TWI551021B

TWI551021B - 返馳式電源轉換器及其控制方法

Info

Publication number: TWI551021B
Application number: TW104139075A
Authority: TW
Inventors: 羅欣瑜; 陳科宏; 劉文鈞
Original assignee: 財團法人金屬工業研究發展中心
Priority date: 2015-11-25
Filing date: 2015-11-25
Publication date: 2016-09-21
Also published as: TW201720033A

Description

返馳式電源轉換器及其控制方法

本發明是有關於一種電源轉換器，且特別是一種可穩定輸出電流之返馳式電源轉換器及其控制方法。

傳統返馳式電源轉換器必須使用光耦合器（opto-coupler）回授輸出電壓以達到電氣隔離的目的。但是光耦合器易受到工作溫度的影響，因此發展一次側感測方法以取代光耦合器已成為目前發展的趨勢。

除此之外，在現有的返馳式電源轉換器設計下，設計者通常會藉由將偵測到的輸出電流與一設定值作比較，並且以比較的結果作為控制電源轉換運作的依據。舉例來說，一般的電源轉換控制行為通常是在偵測到的輸出電流小於設定值時，增加功率開關的導通時間以提高輸出電流，並且在偵測到輸出電流大於設定值時，降低功率開關的導通時間以減少輸出電流，從而在所述設定值上維持輸出電流的動態平衡。

然而，藉由此類控制方式雖然可令輸出電流維持動態的穩定，但由於此類控制方式通常較容易受到負載工作情形或電源轉換電路的運作情形影響，因此往往會在負載發生變化時產生漂移，使得平均輸出電流難以維持穩定。

本發明提供一種返馳式電源轉換器及其控制方法，其可解決先前技術所述及之問題。

本發明的返馳式電源轉換器包括電源轉換電路以及控制電路。電源轉換電路包括變壓器以及功率開關。變壓器具有一次側繞組、二次側繞組以及輔助繞組。功率開關耦接一次側繞組，其中功率開關受控於脈寬調變控制訊號而切換，藉以使變壓器反應於功率開關的切換而將一次側繞組上的輸入電源轉換為二次側繞組上的輸出電壓與輸出電流。控制電路耦接電源轉換電路，用以偵測輔助繞組上的第一電壓與功率開關上的第二電壓，並據以控制電源轉換電路的運作。控制電路依據第一電壓與脈寬調變控制訊號計數脈寬調變控制訊號的禁能期間，並據以產生計時值，並且依據第二電壓產生電流指示訊號。控制電路依據計數值與電流指示訊號的乘積判斷輸出電流於脈寬調變控制訊號的訊號周期內的平均輸出電流是否符合預設電流值，藉以依據判斷結果決定脈寬調變控制訊號的責任周期。

一種返馳式電源轉換電路的控制方法，其中返馳式電源轉換電路包括變壓器以及功率開關，並且變壓器具有一次側繞組、二次側繞組以及輔助繞組。所述控制方法包括：偵測輔助繞組上的第一電壓與功率開關上的第二電壓；依據第一電壓與用以控制功率開關的脈寬調變控制訊號計數脈寬調變控制訊號的禁能期間，並據以產生計時值；依據第二電壓產生電流指示訊號；計算計數值與電流指示訊號的乘積；依據乘積判斷返馳式電源轉換電路的平均輸出電流是否符合預設電流值；以及依據判斷結果決定脈寬調變控制訊號的責任周期。

基於上述，本發明實施例提出一種返馳式電源轉換器及其控制方法，其可藉由偵測變壓器之輔助繞組上的電壓與關聯於一次側之電感電流大小的電壓來獲取電源轉換電路的運作資訊，再基於反馳式電源轉換之輸出電流在每一訊號周期內的平均值與禁能時間長度之乘積實質上為常數的特性來決定脈寬調變控制訊號的轉態時間點，藉以令平均輸出電流可穩定地維持在預設的電流設定值上，而不會隨著負載工作情形或電源轉換電路的運作情形而產生不穩定的漂移。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

為了使本揭露之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本揭露確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。

圖1為本發明一實施例的返馳式電源轉換器的功能方塊示意圖。請參照圖1，本實施例的返馳式電源轉換器100可應用交流-直流電源轉換（AC-to-DC conversion）系統或直流-直流電源轉換（DC-to-DC conversion）系統中，藉以將輸入電源Pin轉換為輸出電源Pout提供給後端的負載LD使用。

以圖1所繪示的交流-直流電源轉換系統為例，整流電路50（例如全橋整流器）會對交流電源ACin進行整流，並據以產生輸入電源Pin提供給返馳式電源轉換器100。返馳式電源轉換器100會對接收到的輸入電源Pin進行降壓/升壓轉換，以產生輸出電源Pout來驅動後端的負載LD。另一方面，在直流-直流電源轉換系統的應用中，返馳式電源轉換器100可以直接連接外部的直流電源作為其輸入電源Pin，並且同樣地對輸入電源Pin進行降壓/升壓轉換，以產生輸出電源Pout來驅動後端的負載LD。

所述負載LD可例如為發光二極體模組、直流馬達驅動器或其他任何需要穩定電流供應的電子裝置，本發明不對此加以限制。

具體而言，返馳式電源轉換器100包括電源轉換電路110以及控制電路120。電源轉換電路110至少包括變壓器與功率開關（未繪示，後續實施例會進一步說明），其中電源轉換電路110的功率開關會受控於控制電路120所提供的脈寬調變控制訊號（pulse width modulation control signal, PWM control signal）Spwm而切換，藉以使變壓器反應於功率開關的切換而將輸入電源Pin轉換為輸出電壓Vo與輸出電流Io。

控制電路120耦接電源轉換電路110，用以操作於電源轉換電路所產生的直流系統電壓VDD下，並且反應於負載LD的電源供應需求（power supplying requirement）而產生脈寬調變控制訊號Spwm以控制電源轉換電路110的運作。

底下搭配圖2所繪示的電路架構來對本案的返馳式電源轉換器100作進一步的說明。其中，圖3為依照圖1之一實施例的返馳式電源轉換器的電路架構示意圖。

請參照圖2，在本實施例中，電源轉換電路110包括變壓器T、功率開關SW、輔助線路AC、電阻Rcs、輸出二極體D1及輸出電容Co。控制電路120可利用積體化的晶片來實施（但不僅限於此），其具有驅動接腳P_DR、偵測接腳P_DT1與P_DT2以及電源接腳P_VDD。

變壓器T具有一次側繞組Np、二次側繞組Ns以及輔助繞組Na。變壓器T之一次側繞組Np的同名端（common-polarity terminal，即打點處）用以接收輸入電壓Vin，而變壓器T之二次側繞組s與輔助繞組Na的同名端耦接至二次側的接地端GND2。

在一次側的配置中，功率開關SW的第一端（例如，汲極）耦接變壓器T之一次側繞組Np的異名端（opposite-polarity terminal，即未打點處）。功率開關SW的控制端（例如，閘極）耦接控制電路120的驅動接腳P_DR以接收控制電路120所產生的脈寬調變控制訊號Spwm。功率開關SW的第二端（例如，源極）耦接電阻Rcs的第一端以及控制電路120的偵測接腳P_DT2，藉以將指示流經功率開關SW之電流大小的電壓資訊Vcs回授給控制電路120以作為控制的依據。電阻Rcs的第二端會耦接一次側的接地端GND1。

在二次側的配置中，二極體D1的陽極（anode）耦接變壓器T之二次側繞阻Ns的異名端，而二極體D1的陰極（cathode）則用以產生輸出電壓Vo，其中流經二次側繞阻Ns與二極體D1的電流於此定義為電感電流Is，並且提供至負載LD的電流定義為輸出電流Io。電容Co的第一端耦接二極體D1的陰極，而電容C1的第二端則耦接至二次側的接地端GND2。

在輔助繞阻Na側的配置中，輔助線路AC可例如包括電阻R1~R3、電容C1以及二極體D2。電阻R1的第一端耦接一次側繞阻的同名端，並且電阻R1的第二端耦接至控制電路120的電源接腳P_VDD，藉以提供直流系統電壓VDD。電阻R2與R3相互串接並且耦接於輔助繞阻Na的異名端與接地端GND2之間，其中電阻R2與R3構成一分壓結構，且其分壓點/共節點耦接至控制電路120的偵測接腳P_DT1，藉以提供指示輔助繞阻Na之跨壓的電壓資訊V _DET給控制電路120。電容C1耦接於電阻R1的第二端與接地端GND2之間。二極體D2的陽極耦接輔助線圈Na的異名端，並且二極體D2的陰極耦接控制電路120的電源接腳P_VDD。於此附帶一提的是，一次側的接地端GND1與二次側的接地端GND2可例如為相同或不同的接地面，本發明不以此為限。

詳細而言，在反馳式電源轉換器100處於正常運作的情況下，控制電路120會反應於負載LD的電源供應需求而對應地產生脈寬調變訊號PWM以控制電源轉換電路110的運作。在此條件下，當功率開關SW反應於控制電路120所產生之脈寬調變控制訊號PWM而導通（turned on）時，輸入電壓Vin會跨接於變壓器T的一次側繞阻Np上，以至於一次側繞阻Np會反應於輸入電壓Vin而儲能使電感電流Ip線性地增加。與此同時，在二次側繞阻Ns上，由於受到二極體D1的逆向偏壓阻隔，所以變壓器T的二次側繞阻Ns將無電流流通。另外，在輔助繞阻Na側，由於受到二極體D2的逆向偏壓阻隔，所以變壓器T的輔助繞阻Na也無電流流通。此時，輸出電流Io是由輸出電容Co對負載LD放電所提供。

另一方面，當功率開關SW反應於控制電路120所產生之脈寬調變控制訊號Spwm而截止時，基於楞次定律（Lenz's law），變壓器T之一次側繞阻Np所儲存的能量會轉移至變壓器T的二次側繞阻Ns與輔助繞阻Na。與此同時，由於二極體D1處於順向偏壓導通，所以轉移至變壓器T之二次側繞阻Ns的能量將會對電容Co進行充電，並且供應輸出電壓Vo給負載LD。此時，輸出電流Io會與電感電流Is相同。另外，轉移至變壓器T之輔助繞阻Na的能量將會透過二極體D2而供應直流系統電壓VDD給控制電路120。

由此可知，基於控制電路120所產生之脈寬調變控制訊號Spwm而交替地導通與截止功率開關SW的運作方式，返馳式電源轉換器100即可持續地供應輸出電壓Vo與直流系統電壓VDD。

進一步搭配圖3所繪示的步驟流程來說明返馳式電源轉換器100的控制方法。圖3為本發明一實施例的返馳式電源轉換電路的控制方法的步驟流程圖。

請同時參照圖2與圖3，在本實施例中，控制電路120首先會在電源轉換電路110運作的過程中偵測輔助繞阻Na上的電壓V _DET與功率開關SW上的電壓Vcs（步驟S310），其中電壓V _DET會在功率開關SW導通的期間內會與輸入電壓Vin相關並且在功率開關SW截止的期間內會與輸出電壓Vo相關，而電壓Vcs則是會與一次側的電感電流Ip大小相關。

接著，控制電路120會依據偵測到的電壓V _DET與脈寬調變控制訊號Spwm的訊號周期來計數脈寬調變控制訊號Spwm的禁能期間，並據以產生計時值（步驟S320）。另一方面，控制電路120會依據偵測到的電壓V _CS與變壓器T的匝數比的資訊來產生指示二次側電感電流Is/輸出電流Io大小的電流指示訊號（步驟S330）。

在取得有關於脈寬調變控制訊號Spwm的禁能期間長度的計時值以及有關於輸出電流Io大小的電流指示訊號後，控制電路120會計算脈寬調變控制訊號Spwm的禁能期間長度與輸出電流Io的乘積（步驟S340），並且進一步根據所計算出之乘積來判斷輸出電流Io於脈寬調變控制訊號Spwm的訊號周期內的平均輸出電流是否符合設定的預設電流值（步驟S350），再依據判斷結果來決定脈寬調變控制訊號Spwm的責任周期（duty cycle）（步驟S360）。

由上述控制方式可知，在本實施例中，控制電路120可藉由偵測變壓器T之輔助繞組Na上的電壓V _DET與關聯於一次側之電感電流Ip大小的電壓來獲取電源轉換電路110運作時之輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、輸出電流Io及充/放電時間等資訊。其中，控制電路120可依據所述資訊計算出脈寬調變控制訊號Spwm的禁能期間長度，再基於反馳式電源轉換之輸出電流Io在每一訊號周期內的平均值與禁能時間長度之乘積實質上為常數的特性來決定脈寬調變控制訊號Spwm的轉態時間點，藉以調變所產生的脈寬調變控制訊號Spwm的責任周期。如此一來，電源轉換電路110的平均輸出電流即可穩定地維持在預設的電流設定值上，而不會隨著負載LD工作情形或電源轉換電路110的運作情形而產生不穩定的漂移。

除此之外，由於控制電路120透過輔助線路AC所偵測到的電壓V _DET可在功率開關SW導通與截止的期間內分別指示有關於輸入電壓Vin與輸出電壓Vo的資訊，因此，在一範例實施例中，控制電路120還可依據功率開關SW導通期間（即，脈寬調變控制訊號Spwm的致能期間）內所偵測到的電壓V _DET來進行輸出過電壓保護與輸出短路保護，並且依據功率開關SW截止期間（即，脈寬調變控制訊號Spwm的禁能期間）內所偵測到的電壓V _DET來進行高壓補償、低壓補償或欠壓保護等控制動作，藉以提高整體返馳式電源轉換器100的運作穩定性。

底下以圖4與圖5來具體說明控制電路120的實施範例。其中，圖4為本發明一實施例的控制電路的功能方塊示意圖。圖5為依照圖4之一實施例的控制電路的電路架構示意圖。

請先參照圖4，在本實施例中，控制電路120包括脈寬調變訊號產生電路122、開關驅動電路124以及平均輸出電流偵測電路126。脈寬調變訊號產生電路122用以依據預設時脈訊號PWM_CLK與誤差放大訊號Sea產生指示脈寬調變訊號Spwm的責任周期的周期訊號T_pwm。開關驅動電路124耦接脈寬調變訊號產生電路122與功率開關SW。開關驅動電路124會依據接收到的周期訊號T_pwm產生具有對應的致能期間與禁能期間的脈寬調變控制訊號Spwm。

平均輸出電流偵測電路126耦接脈寬調變訊號產生電路122，其可用以依據電壓V _DET與周期訊號T_pwm計數脈寬調變訊號Spwm的禁能期間並據以產生計時值。此外，平均輸出電流偵測電路126還會取樣電壓Vcs以產生電流指示訊號。

在本實施例中，平均輸出電流偵測電路126會對計數值與電流指示訊號進行相乘處理以產生乘積訊號。平均輸出電流偵測電路126會接著對所計算出的乘積訊號與代表特定電流設定值之參考電壓進行誤差放大，並據以產生誤差放大訊號Sea提供給脈寬調變訊號產生電路122。其中，脈寬調變訊號產生電路122會在乘積訊號等於參考電壓時，依據誤差放大訊號Sea將周期訊號T_pwm從致能準位（例如為高準位）切換至禁能準位（例如為低準位）。由於脈寬調變控制訊號Spwm的訊號周期為固定的，且是由脈寬調變訊號產生電路122中的預設時脈訊號PWM_CLK所決定，因此透過依據誤差放大訊號Sea調整脈寬調變控制訊號Spwm的轉態時間點的方式即實現脈寬調變控制訊號Spwm的責任周期的控制。

更具體地說，控制電路120的具體電路結構範例可如圖5所示。請參照圖5，在本實施例中，脈寬調變訊號產生電路122包括三角波及方波產生電路TSGC、比較器COMP以及正反器D1。平均輸出電流偵測電路126包括計時器CTC、取樣及保持電路SHC、乘法器MC以及誤差放大器EA。其中，計時器CTC又可利用包括反相器INV、反相比較器INVC、正反器D2以及累加器AAC的架構來實現（但本發明不僅限於此）。

在脈寬調變訊號產生電路122中，三角波及方波產生電路TSGC會提供預設時脈訊號PWM_CLK至正反器D1的設定端（標示為S），並且提供參考電壓Vref1至比較器COMP的反相端。比較器COMP的非反相端耦接誤差放大器EA的輸出端，並且比較器COMP的輸出端耦接正反器D1的重置端（標示為R）。正反器D1的輸出端（標示為Q）耦接開關驅動電路124與反相器INV的輸入端以提供周期訊號T_pwm。

在平均輸出電流偵測電路126中，計時器CTC會接收電壓V _DET與周期訊號T_pwm，並依據周期訊號T_pwm而於脈寬調變控制訊號Spwm進入禁能期間時開始計時以產生計時值CV_Toff，並且依據電壓V _DET重置計時值CV_Toff。

更具體地說，在計時器CTC中，反相器INV的輸出端耦接正反器D2的時脈輸入端（標示為CK）。反相比較器INVC的非反相端接收電壓V _DET，反相比較器INVC的反相端耦接參考電壓Vref2，並且反相比較器INVC的輸出端耦接正反器D2的重置端。正反器D2的資料輸入端（標示為D）接收直流系統電壓VDD，並且正反器D2的輸出端根據其資料輸入端、時脈輸入端及重置端上的訊號而產生在禁能期間切換為高準位的禁能期間指示訊號SToff。其中，禁能期間指示訊號SToff會與周期訊號T_pwm互為反相。累加器AAC會在禁能期間指示訊號SToff切換為高準位時進行累加計數動作，藉以產生指示禁能期間長度的計數值CV_Toff。

取樣及保持電路SHC用以在脈寬調變控制訊號Spwm的致能期間內取樣並保持電壓Vcs，並且據以產生可表示取樣時間點下之一次側電感電流Ip大小的電流指示訊號Scd。在本實施例中，取樣及保持電路SHC可以設計為僅在致能期間的一半時進行取樣，或是在致能期間內以固定的時間間隔進行取樣，本發明不對此加以限制。

乘法器MC耦接計時器CTC與取樣及保持電路SHC，其可用以對計時器CTC所輸出的計數值CV_Toff與取樣及保持電路SHC所輸出的電流指示訊號Scd進行相乘處理以產生乘積訊號Sm。

誤差放大器EA的反相端耦接乘法器MC的輸出端以接收乘積訊號Sm。誤差放大器EA的非反相端耦接指示預設電流值的參考電壓Vrefi。誤差放大器EA的輸出端耦接比較器COMP的非反相端以提供誤差放大訊號。

底下以圖6的訊號時序來說明電源轉換電路110操作在不連續導通模式（DCM）下時，控制電路120的具體電路運作。

請同時參照圖2、圖5與圖6，當訊號時序從致能期間Ton進入禁能期間Toff時，脈寬調變控制訊號Spwm會從高準位切換至低準位，使得功率開關SW反應於低準位的脈寬調變控制訊號Spwm而截止。

在禁能期間Toff內，一次側的電流路徑會被截止，使得電感電流Ip降至零，而二次側繞阻Ns則會基於前一致能期間Ton所儲存的能量而開始放電，並據以產生電感電流Is，其中電感電流Is會在禁能期間Toff內隨放電時間而逐漸降低。

此外，輔助繞阻Na的跨壓此時會與輸出電壓Vo及二次側繞阻Ns的匝數比相關，故電壓V _DET此時可表示為與輸出電壓Vo、輔助繞阻Na與二次側繞阻Ns之匝數比以及電阻R1與R2之電阻值相關的參數（V _DET=Na/Ns*Vo*R1/(R1+R2)）。因此，反相比較器124在禁能期間Toff內會反應於電壓V _DET而輸出低準位的訊號，使得正反器D2依據反相的周期訊號T_pwm而輸出高準位的禁能期間指示訊號SToff。此時累加器AAC會基於高準位的禁能期間指示訊號SToff進行累加計數，並且據以產生指示禁能期間長度的計時值CV_Toff。

隨著二次側繞阻Ns與輔助繞阻Na的電能洩放完畢，電感電流Is會從峰值電流Isp降至零，並且電壓V _DET也隨之迅速下降並且開始震盪。其中，當電壓V _DET降至低於參考電壓Vref2時，反相比較器INVC會改為輸出高準位的訊號，使得正反器D2反應於反相比較器INVC的輸出而將禁能期間指示訊號SToff下拉至低準位。此時累加器AAC反應於低準位的禁能期間指示訊號SToff而停止計數。

接著，當預設時脈訊號PWM_CLK致能時，訊號周期Tp會從禁能期間Toff進入致能期間Ton。此時脈寬調變控制訊號Spwm會從低準位切換至高準位，使得功率開關SW反應於高準位的脈寬調變控制訊號Spwm而導通。

在致能期間Ton內，一次側繞阻Np會基於輸入電壓Vin而儲能，使得一次側的電感電流Ip從零電流逐漸上升。因此，電壓Vcs會基於逐漸上升的電感電流Ip而隨之上升。

另一方面，二次側繞阻Ns與輔助繞阻Na皆無電流流通，故電壓V _DET此時為與輸入電壓Vin相關之負電壓（可表示為VDET=-Na/Np*Vin*R2/(R1+R2)，其中Na/Np表示輔助繞阻Na與一次側繞阻Np的匝數比）。此時由於電壓V _DET為負電壓，因此反相比較器INVC會持續輸出高準位的訊號至正反器D2的重置端，使得禁能期間指示訊號SToff在致能期間Ton內被維持在低準位。

在本實施例中，乘法器MC會基於取樣及保持電路SHC所產生的電流指示訊號Scd與計時器CTC所產生的計時值CV_Toff進行相乘處理。而代表相乘結果之乘積訊號Sm會被提供至誤差放大器EA的反相端，藉以和誤差放大器EA的參考電壓Vrefi比較。

如圖6所示，由於電壓Vcs會在致能期間Ton內隨時間逐漸上升，因此計數值CV_Toff與電流指示訊號Scd的相乘結果也會逐漸增大，直到乘積訊號Sm的準位等於參考電壓Vrefi時，即表示目前的平均輸出電流Iavg已達到設定的預設電流值。此時，誤差放大訊號Sea會使比較器COMP輸出高準位的訊號來重置正反器D1，藉以令周期訊號T_pwm從高準位下拉至低準位，並且再次進入下一周期的禁能期間。

由於在返馳式電源轉換電路的電源轉換行為中，其具有每一訊號周期Tp內的平均輸出電流Iavg與禁能期間長度的乘積為定值的特性，因此本實施例藉由比較乘積訊號（代表禁能期間長度與取樣到的電感電流Ip大小之乘積）與參考電壓Vrefi（代表電流設定值）的方式來決定脈寬調變訊號Spwm的轉態時間點，即可令輸出電流Io在每一訊號周期Tp內的平均值皆穩定地維持在電流設定值上。

底下以圖7的訊號時序來說明電源轉換電路110操作在連續導通模式（CCM）下時，控制電路120的具體電路運作。

請同時參照圖2、圖5與圖7，本實施例與前述圖6實施例的運作大致相同。兩者間的差異僅在於在DCM中，禁能期間指示訊號SToff僅會在電感電流Ip不為零的期間內為高準位，亦即在DCM下，計時器CTC僅會計數電感電流Ip不為零的期間長度。而在CCM中，由於電感電流Is在禁能期間Toff內不會降至零，因此禁能期間指示訊號SToff會在整個禁能期間Toff內皆為高準位，亦即，在CCM下，計時器CTC所計數的期間長度即為禁能期間Toff的長度。

除此上述差異之外，在CCM下，控制電路120同樣可藉由比較乘積訊號Sm與參考電壓Vrefi的方式來準確的在平均輸出電流Iavg符合預設電流值時切換脈寬調變控制訊號Spwm的準位，因此同樣可以實現令輸出電流Io在每一訊號周期Tp內的平均值皆穩定地維持在電流設定值上的效果。其餘電路運作請參照前述圖6實施例的說明，於此不再贅述。

綜上所述，本發明實施例提出一種返馳式電源轉換器及其控制方法，其可藉由偵測變壓器之輔助繞組上的電壓與關聯於一次側之電感電流大小的電壓來獲取電源轉換電路的運作資訊，再基於反馳式電源轉換之輸出電流在每一訊號周期內的平均值與禁能時間長度之乘積實質上為常數的特性來決定脈寬調變控制訊號的轉態時間點，藉以令平均輸出電流可穩定地維持在預設的電流設定值上，而不會隨著負載工作情形或電源轉換電路的運作情形而產生不穩定的漂移。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

50‧‧‧整流電路
100‧‧‧返馳式電源轉換器
110‧‧‧電源轉換電路
120‧‧‧控制電路
122‧‧‧脈寬調變訊號產生電路
124‧‧‧開關驅動電路
126‧‧‧平均電流偵測電路
AAC‧‧‧累加器
AC‧‧‧輔助線路
ACin‧‧‧交流電源
C1、Co‧‧‧電容
CTC‧‧‧計時器
COMP‧‧‧比較器
CV_Toff‧‧‧計數值
D1、D2‧‧‧二極體
DFF1、DFF2‧‧‧正反器
EA‧‧‧誤差放大器
GND1、GND2‧‧‧接地端
INV‧‧‧反相器
INVC‧‧‧反相比較器
Ip、Is‧‧‧電感電流
Ipp、Isp‧‧‧峰值電流
Io‧‧‧輸出電流
MC‧‧‧乘法器
Na‧‧‧輔助繞阻
Np‧‧‧一次側繞阻
Ns‧‧‧二次側繞阻
P_DR‧‧‧驅動接腳
P_DT1、P_DT2‧‧‧偵測接腳
P_VDD‧‧‧電源接腳
Pin‧‧‧輸入電源
Pout‧‧‧輸出電源
R1、R2、R3、Rcs‧‧‧電阻
S310~S360‧‧‧返馳式電源轉換電路的控制方法步驟
Scd‧‧‧電流指示訊號
Sea‧‧‧誤差放大訊號
SHC‧‧‧取樣及保持電路
SToff‧‧‧禁能期間指示訊號
Spwm‧‧‧脈寬調變控制訊號
SW‧‧‧功率開關
T‧‧‧變壓器
T_pwm‧‧‧周期訊號
TSGC‧‧‧三角波及方波產生電路
VDD‧‧‧直流系統電壓
V_DET、Vcs‧‧‧電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vref1、Vref2、Vrefi‧‧‧參考電壓

圖1為本發明一實施例的返馳式電源轉換器的功能方塊示意圖。圖2為依照圖1之一實施例的返馳式電源轉換器的電路架構示意圖。圖3為本發明一實施例的返馳式電源轉換電路的控制方法的步驟流程圖。圖4為本發明一實施例的控制電路的功能方塊示意圖。圖5為依照圖4之一實施例的控制電路的電路架構示意圖。圖6為本發明一實施例的返馳式電源轉換器的訊號時序示意圖。圖7為本發明另一實施例的返馳式電源轉換器的訊號時序示意圖。

S310~S360‧‧‧返馳式電源轉換電路的控制方法步驟

Claims

一種返馳式電源轉換器，包括：一電源轉換電路，包括：一變壓器，具有一一次側繞組、一二次側繞組以及一輔助繞組；以及一功率開關，耦接該一次側繞組，其中該功率開關受控於一脈寬調變控制訊號而切換，藉以使該變壓器反應於該功率開關的切換而將該一次側繞組上的一輸入電源轉換為該二次側繞組上的一輸出電壓與一輸出電流；以及一控制電路，耦接電源轉換電路，用以偵測該輔助繞組上的一第一電壓與該功率開關上的一第二電壓，並據以控制該電源轉換電路的運作，其中，該控制電路依據該第一電壓與該脈寬調變控制訊號計數該脈寬調變控制訊號的一禁能期間，並據以產生一計時值，並且依據該第二電壓產生一電流指示訊號，其中，該控制電路依據該計數值與該電流指示訊號的乘積判斷該輸出電流於該脈寬調變控制訊號的一訊號周期內的一平均輸出電流是否符合一預設電流值，藉以依據判斷結果決定該脈寬調變控制訊號的責任周期。
如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源轉換器，其中該控制電路包括：一脈寬調變訊號產生電路，用以依據一預設時脈訊號與一誤差放大訊號產生指示該脈寬調變訊號的責任周期的一周期訊號；一開關驅動電路，耦接該脈寬調變訊號產生電路與該功率開關，用以依據該周期訊號產生該脈寬調變控制訊號；以及一平均輸出電流偵測電路，耦接該脈寬調變訊號產生電路，用以依據該第一電壓計數該禁能期間並據以產生該計時值，並且取樣該第二電壓以產生該電流指示訊號，其中，該平均輸出電流偵測電路對該計數值與該電流指示訊號進行相乘處理以產生一乘積訊號，並且將該乘積訊號與一參考電壓之差值經放大後產生該誤差放大訊號提供給該脈寬調變訊號產生電路。
如申請專利範圍第2項所述的返馳式電源轉換器，其中當該乘積訊號等於該參考電壓時，該脈寬調變訊號產生電路依據該誤差放大訊號將該周期訊號從一致能準位切換至一禁能準位。
如申請專利範圍第2項所述的返馳式電源轉換器，其中該平均輸出電流偵測電路包括：一計時器，接收該第一電壓與該周期訊號，依據該周期訊號於進入該禁能期間時開始計時以產生該計時值，並且依據該第一電壓重置該計時值；一取樣及保持電路，用以在該脈寬調變控制訊號的一致能期間內取樣並保持該第二電壓，並且據以產生該電流指示訊號；一乘法器，耦接該計時器與該取樣及保持電路，用以對該計數值與該電流指示訊號進行相乘處理以產生該乘積訊號；以及一誤差放大器，其第一輸入端耦接該乘法器的輸出端以接收該乘積訊號，其第二輸入端耦接該參考電壓，且其輸出端耦接該脈寬調變訊號產生電路以提供該誤差放大訊號。
如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源轉換器，其中該功率開關於該脈寬調變控制訊號的一致能期間內被導通，藉以令該一次側繞組反應於導通的功率開關而儲能，其中該控制電路依據該致能期間內偵測到的第一偵測電壓獲得一輸入電壓資訊。
如申請專利範圍第5項所述的返馳式電源轉換器，其中該功率開關於該禁能期間內被截止，藉以令該一次側繞組所儲存的電能轉移至該二次側繞組，從而在該二次側繞組產生一電感電流，其中該控制電路依據該禁能期間內偵測到的第一偵測電壓獲得一輸出電壓資訊。
如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源轉換器，其中該控制電路具有一第一偵測端、一第二偵測端、一電源端以及一驅動端，該功率開關的第一端耦接該一次側繞組，該功率開關的第二端耦接該第二偵測端，並且該功率開關的控制端耦接該驅動端。
如申請專利範圍第7項所述的返馳式電源轉換器，該電源轉換電路更包括：一輔助線路，耦接該輔助繞組與該第一偵測端，用以依據該輸入電源產生一電源電壓提供至該電源端，並且將該第一電壓提供至該第一偵測端；一電阻，其第一端耦接該功率開關的第二端與該第二偵測端，且其第二端耦接一第一接地端；一輸出二極體，其陽極耦接該二次側繞組；以及一輸出電容，其第一端耦接該輸出二極體的第二端，且其第二端耦接一第二接地端。
一種返馳式電源轉換電路的控制方法，其中該返馳式電源轉換電路包括一變壓器以及一功率開關，並且該變壓器具有一一次側繞組、一二次側繞組以及一輔助繞組，該控制方法包括：偵測該輔助繞組上的一第一電壓與該功率開關上的一第二電壓；依據該第一電壓與用以控制該功率開關的一脈寬調變控制訊號計數該脈寬調變控制訊號的一禁能期間，並據以產生一計時值；依據該第二電壓產生一電流指示訊號；計算該計數值與該電流指示訊號的乘積；依據該乘積判斷該返馳式電源轉換電路的一平均輸出電流是否符合一預設電流值；以及依據判斷結果決定該脈寬調變控制訊號的責任周期。