TWI574495B - 電源轉換裝置 - Google Patents

Description

電源轉換裝置

本發明是有關於一種電源轉換技術，且特別是有關於一種可補償線路損失的電源轉換裝置。

電源轉換裝置(power conversion apparatus)主要的用途乃是將電力公司所提供之高壓且低穩定性的輸入電壓(input voltage)轉換成適合各種電子裝置(electronic device)使用的低壓且穩定性較佳的直流輸出電壓(DC output voltage)。因此，電源轉換裝置廣泛地應用在電腦、辦公室自動化設備、工業控制設備以及通訊設備等電子裝置中。

當負載端所需求的電源較大時，電源轉換裝置需要提供較大的輸出電流以供負載使用，此時電源轉換裝置的運作狀態稱之為重載運作。在重載運作下，由於較大的輸出電流通常會在輸出線上造成壓降，如此可能會使提供至負載端的電壓超出規格。此種現象一般稱之為線路損失(cable loss)。

在現有的電源轉換裝置中通常會採用一些線損補償機制以補償在重載運作時因線路損失所造成的輸出電壓壓降。在一般常用的線損補償方式中，其中一種為藉由偵測功率開關之截止期間長度來判斷輸出電流大小，再據此決定輸出電壓之補償量；其中另一種為藉由設置輸出電流偵測電路來直接偵測輸出電流大小，再據此決定輸出電壓之補償量。

然而，由於當電源轉換裝置運作在連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)時，其截止期間為固定而不能反應輸出電流大小，因此依據功率開關的截止期間進行線損補償的方式僅能應用在非連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)的電源轉換裝置。

另一方面，由於一般電流偵測電路的電流偵測機制通常是藉由取樣輸出電流，再使取樣電流流經一特定電阻，藉以通過量測該電阻上的跨壓來判斷流經該電阻的取樣電流大小，再根據取樣電流回推計算出輸出電流大小。因此，在一般的輸出電流偵測方式下，其勢必會造成額外的功率消耗。

有鑒於此，本發明提供一種電源轉換裝置，藉以解決先前技術所述及的問題。

本發明的電源轉換裝置包括電源轉換電路、同步整流電晶體、同步整流控制電路、回授電路以及線損補償電路。電源轉 換電路用以對輸入電壓進行電源轉換，藉以產生輸出電壓，並且將輸出電壓提供給負載。同步整流電晶體串接於電源轉換電路的二次側電流路徑上，並且受控於同步整流控制訊號而切換導通狀態。同步整流控制電路耦接同步整流電晶體，用以產生同步整流控制訊號以控制同步整流電晶體的切換。回授電路耦接電源轉換電路，用以產生關聯於輸出電壓的輸出指示電流。線損補償電路耦接同步整流控制電路與回授電路，用以依據同步整流控制訊號從回授電路中汲取補償電流，藉以基於補償電流與輸出指示電流的總和補償輸出電壓。

基於上述，本發明提出一種電源轉換裝置，其包括一可利用同步整流控制訊號作為線損補償之依據的線損補償電路。其中，所述線損補償電路可基於同步整流控制訊號產生對應於輸出電流大小的補償電流，並且據此補償輸出電壓在重載時的線路損失。由於無論在DCM或CCM下，同步整流控制訊號的波形皆可指示輸出電流大小，因此本發明實施例的電源轉換裝置無論是運作在DCM或CCM下，皆可有效地進行線損補償，而不會受限於電源轉換裝置的運作模式。此外，由於本發明實施例的電源轉換裝置並不需利用額外的電流偵側電路直接對輸出電流進行偵側，因此電源轉換裝置的整體功率損耗得以降低。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

100、200‧‧‧電源轉換裝置

110、210‧‧‧電源轉換電路

120、220‧‧‧同步整流電晶體

130、230‧‧‧同步整流控制電路

140、240‧‧‧回授電路

150、250‧‧‧線損補償電路

Ib‧‧‧基極電流

Iout‧‧‧輸出電流

Iic‧‧‧輸出指示電流

Icomp‧‧‧補償電流

C1、C2‧‧‧電容

Cin‧‧‧輸入電容

Cout‧‧‧輸出電容

CTP‧‧‧控制晶片

GND1、GND2‧‧‧接地端

NB、NC‧‧‧節點

NP‧‧‧一次側繞組

NS‧‧‧二次側繞組

PC‧‧‧光耦合器

PSW‧‧‧功率開關

LD‧‧‧負載

Rb、Ri、R1、R2、R3、R4、R5‧‧‧電阻

Spwm‧‧‧脈寬調變訊號

Ssr‧‧‧同步整流控制訊號

T‧‧‧變壓器

T1、T2、T3‧‧‧周期

V1、V2、V3、Vb、Vnb‧‧‧電壓

Vfb‧‧‧回授電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Vth‧‧‧障壁電壓

圖1為本發明一實施例的電源轉換裝置的功能方塊示意圖。

圖2為本發明一實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。

圖3為本發明一實施例的電源轉換裝置的訊號時序示意圖。

圖4為本發明另一實施例的電源轉換裝置的訊號時序示意圖。

為了使本揭露之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本揭露確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。

圖1為本發明一實施例的電源轉換裝置的示意圖。請參照圖1，本實施例的電源轉換裝置100包括電源轉換電路110、同步整流電晶體120、同步整流控制電路130、回授電路140以及偵測輔助電路130。

電源轉換電路110可例如是具有同步整流功能(synchronous rectification function)的返馳式電源轉換器(flyback converter)。在本實施例中，電源轉換電路110用以接收輸入電壓Vin，並且對輸入電壓Vin進行電源轉換，藉以產生直流的輸出電壓Vout，其中輸出電壓Vout會被提供給負載LD，其中負載LD可例如為任何類型之電子裝置，本發明不對此加以限制。

同步整流電晶體120串接於電源轉換電路110的二次側電流路徑上(後續實施例的電路架構會具體繪示)，並且受控於同步整流控制電路130所產生的同步整流控制訊號Sst而切換導通狀態。

同步整流控制電路130耦接同步整流電晶體120，並且協同於電源轉換電路110的功率開關(未繪示)切換時序而提供對應的同步整流控制訊號Ssr來控制同步整流電晶體120的切換，使得二次側電源可被提供至負載LD端。

回授電路140耦接電源轉換電路110，其可用以取樣二次側之輸出端上的輸出電壓Vout，並且據以產生關聯於輸出電壓Vout的輸出指示電流Iic。另外，回授電路140還會將取樣到的電壓資訊作為回授電壓Vfb耦合回一次側以提供給電源轉換電路110作為控制的依據。

線損補償電路150耦接同步整流控制電路130與回授電路140，其可用以依據同步整流控制電路130所產生的同步整流控制訊號Ssr而從回授電路140中汲取對應的補償電流Icomp。藉此，除了回授電路140中原先基於輸出指示電流Iic所建立的電壓之外，線損補償電路150會基於所汲取的補償電流Icomp而在回授電路140中建立額外的電壓來補償輸出電壓Vout。換言之，線損補償電路150會基於補償電流Icomp語輸出指示電流Iic的總和來補償輸出電壓Vout。

具體而言，在本實施例所應用的同步整流控制電路130 中，其所產生的同步整流控制訊號Ssr不論是操作在連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)或非連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)下，皆具有波形會隨輸出電流Iout大小/負載輕重變化的特性。本實施例的線損補償電路150主要是利用所述特性作為判斷電源轉換電路110之運作狀態的依據，基於同步整流控制訊號Ssr產生關聯於輸出電流大小及負載LD輕重變化的補償電流Icomp來補償在大電流/重載時輸出電壓Vout的壓降。

更具體地說，相較於依據功率開關的截止期間進行線損補償的方式而言，本實施例的線損補償方式可同時應用在DCM與CCM下，而不受限於電源轉換電路110的運作模式。另一方面，相較於直接偵側輸出電流Iout並據以進行線損補償的方式而言，本實施例的線損補償方式由於不需直接對輸出電流Iout進行偵側，因此可以降低功率損耗。

底下以圖2所繪示的具體電路來說明本實施例的線損補償機制。其中，圖2為本發明一實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。

請參照圖2，本實施例的電源轉換裝置200包括電源轉換電路210、同步整流電晶體220、同步整流控制電路230、回授電路240以及線損補償電路250。其中，電源轉換電路210包括變壓器T、輸入電容Cin、功率開關PSW、控制晶片CTP以及輸出電容Cout。線損補償電路250包括電阻R1、R2及Rb、電容C1以 及電晶體Q1。回授電路240包括電阻R3、R4與R5、電容C2、穩壓器U1以及光耦合器PC。

在電源轉換電路210中，變壓器T具有一次側繞組(primary winding)Np與二次側繞組(secondary winding)Ns。其中，一次側電路(一次側繞組Np的一側)是以接地端GND1作為電壓參考點，並且二次側電路(二次側繞組Ns的一側)則是以接地端GND2作為電壓參考點。其中，接地端GND1與GND2可以是相同或不同的接地面，本發明不對此加以限制。

變壓器T的一次側繞組Np的同名端(common-polarity terminal，即打點處)耦接功率開關PSW，並且變壓器T的一次側繞組Np的異名端(opposite-polarity terminal，即未打點處)用以接收輸入電壓Vin。變壓器T的二次側繞組Ns的同名端耦接輸出電容Cout的第一端，並且變壓器T的二次側繞組Ns的異名端經由同步整流電晶體220耦接至輸出電容Cout的第二端與二次側的接地端GND2。

控制晶片CTP耦接功率開關PSW的控制端，藉以提供脈寬調變訊號Spwm來控制功率開關PSW的切換。功率開關PSW於此例如是以NMOS為例。功率開關PSW的第一端(於此為汲極，但不僅限於此，可視功率開關PSW之類型而定)耦接變壓器T的一次側繞組Np的同名端，功率開關PSW的第二端(於此為源極)耦接接地端GND1，並且功率開關PSW的控制端(於此為閘極)則用以接收來自控制晶片120的脈寬調變訊號Spwm。

輸入電容Cin的第一端耦接一次側繞組Np的異名端，並且輸入電容Cin的第二端耦接接地端GND1。輸出電容Cout的第一端耦接二次側繞組Ns的同名端，並且輸出電容Cout的第二端耦接接地端GND2。

同步整流電晶體220於此例如是以NMOS為例。同步整流電晶體220的第一端(於此為汲極，但不僅限於此，可視同步整流電晶體220之類型而定)耦接輸出電容Cout的第二端，同步整流電晶體220的第二端(於此為源極)耦接變壓器T的二次側繞組Ns的異名端，並且同步整流電晶體220的控制端(於此為閘極)用以接收來自同步整流控制電路23的同步整流控制訊號Ssr。換言之，同步整流電晶體220的第一端與第二端是串接在二次側繞組Ns的電流路徑上，因此同步整流電晶體220的導通狀態會決定二次側電流路徑是否被中斷。

在回授電路240中，電阻R3的第一端耦接輸出電容Cout的第一端。電阻R4的第一端耦接電阻R3的第二端，並且電阻R4的第二端耦接接地端GND2。電阻R5的第一端耦接電阻R3的第二端與電阻R4的第一端。電容C2的第一端耦接電阻R5的第二端。

光耦合器PC之輸入側的第一端耦接電阻R3的第一端，並且光耦合器PC之輸入側的第二端耦接電容C2的第二端。光耦合器PC之輸出側的第一端輸出回授電壓Vfb，並且光耦合器PC之輸出側的第二端耦接接地端GND1。

穩壓器U1的第一端耦接電容C2的第二端與光耦合器PC之輸入側的第二端，穩壓器U1的第二端耦接接地端GND2，並且穩壓器U1的穩壓端耦接電阻R3的第二端與電阻R4的第一端(即，節點NC)，並且對節點NC上的電壓進行穩壓操作。

其中，光耦合器PC會協同於穩壓器U1的運作而依據直流輸出電壓Vout在其輸出側產生關聯於輸出電壓Vout大小的回授電壓Vfb給控制晶片CTP，以令控制晶片CTP可依據回授電壓Vfb作為控制功率開關PSW的依據。

在線損補償電路250中，電阻R1的第一端耦接同步整流控制電路230的訊號輸出端，藉以接收同步整流控制訊號Ssr。電阻R2的第一端耦接至節點NC(即，回授電路240中的電阻R4的第一端)。電容C1的第一端耦接電阻R1的第二端，並且電容C1的第二端耦接接地端GND2。電晶體Q1於此例如是以BJT為例。電晶體Q1的第一端(於此為集極)耦接電阻R2的第二端，電晶體Q1的第二端(於此為射極)耦接接地端GND2，並且電晶體Q1的基極耦接電阻R1的第二端與電容C1的第一端。

詳細而言，在電源轉換裝置200處於正常運作下，控制晶片CTP會反應於負載的電源供應需求而對應地產生脈寬調變訊號Spwm以控制電源轉換電路210的運作。在此條件下，當功率開關PSW反應於控制晶片CTP所產生的脈寬調變訊號Spwm而導通(turned on)時，輸入電壓Vin會跨接於變壓器T的一次側繞組Np，以至於變壓器T的一次側繞組Np的電感電流會線性增加 而進行儲能。與此同時，同步整流控制電路230在二次側繞組Ns側會產生禁能的同步整流控制訊號Ssr以截止(turned off)同步整流電晶體220。由於截止的同步整流電晶體220的阻隔，所以變壓器T的二次側繞組Ns將無電流通過。

當功率開關PSW反應於控制晶片CTP所產生的脈寬調變訊號Spwm而截止時，基於楞次定律(Lenz's law)，變壓器T的一次側繞組Np所儲存的能量會轉移至變壓器T的二次側繞組Ns。與此同時，同步整流控制電路230在二次側繞組Ns側會產生致能的同步整流控制訊號Ssr以導通同步整流電晶體220。由於同步整流電晶體220被導通，所以轉移至變壓器T的二次側繞組Ns的能量將會對輸出電容Cout進行充電，並且供應輸出電壓Vout給負載(電子裝置)。

由此可知，基於控制晶片CTP所產生的脈寬調變訊號Spwm而交替地導通與截止功率開關PSW的運作方式，電源轉換裝置200即可持續地供應輸出電壓Vout。

另一方面，就線損補償電路250的運作來看，在同步整流控制訊號Ssr為致能的情況下，電容C1會反應於同步整流控制訊號Ssr的電壓準位而進行充電，使得節點NB上的電壓Vnb會在同步整流控制訊號Ssr的致能期間內逐步上升，並且在同步整流控制訊號Ssr切換為禁能時被電容C1保持在特定的電壓值上。

當電晶體Q1的基極與射極間的跨壓超過障壁電壓時，電晶體Q1會產生與基極電流具有倍數關係的射極電流，即流經電阻 R2的補償電流Icomp。在補償電流Icomp尚未產生的情形下，輸出電壓Vout會等於輸出指示電流Iic乘上電阻R3之電阻值(即，電阻R3的跨壓)加上穩壓電壓Vu(以公式表示之，即為Vout=Iic*R3+Vu)。當補償電流Icomp產生時，由於電晶體Q1是從節點Nc上額外汲取一路電流，使得流經電阻R3的電流變成輸出指示電流Iic加上補償電流Icomp。換言之，在補償電流Icomp產生的情況下，輸出電壓Vout會等於輸出指示電流Iic與補償電流Icomp之電流值總和乘上電阻R3之電阻值加上穩壓電壓Vu(以公式表示之，即為Vout=(Iic+Icomp)*R3+Vu)。

由上述公式可知，當線損補償電路250反應於同步整流控制訊號Ssr而產生補償電流Icomp時，其即會將輸出電壓Vout拉高，從而達成補償輸出電壓Vout的效果。除此之外，由於補償電流Icomp的大小是由節點NB上的電壓Vnb決定，而電壓Vnb之準位高低會與同步整流控制訊號Ssr的電壓準位與致能時間的乘積呈正相關，其中同步整流控制訊號Ssr的電壓準位與致能時間的乘積即會指示輸出電流Iout大小。因此，本實施例的線損補償電路250可實現隨著輸出電流Iout大小/負載輕重而提供對應的補償值來補償輸出電壓Vout的效果。

底下以圖3與圖4來分別說明本實施例的電源轉換裝置200運作在DCM與CCM下的訊號時序。

電源轉換裝置200運作在DCM的訊號時序如圖3所示。請先同時參照圖2與圖3，由於在DCM下，功率開關PSW的截 止期間不是固定的，因此同步整流控制訊號Ssr的致能期間會隨著功率開關PSW的截止期間而變動。此外，在同步整流控制訊號Ssr的訊號波形中，其具有會在特定期間後衰減的特性。換言之，在DCM下，同步整流控制訊號Ssr的致能波形面積與輸出電流Iout大小呈正相關。

本實施例是以負載逐漸增加的狀況來說明電源轉換裝置200在不同負載下的運作。在周期T1內，此時負載較輕，同步整流控制訊號Ssr的致能期間較短，使得電晶體Q1的基極電壓Vb在周期T1內尚未超過障壁電壓Vth，因此在周期T1內線損補償電路250還不會對電源轉換電路210作輸出電壓Vout補償，故在周期T1內輸出電壓Vout之電壓值會大致維持在V1上。

當負載提高時，如周期T2的運作情況，同步整流控制訊號Ssr的致能期間會隨之增加。由於電容C1會在同步整流控制訊號Ssr的致能期間內持續被充電，使得電晶體Q1的基極電壓Vb會超過障壁電壓Vth。在此情況下，電壓Vnb與基極電壓Vb之壓差會在電阻Rb上建立基極電流Ib，使得補償電流Icomp會隨之產生(與基極電流Ib有β倍數關係)。其中，輸出電壓Vout因為補償電流Icomp的作用而被拉高至電壓值V2，藉以補償負載提高時所產生的壓降。

類似地，在接續地周期T3內，隨著輸出負載持續增加，基極電流Ib也會隨同步整流控制訊號Ssr的致能期間面積增加而提高，使得補償電流Icomp也增加，從而使輸出電壓Vout再從電 壓值V2被拉高至電壓值V3，以補償負載提高時所產生的壓降。

電源轉換裝置200運作在CCM的訊號時序如圖4所示。請同時參照圖2與圖4，由於在CCM下，功率開關PSW的截止期間是固定的，使得同步整流控制訊號Ssr的致能期間亦為固定。但是，當輸出電流Iout較大時，同步整流控制訊號Ssr會較慢才衰減；相反地，當輸出電流Iout較小時，同步整流控制訊號Ssr則會較早衰減。換言之，在CCM下，同步整流控制訊號Ssr的致能波形面積與輸出電流Iout大小同樣呈正相關。

本實施例同樣是以負載逐漸增加的狀況來說明電源轉換裝置200在不同負載下的運作。在周期T1內，由於此時負載較輕，同步整流控制訊號Ssr的電壓準位會較早衰減，使得節點NB上的電壓Vnb在周期T1內的電壓準位較低，因此在周期T1內線損補償電路250所產生的補償電流Icomp較小，故在周期T1內輸出電壓Vout之電壓值會大致維持在V1上。

當負載提高時，如周期T2的運作情況，同步整流控制訊號Ssr的電壓準位會延後到較晚才衰減，使得電容C1以高電壓準位充電的時間較長，因此令節點NB上的電壓Vnb之電壓準位上升。在此情況下，由於基極電流Ib會隨著電壓Vnb之上升而隨之上升，而補償電流Icomp的大小又與基極電流Ib有倍數關係，因此輸出電壓Vout即可因為補償電流Icomp的作用而從電壓值V1被拉高至電壓值V2，藉以補償負載提高時所產生的壓降。

類似地，在接續地周期T3內，隨著輸出負載持續增加， 基極電流Ib也會隨同步整流控制訊號Ssr的致能期間面積增加而提高，使得補償電流Icomp也增加，從而使輸出電壓Vout再從電壓值V2被拉高至電壓值V3，以補償負載提高時所產生的壓降。

綜上所述，本發明提出一種電源轉換裝置，其包括一可利用同步整流控制訊號作為線損補償之依據的線損補償電路。其中，所述線損補償電路可基於同步整流控制訊號產生對應於輸出電流大小的補償電流，並且據此補償輸出電壓在重載時的線路損失。由於無論在DCM或CCM下，同步整流控制訊號的波形皆可指示輸出電流大小，因此本發明實施例的電源轉換裝置無論是運作在DCM或CCM下，皆可有效地進行線損補償，而不會受限於電源轉換裝置的運作模式。此外，由於本發明實施例的電源轉換裝置並不需利用額外的電流偵側電路直接對輸出電流進行偵側，因此電源轉換裝置的整體功率損耗得以降低。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧電源轉換裝置

110‧‧‧電源轉換電路

120‧‧‧同步整流電晶體

130‧‧‧同步整流控制電路

140‧‧‧回授電路

150‧‧‧線損補償電路

Iout‧‧‧輸出電流

Iic‧‧‧輸出指示電流

Icomp‧‧‧補償電流

LD‧‧‧負載

Ssr‧‧‧同步整流控制訊號

Vfb‧‧‧回授電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Claims (9)

1. 一種電源轉換裝置，包括：一電源轉換電路，用以對一輸入電壓進行電源轉換，藉以產生一輸出電壓，並且將該輸出電壓提供給一負載；一同步整流電晶體，串接於該電源轉換電路的一二次側電流路徑上，並且受控於一同步整流控制訊號而切換導通狀態；一同步整流控制電路，耦接該同步整流電晶體，用以產生該同步整流控制訊號以控制該同步整流電晶體的切換；一回授電路，耦接該電源轉換電路，用以產生關聯於該輸出電壓的一輸出指示電流；以及一線損補償電路，耦接該同步整流控制電路與該回授電路，用以依據該同步整流控制訊號從該回授電路中汲取一補償電流，藉以基於該補償電流與該輸出指示電流的總和補償該輸出電壓。
2. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流控制訊號的波形隨該電源轉換電路所產生的一輸出電流大小變化。
3. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該補償電流的大小與該同步整流控制訊號的一致能時間和一電壓準位的乘積呈正相關。
4. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該線損補償電路包括：一第一電阻，其第一端耦接該同步整流控制電路，藉以接收 該同步整流控制訊號；一第二電阻，其第一端耦接該回授電路；一第一電容，其第一端耦接該第一電阻的第二端，且其第二端耦接一二次側接地端；一第一電晶體，其第一端耦接該第二電阻的第二端，其第二端耦接該接地端，且其控制端耦接該第一電阻的第二端與該第一電容的第一端；以及電阻，其第一端耦接該第一電阻的第二端與該第一電容的第一端，其第二端耦接該第一電晶體的控制端。
5. 如申請專利範圍第4項所述的電源轉換裝置，其中流經該第二電阻的電流為該補償電流。
6. 如申請專利範圍第4項所述的電源轉換裝置，其中該電源轉換電路包括：一變壓器，具有一一次側繞組與一二次側繞組，其中該一次側繞組的異名端接收該輸入電壓；一輸入電容，其第一端耦接該一次側繞組的異名端，且其第二端耦接一一次側接地端；一功率開關，其第一端耦接該一次側繞組的同名端，且其第二端耦接該一次側接地端；一控制晶片，耦接該功率開關的控制端，藉以提供一脈寬調變訊號來控制該功率開關的切換；以及一輸出電容，其第一端耦接該二次側繞組的同名端，且其第 二端耦接該二次側接地端。
7. 如申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該同步整流電晶體的第一端耦接該輸出電容的第二端，該同步整流電晶體的第二端耦接該二次側繞組的異名端，且該同步整流電晶體的控制端耦接該同步整流控制電路。
8. 如申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該回授電路包括：一第三電阻，其第一端耦接該輸出電容的第一端，且其第二端耦接該第二電阻的第一端；一第四電阻，其第一端耦接該第二電阻的第一端與該第三電阻的第二端，且其第二端耦接該二次側接地端；一第五電阻，其第一端耦接該第三電阻的第二端與該第四電阻的第一端；一第二電容，其第一端耦接該第五電阻的第二端；以及一穩壓器，其第一端耦接該第二電容的第二端，其第二端耦接該二次側接地端，且其穩壓端耦接該第三電阻的第二端與該第四電阻的第一端。
9. 如申請專利範圍第8項所述的電源轉換裝置，其中流經該第四電阻的電流為該輸出指示電流，並且流經該第三電阻的電流為該輸出指示電流與該補償電流的總和。