之放大訊號Va，又如圖6所示，是電源轉換裝置工作在連續模式時，差動放大電路32輸出之放大訊號Va。
比較電路33包括一比較器37，且驅動電路34包括一 D型正反器38，比較器37的負輸入端接受該放大訊號Va輸入，而其正輸入端接受該輸出電壓Vo輸入，以比較兩者之大小並產生該觸發訊號VSR ，且如圖5所示，電源轉換裝置工作在不連續模式時，該觸發訊號VSR 的上升緣是對應於電壓變化訊號Vsa的零點，且其脈波寬度則取決於補償電壓Voffset 的大小。又如圖6所示，電源轉換裝置工作在連續模式時，該觸發訊號VSR 的上升緣及其脈波寬度是取決於補償電壓Voffset 的大小，亦即可以藉由調整補償電壓Voffset 來調整第二MOS開關Q2的工作周期以及第二MOS開關Q2提前關閉的時間點，或稱截止時間(Dead Time)TD ，即從第二MOS開關Q2關閉至第一MOS開關Q1導通之間的時間。且此截止時間(Dead Time)TD 為數個ns(10-9 s)等級，所需的反應時間遠短於負載快速動態變化時間，故此電路能夠正常操作於負載快速動態變化。
然後，如圖4所示，觸發訊號VSR 被輸入至D型正反器38的一重置端RST，且D型正反器38的一D端接受一高準位訊號，例如12V電壓輸入，且其觸發端CK接受第一驅動訊號VGS1 輸入，並被第一驅動訊號VGS1 的下降緣觸發，且第一驅動訊號VGS1 是PWM控制器1輸出至一隔離變壓器T2，再由該隔離變壓器T2輸出至D型正反器38的觸發端CK。
因此，當電源轉換裝置工作在不連續模式時，配合圖4及圖5所示，當第一驅動訊號VGS1 由高準位下降至低準位時(下降緣觸發)，D型正反器38的Q端輸出一高準位訊 號驅動第二MOS開關Q2導通，直到觸發訊號VSR 的上升緣觸發D型正反器38的重置端RST，使Q端輸出一低準位訊號將第二MOS開關Q2關閉。藉此，產生控制第二MOS開關Q2的該第二驅動訊號VGS2 ，其讓第二MOS開關Q2在第一MOS開關Q1關閉時即導通，並在電壓變化訊號Vsa為零時(此時輸出電流IL0 為零)關閉，使電源轉換裝置能正常工作在不連續模式。藉此，由於第二MOS開關Q2在輸出電流IL0 為零時即已關閉，因此，在不連續導通模式下，即使負載快速動態變化亦不會導致第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2同時導通，且由於輸出電流IL0 為零時，第二MOS開關Q2即關閉，因此亦不會產生由輸出電容Co朝輸出電感Lo及第二MOS開關Q2放電的逆向電流。
同理，當電源轉換裝置工作在連續模式時，配合圖4與圖6所示，當第一驅動訊號VGS1 由高準位下降至低準位時(下降緣觸發)，D型正反器38的Q端輸出一高準位訊號驅動第二MOS開關Q2導通，直到觸發訊號VSR 的上升緣觸發D型正反器38的重置端RST，使Q端輸出一低準位訊號將第二MOS開關Q2關閉。藉此，產生控制第二MOS開關Q2的該第二驅動訊號VGS2 ，其讓第二MOS開關Q2在第一MOS開關Q1關閉時即導通，並在電壓變化訊號Vsa下降至小於輸出電壓Vo時(此時輸出電流IL0 大於零)關閉，使第二MOS開關Q2能提前在第一MOS開關Q1導通之前關閉，讓電源轉換裝置能正常工作在連續模式。而且，在連續導通模式下，第一MOS開關Q1會在輸出電流IL0 降到零之前 即被導通，因此第二MOS開關Q2必須在第一MOS開關Q1導通前關閉，以避免第二MOS開關Q2與第一MOS開關Q1同時導通，所以，在第一驅動訊號VGS1 由低準位上升至高準位之前，觸發訊號VSR 就會提前觸發D型正反器38的重置端RST，使將輸出的第二驅動訊號VGS2 由高準位下降至低準位，而在第一MOS開關Q1導通之前提前關閉第二MOS開關Q2。
藉此，如圖8所示，由於第二MOS開關Q2關閉的時間比第一MOS開關Q1導通的時間提前該截止時間TD ，所以可以確保第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2不會同時導通，因此，如圖9所示，當負載動態改變而在重載轉為輕載的區間t2，由於觸發訊號VSR 能在第一MOS開關Q1導通之前關閉第二MOS開關Q2，且透過適當選擇補償電壓Voffset 來決定截止時間(Dead Time)TD ，讓觸發訊號VSR 能在輸出電流IL0 下降至接近零或等於零之前，即觸發驅動電路34關閉第二MOS開關Q2，藉此可防止在輕載的情況下，由輸出電容Co經由輸出電感Lo朝第二MOS開關Q2放電的逆向電流產生，使第二MOS開關Q2在動態負載變化時免於因承受逆向電流在其第一端D和第二端S之間產生的瞬間高壓而損毀。
此外，當電源轉換裝置突然關機而沒有電源輸入時，或者當電源轉換裝置一開機時，其輸出電流IL0 亦會降至零而經過零電流區域，此時，電壓變化訊號Vsa會將輸出電流IL0 的變化反應在放大訊號Va上，使比較電路33即時產 生觸發訊號VSR 觸發驅動電路34，將輸出的第二驅動訊號VGS2 由高準位下降至低準位而將第二MOS開關Q2關閉，以避免產生由輸出電容Co朝輸出電感Lo及第二MOS開關Q2放電的逆向電流。
因此，由上述說明可知，本實施例藉由取樣電路31取得輸出電感L0 上的一電壓變化訊號Vsa，並經由差動放大電路32適當衰減該電壓變化訊號Vsa後加上輸出電壓Vo及一補償電壓Voffset 以得到一放大訊號Va後，再將放大訊號Va與輸出電壓Vo進行比較，以得到觸發訊號VSR ，使在第一MOS開關Q1導通之前提前觸發驅動電路34關閉第二MOS開關Q2，使得第二MOS開關Q2能在第一MOS開關Q1導通以及逆向電流產生之前即關閉，讓電源轉換裝置在動態負載變化下能正常且穩定地同時工作在不連續導通模式及連續導通模式，並防止電源轉換裝置關機或開機時產生逆向電流。
此外，如圖3所示，本實施例之電源轉換裝置還進一步包括一保護電路39，其在偵測到該第一MOS開關導通、偵測到輸出電壓Vo未達到一預設值，例如輸出額定值的90%，或者偵測到電源轉換裝置不正常動作時，即輸出一保護訊號至驅動電路34，使立即關閉該第二MOS開關Q2。更確切地說，如圖4所示，保護電路39接受輸出電壓Vo、接受來自PWM控制器1的第一驅動訊號VGS1 及/或接受電源轉換裝置的一系統內部管理功能(housekeeping)積體電路(IC)送出的一故障保護輸出(FPO)訊號，並在偵測輸出電壓 Vo過電壓或欠電壓時，藉由第一驅動訊號VGS1 偵測到第一MOS開關Q1導通時，或在收到該故障保護輸出(FPO)訊號時，即輸出一觸發訊號觸發驅動電路34的D型正反器38之重置端RST，使D型正反器38的Q端輸出低準位訊號而關閉第二MOS開關Q2，藉此電路不正常動作時，第二MOS開關Q2不會被開啟。
再參見圖10所示，本發明電源轉換裝置的第二較佳實施例是以一非隔離降壓型電源轉換器為例，其與第一實施例的主要差別在於第一MOS開關Q1與第二MOS開關Q2是直接電耦接，沒有以變壓器隔離，而其控制第二MOS開關Q2之同步整流控制電路3則與第一實施例完全相同，並同樣能同時正常操作在不連續模式及連續模式，且達到防止第一MOS開關Q1及第二MOS開關Q2同時導通，及避免逆向電流產生之功效，故在此不再贅述。
綜上所述，上述實施例藉由同步整流控制電路3的取樣電路31取得輸出電感L0 上的一電壓變化訊號Vsa，並經由差動放大電路32適當衰減該電壓變化訊號Vsa後加上輸出電壓Vo及一補償電壓Voffset 以得到一放大訊號Va後，再將放大訊號Va與輸出電壓Vo進行比較，以得到觸發訊號VSR ，使在第一MOS開關Q1導通之前提前觸發驅動電路34關閉第二MOS開關Q2，使得第二MOS開關Q2能在第一MOS開關Q1導通以及逆向電流產生之前即關閉，讓電源轉換裝置在動態負載變化下能正常且穩定地同時工作在不連續導通模式及連續導通模式，並防止電源轉換裝置關機或開機 時產生逆向電流，確實達成本發明的功效和目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧PWM控制器
2‧‧‧整流濾波電路
3‧‧‧同步整流電路
31‧‧‧取樣電路
32‧‧‧差動放大電路
33‧‧‧比較電路
34‧‧‧驅動電路
35‧‧‧運算放大器
36‧‧‧補償電壓源
37‧‧‧比較器
38‧‧‧D型正反器
39‧‧‧保護電路
T1‧‧‧變壓器
T2‧‧‧隔離變壓器
Q1‧‧‧第一MOS開關
Q2‧‧‧第二MOS開關
Np‧‧‧一次側繞組
Ns‧‧‧二次側繞組
Vin‧‧‧輸入電壓
VGS1 ‧‧‧第一PWM驅動訊號
VGS2 ‧‧‧第二PWM驅動訊號
D2 ‧‧‧二極體
Lo‧‧‧輸出電感
Co‧‧‧輸出電容
Vs‧‧‧電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vsa‧‧‧電壓變化訊號
Voffset ‧‧‧補償電壓
Va‧‧‧放大訊號
VSR ‧‧‧觸發訊號
Rs‧‧‧取樣電阻
Cs‧‧‧取樣電容
R1 ‧‧‧第一電阻
R2 ‧‧‧第二電阻
R3 ‧‧‧第三電阻
R4 ‧‧‧第四電阻
TD‧‧‧截止時間
RST‧‧‧重置端
CK‧‧‧觸發端
圖1顯示現有隔離順向式電源供應器的電路示意圖；圖2顯示在連續導通模式下，負載動態改變而由重載轉為輕載的區間t1，當輸出電流IL0 為零而二次側同步整流開關Q2仍然導通時，則會出現由輸出電容Co朝輸出電感Lo及二次側同步整流開關Q2放電的逆向電流Ir，並在二次側同步整流開關Q2上產生瞬間高壓突波；圖3顯示本發明電源轉換裝置的第一較佳實施例隔離順向式電源轉換器的電路方塊圖；圖4顯示第一實施例中各個電路方塊的詳細電路；圖5顯示第一實施例在不連續導通模式下產生觸發訊號VSR 及控制第二MOS開關的第二驅動訊號VGS2 的波形示意圖；圖6顯示第一實施例在連續導通模式下產生觸發訊號VSR 及控制第二MOS開關的第二驅動訊號VGS2 的波形示意圖；圖7顯示在連續導通模式下，負載動態改變而在重載轉為輕載的區間t2，在輸出電流IL0 下降至接近零或等於零之前，第二MOS開關Q2即已被關閉，故不會產生由輸出電容Co經由輸出電感Lo朝第二MOS開關Q2放電的逆向電 流，因此不會在第二MOS開關Q2上產生瞬間高壓突波；及圖8是本發明電源轉換裝置的第二較佳實施例非隔離降壓型電源轉換器的電路方塊圖。
1‧‧‧PWM控制器
2‧‧‧整流濾波電路
3‧‧‧同步整流電路
31‧‧‧取樣電路
32‧‧‧差動放大電路
33‧‧‧比較電路
34‧‧‧驅動電路
36‧‧‧補償電壓源
39‧‧‧保護電路
T1‧‧‧變壓器
Vo‧‧‧輸出電壓
T2‧‧‧隔離變壓器
Q1‧‧‧第一MOS開關
Q2‧‧‧第二MOS開關
Np‧‧‧一次側繞組
Ns‧‧‧二次側繞組
Vin‧‧‧輸入電壓
VGS1 ‧‧‧第一驅動訊號
VGS2 ‧‧‧第二驅動訊號
Voffset ‧‧‧補償電壓

Claims (11)

  1. 一種同步整流控制電路，應用於一電源轉換裝置，該電源轉換裝置包括一主開關、一同步整流開關、一端與該同步整流開關的一端電耦接的一輸出電感，以及一電耦接在該同步整流開關的另一端與該輸出電感的另一端之間，以提供一輸出電壓的輸出電容；該同步整流控制電路包括：一取樣電路，與該輸出電感電耦接，以擷取該輸出電感兩端的一電壓訊號；一差動放大電路，接受該電壓訊號、該輸出電壓及一補償電壓輸入，並衰減該電壓訊號以輸出一放大訊號，且該放大訊號是衰減後的該電壓訊號加上該輸出電壓及該補償電壓；一比較電路，比較該放大訊號及該輸出電壓，以產生一觸發訊號；及一驅動電路，控制該同步整流開關導通與否，並根據一第一驅動訊號及該觸發訊號產生一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號用以控制該主開關導通與否，該第二驅動訊號控制該同步整流開關於該主開關關閉時導通，並在該主開關導通之前關閉。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中該取樣電路是由一取樣電阻及一取樣電容串聯組成並與該輸出電感的兩端並聯的一RC電路。
  3. 依據申請專利範圍第2項所述的同步整流控制電路，其中該差動放大電路包括一運算放大器，一連接在該運算放大 器的正輸入端與該取樣電容的一端之間的第一電阻，一連接在該運算放大器的負輸入端與該取樣電容的另一端之間的第二電阻，一連接在該運算放大器的正輸入端與一提供該補償電壓的補償電壓源的一正端的第三電阻，一連接在該運算放大器的該負輸入端與輸出端之間的第四電阻，且該補償電壓源的一負端連接於該輸出電感與該輸出電容相連接的一端，並由該運算放大器的輸出端輸出該放大訊號。
  4. 依據申請專利範圍第1、2或3項所述的同步整流控制電路，其中該比較電路包括一比較器，且該驅動電路包括一D型正反器，該比較器的負輸入端接受該放大訊號輸入，而其正輸入端接受該輸出電壓輸入，以比較兩者之大小並輸出該觸發訊號至該D型正反器的一重置端，且該D型正反器的一D端接受一高準位訊號輸入，其觸發端受該第一驅動訊號的下降緣觸發，使得該第一驅動訊號由高準位下降至低準位時，該D型正反器的Q端輸出一高準位訊號，直到該觸發訊號的上升緣觸發該D型正反器的重置端，使該Q端輸出一低準位訊號，藉此，產生該第二驅動訊號。
  5. 依據申請專利範圍第4項所述的同步整流控制電路，還包括一保護電路，其偵測到該主開關導通、偵測到該輸出電壓未達到一預設值或偵測到該電源轉換器不正常動作時，即輸出一保護訊號至該驅動電路，使立即關閉該同步整流開關。
  6. 一種電源轉換裝置，包括： 一主開關；一同步整流開關；一PWM控制器，產生一第一驅動訊號控制該主開關導通與否；一整流濾波電路，包括一輸出電感及一輸出電容，且對流經其中之電流進行儲能與釋能，並於該輸出電容產生一輸出電壓；及一同步整流控制電路，包括：一取樣電路，與該輸出電感電耦接，以擷取該輸出電感兩端的一電壓訊號；一差動放大電路，接受該電壓訊號、該輸出電壓及一補償電壓輸入，並衰減該電壓訊號以輸出一放大訊號，且該放大訊號是衰減後的該電壓訊號加上該輸出電壓及該補償電壓；一比較電路，比較該放大訊號及該輸出電壓，以產生一觸發訊號；及一驅動電路，控制該同步整流開關導通與否，並根據該第一驅動訊號及該觸發訊號產生一第二驅動訊號，該第二驅動訊號控制該同步整流開關於該主開關關閉時導通，並在該主開關導通之前關閉。
  7. 依據申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該取樣電路是由一取樣電阻及一取樣電容串聯組成並與該輸出電感的兩端並聯的一RC電路。
  8. 依據申請專利範圍第7項所述的電源轉換裝置，其中該差 動放大電路包括一運算放大器，一連接在該運算放大器的正輸入端與該取樣電容的一端之間的第一電阻，一連接在該運算放大器的負輸入端與該取樣電容的另一端之間的第二電阻，一連接在該運算放大器的正輸入端與一提供該補償電壓的補償電壓源的一正端的第三電阻，一連接在該運算放大器的該負輸入端與輸出端之間的第四電阻，且該補償電壓源的一負端連接於該輸出電感與該輸出電容相連接的一端，並由該運算放大器的輸出端輸出該放大訊號。
  9. 依據申請專利範圍第6、7或8項所述的電源轉換裝置，其中該比較電路包括一比較器，且該驅動電路包括一D型正反器，該比較器的負輸入端接受該放大訊號輸入，而其正輸入端接受該輸出電壓輸入，以比較兩者之大小並輸出該觸發訊號至該D型正反器的一重置端，且該D型正反器的一D端接受一高準位訊號輸入，其觸發端受該第一驅動訊號的下降緣觸發，使得該第一驅動訊號由高準位下降至低準位時，該D型正反器的Q端輸出一高準位訊號，直到該觸發訊號的上升緣觸發該D型正反器的重置端，使該Q端輸出一低準位訊號，藉此，產生該第二驅動訊號。
  10. 依據申請專利範圍第9項所述的電源轉換裝置，還包括一保護電路，其偵測到該主開關導通、偵測到該輸出電壓未達到一預設值或偵測到該電源轉換器不正常動作時，即輸出一保護訊號至該驅動電路，使立即關閉該同步整流開關。
  11. 依據申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該電源轉換裝置是一隔離順向式電源轉換器或一非隔離降壓型電源轉換器，其中該隔離順向式電源轉換器包括一變壓器，且該主開關與該變壓器的一次側繞組電耦接，該同步整流開關與該變壓器的二次側繞組電耦接；且在該非隔離降壓型電源轉換器中，該主開關與該同步整流開關的一端共同與該輸出電感的一端電耦接。
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