JP2008541380A - コンデンサ充電方法および装置 - Google Patents

Abstract

出力電圧が所望レベルに達したか否かを示す制御信号を生成するための１次側出力電圧センシングを有するコンデンサ充電回路。制御信号は、メインスイッチがオフにされたときに発生する電圧スパイクに影響されない。一実施形態では、１次側電圧は、基準電圧との比較のためにフィルタされて、制御信号を提供する。別の実施形態では、制御信号は、１次側電圧が基準電圧より大きくなったこと、および２次電流が不連続であることに応答して、遷移する。さらなる実施形態では、制御信号は、１次側電圧が基準電圧より大きくなり、２次電流が不連続になった後に発生する所定の遅延にのみ応答して、遷移する。本発明のさらなる態様によれば、コンデンサ充電時間をスピードアップするために、補助スイッチが、出力ダイオードの逆回復時間を短縮する。

Description

本発明は、コンデンサ充電回路に関し、より詳細には、カメラ閃光電球コンデンサを充電する方法および装置に関する。

カメラ閃光電球コンデンサなどの容量性負荷を充電するために、従来のスイッチモード電源または変換器回路を使用することが、知られている。Ｓｃｈｅｎｋｅｌ他の「Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ（コンデンサ充電回路用の回路および技術）」と題する米国特許第６５１８７３３号は、そのような回路の様々な特徴について説明している。例えば、第６５１８７３３号の特許には、スイッチ制御方式が説明されており、その方式を用いた場合、メイン変換器スイッチは、変圧器の１次巻線電流および２次巻線電流に基づいて制御される。具体的には、スイッチのオン時間は、感知された１次巻線電流に応じて制御され、スイッチのオフ時間は、感知された２次巻線電流に応じて制御される。上で言及された特許はまた、コンデンサが所望レベルまで充電された時を決定するために、比較器を用いて、変換器出力電圧を変圧器の１次側から感知することについても説明している。スイッチがシャットオフするときに発生する電圧スパイクは実際の出力電圧を示さないので、スイッチの各オフ時間の初期のある期間、比較器の出力を使用不可とするために、ワンショット回路が使用される。

本発明によれば、スイッチに結合される１次巻線と２次巻線とをもつ変圧器を有するコンデンサ充電回路の出力電圧を測定するための装置は、スイッチに結合され、フィルタスイッチ電圧信号を提供するフィルタと、フィルタ信号と基準電圧とに応答し、コンデンサ充電回路の出力電圧が所望レベルに達したか否かを示す制御信号を提供する比較器と、を含む。

一代替実施形態では、コンデンサ充電回路の出力電圧を測定するための装置は、スイッチ電圧と基準電圧とに応答する比較器と、２次側電流レベルを感知する電流感知回路と、比較器の出力と電流感知回路とに結合される論理ゲートと、を含む。論理ゲートは、以下の条件が共に真であるときにのみ、すなわち、（ａ）スイッチ電圧が基準電圧を超え、かつ（ｂ）２次側電流レベルが近似的に０アンペアに達したときにのみ、コンデンサ充電回路の出力電圧が所望レベルに達したことを示す制御信号を提供する。

さらなる一代替実施形態によれば、コンデンサ充電回路の出力電圧を測定するための装置は、スイッチ電圧と第１の基準電圧とに応答する第１の比較器と、第１の比較器に結合され、比較器出力信号の遅延バージョンを提供する遅延要素と、スイッチ電圧と第２の基準電圧とに応答する第２の比較器と、を含む。また、遅延要素の出力に結合される第１の入力と、第２の比較器の出力に結合される第２の入力と、以下の条件が共に真であるときにのみ、すなわち、（ａ）スイッチ電圧が第１の基準電圧を超えてから後に遅延が発生し、かつ（ｂ）第２の基準電圧がスイッチ電圧を超えたときにのみ、コンデンサ充電回路の出力電圧が所望レベルに達したことを示す制御信号が提供される出力と、を有する論理ゲートも提供される。

これらの構成によって、コンデンサ充電回路は、出力電圧が所望レベルに達したか否かを示す制御信号を生成するための、１次側出力電圧感知回路を提供される。有利には、制御信号は、スイッチがオフにされたときにスイッチ電圧上に発生する電圧スパイクに影響されない。

また、メインスイッチに結合される１次巻線とダイオードを介してコンデンサに結合される２次巻線とをもつ変圧器を有する、コンデンサを充電するための装置が説明される。この装置は、メインスイッチに並列に結合され、コンデンサを流れる電流が所定レベルより小さいときにオンになり、コンデンサ電流が所定レベルより大きいときにオフになるように適合される補助スイッチを含む。この構成により、ダイオードの逆回復時間が短縮され、それによって、コンデンサの充電をスピードアップする。

本発明の利点および態様は、以下の詳細な説明と添付の図面とを併読することで、より完全に理解されよう。
図１を参照するとコンデンサ充電回路１０は、入力電圧源１４と、１次巻線１８ａおよび２次巻線１８ｂを有する変圧器１８と、メインスイッチ２２と、ダイオード２４と、図示されたように負荷３０に電力を供給する、出力コンデンサ２６とを含む。回路１０は、フライバックトポロジを有する。例示的な実施形態における負荷３０は、カメラ閃光電球であり、したがって、回路１０は、閃光電球充電器または充電回路と呼ばれることがある。典型的な閃光電球電圧要件は、約０から３００ボルトと様々である。入力電圧源１４は、例えば、例示的な実施形態においては、約１．８から５．０ボルトにわたる電圧を提供する、アルカリ、ＮｉＭＨ、またはリチウムバッテリなどのバッテリとすることができる。

動作において、スイッチ２２がオンであるとき、エネルギーは、変圧器の１次巻線１８ａに蓄えられる。この時間の間、ダイオード２４は、逆バイアスにあり、電流は、出力コンデンサ２６に送られない。スイッチがオフになると、ダイオード２４は、順バイアスになり、エネルギーは、変圧器の２次巻線１８ｂから出力コンデンサ２６に移動される。

コンデンサ充電回路１０は、ＭＯＳＦＥＴデバイスとすることができるスイッチ２２用の制御信号を生成するためのスイッチ制御回路２８を含む。制御信号は、コンデンサ２６の両端の出力電圧Ｖｏｕｔが、例示的な実施形態における３００ボルトなど、所望レベルに達するまで、好ましくは固定周波数ではなく適応レートで、スイッチをオンおよびオフさせる。出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達すると、一般に、閃光電球３０が作動可能である旨の通知が、カメラユーザに提供される。ユーザが閃光電球３０を作動させると、エネルギーは、出力コンデンサ２６から負荷に移動される。

スイッチ制御回路２８は、ノード３８でスイッチ電圧Ｖｓｗに結合される反転入力と、基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する非反転入力とを有する、第１の比較器３２を含む。フリップフロップまたはラッチ３６は、比較器３２の出力信号によって提供されるセット入力を有する。第２の比較器３４は、１次巻線電流を感知するために提供される抵抗４２に結合される非反転入力と、基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する反転入力とを有する。比較器３４の出力は、ラッチ３６のリセット入力に結合される。ラッチ３６の出力は、図示されるように、スイッチ２２のゲートに結合される。

動作において、各スイッチサイクルのオン時間部分は、抵抗４２によって感知される１次巻線電流レベルによって制御される。具体的には、１次巻線電流が、基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される所望レベルに達すると、比較器３４の出力がハイになり、それによって、ラッチ３６をリセットし、スイッチ制御信号がローになるようにして、スイッチ２２をシャットオフする。基準電圧レベルＶｒｅｆ２は、特定の入力電流限界を提供するために選択される（実際には、ユーザ選択可能とすることができる）。スイッチ電圧Ｖｓｗが、基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに降下すると、比較器３２の出力がハイになり、ラッチ出力がハイになるようにして、スイッチ２２をオンにする。

回路を連続／不連続境界の近くで動作させ、それによって、高いフライバック変換効率を達成するために、比較器３２に提供される基準電圧Ｖｒｅｆ１は、２次電流が不連続になると（すなわち、０アンペアを通過すると）、スイッチ２２がオンにされるように選択される。基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルは、特定の２次電流レベルとは相関せず、２次電流が不連続になった後にだけ比較器３２の出力が遷移することを専ら保証するために選択される。実際、スイッチ電圧Ｖｓｗが基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに達したときに発生する２次電流レベルは、変圧器漏れインダクタンスおよび寄生コンデンサンスを含む様々な要因に依存する。

スイッチ２２を制御するための様々な代替方式が可能であることは、当業者であれば理解されよう。例えば、上で言及された米国特許第６５１８７３３号は、スイッチオン時間が感知された１次巻線電流に応答して制御され、オフ時間が感知された２次巻線電流に応答して制御される、スイッチ制御方式について説明している。オン時間が１次巻線電流に応答して制御され、オフ時間が感知された出力コンデンサ電流に応答して制御される、さらなる代替方式が、以下で図４および図５に関連して説明される。

本発明の一態様によれば、充電器１０は、高出力電圧回路における２次側電圧センシングに一般に関連する高電力散逸を回避するのに望ましいように、変換器出力電圧Ｖｏｕｔを変圧器の１次側から感知するための出力電圧感知回路４０を含む。出力電圧感知回路４０は、加算要素５０と、抵抗５４、５８を含む抵抗分圧器の形態をとるレベルシフタと、レベルシフトされたスイッチ電圧Ｖｓｗをスイッチ２２のオフ時間中のサイクルにわたって平均するための抵抗６４およびコンデンサ６２と、フィルタ信号をサンプルおよびホールドするためのダイオード６６およびコンデンサ７０と、スイッチ７４とを含み、すべては図示されたように結合される。

加算要素５０は、回路ノード３８に結合される非反転入力と、入力電圧源Ｖｉｎに結合される反転入力と、抵抗５４に結合される出力とを有する。抵抗５４と５８の接合点における（すなわち、回路ノード４４における）電圧は、スイッチ２２がオフであるとき、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。回路ノード４４における電圧は、スイッチ２２がオフになるときに回路ノード３８で発生する電圧スパイクの影響を排除するために、抵抗６４およびコンデンサ６２によって平均される。電圧スパイクは、変圧器漏れインダクタンスおよびスイッチ２２の寄生コンデンサンスによる電流リンギングに起因する。回路ノード４６におけるフィルタ電圧は、ダイオード６６およびコンデンサ７０によってサンプルおよびホールドされて、スイッチ２２がオフであるときに出力電圧Ｖｏｕｔに比例し、スイッチ２２がオフになったときに回路ノード３８で発生する電圧スパイクに影響されない、ＤＣ電圧Ｖｓｅｎｓｅを提供する。したがって、構成要素６４、６２は（またコンデンサ７０も）、出力電圧Ｖｏｕｔの正確な表示であるＶｓｅｎｓｅ電圧が、漏れインダクタンスリンギングの影響およびその結果のスイッチ電圧Ｖｓｗ上の電圧スパイクを排除するように、ノード４４における電圧をフィルタまたは波形整形するべく機能する。抵抗６４が、抵抗５４、５８の組合せとして実現され得ることは、当業者であれば理解されよう。

Ｖｓｅｎｓｅ電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆ３との比較のために比較器８２に結合されて、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全に充電されたレベルに達したか否かを示す制御信号８４を提供する。制御信号８４は、ラッチ８８をセットし、その出力は、例示されるように立ち上がりエッジなど、制御信号８４の一方のエッジにだけ応答して、完全に充電されたコンデンサ状態を示す、パルスの形態をとる「充電完了」信号Ｖｃｄ ８６を提供する。基準電圧Ｖｒｅｆ３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達したときにＶｓｅｎｓｅ電圧が基準電圧を超えるように選択される。

例示的な一実施形態では、充電器１０は、出力電圧が所望レベルに達したことを充電完了信号Ｖｃｄが示したときに、シャットダウンされる。上で言及された米国特許第６５１８７３３号で説明されているリフレッシュ機能を実施するなど、充電完了信号Ｖｃｄに応答して、その他の適切なアクションが取られ得ることは理解されよう。

抵抗６４およびコンデンサ６２、７０の値は、スイッチがオフになったときに発生する電圧スパイクの少なくとも大部分を除去するために、ノード４４におけるレベルシフトされたスイッチ電圧を平均するように選択される。フィルタ構成要素の値を選択するときに考慮されるさらなる要因は、そのいくつかを挙げれば、公称出力電圧レベル、基準電圧Ｖｒｅｆ３のレベル、変圧器の巻数比、および構成要素がディスクイートか、それとも集積回路に組み込まれるか（後のケースでは、コンデンサ値を小さく保つことが非常に重要なので）を含む。例示的な一実施形態では、Ｖｒｅｆ３に達するための、抵抗５４、５８、６４とコンデンサ６２、７０の並列組合せとによるＲＣ期間は、公称スイッチオフ時間の４分の１のオーダにあるように選択される。

代替的にピーク充電回路とも呼ばれる、サンプル・アンド・ホールド・ダイオード６６およびコンデンサ７０は、比較器８２のスピードに応じて除去されてもよい。比較器８２が十分高速である場合、ノード４６における時間変化平滑化信号は、比較器入力に直接結合されることができる。しかし、好ましい実施形態では、図示されるように、ＤＣ Ｖｓｅｎｓｅ電圧を比較器８２の入力に提供するために、ピーク充電要素６６、７０が使用される。

例えば、ＭＯＳＦＥＴデバイスとすることができるスイッチ７４は、図示されるように、コンデンサ７０と並列に結合される。スイッチ７４は、以下の条件のどちらか１つ、すなわち、（１）閃光電球３０が作動されたという条件、または（２）基準電圧Ｖｒｅｆ３を超えるＶｓｅｎｓｅ電圧によって決定される、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達したという条件が発生したとき、はいつでも、制御信号７８によってオンにされ、それによって、コンデンサ７０を放電する。

また図１Ａも参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達していないとき、電圧感知回路４０の動作を説明する、様々な波形が示されている。波形４４は、回路ノード４４におけるレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形４６は、回路ノード４６におけるフィルタ電圧を示しており、波形６８は、ノード６８におけるピーク充電Ｖｓｅｎｓｅ電圧を示している。また、充電Ｖｓｅｎｓｅ電圧６８より大きい基準電圧Ｖｒｅｆ３も示されており、それによって、出力電圧Ｖｏｕｔがまだ所望レベルに達していないことを示している。したがって、比較器８２の出力における制御信号８４は、論理ローレベルに留まっている。

また図１Ｂも参照すると、図１Ａにあるのと同様の波形が示されている。しかし、こちらでは、出力電圧Ｖｏｕｔは、時刻ＡにおいてＶｒｅｆ３電圧を超えるＶｓｅｎｓｅ電圧６８によって示されるように、所望レベルに達している。したがって、制御信号８４は、図示されるように、時刻Ａにおいて論理ハイレベルに遷移する。

図２を参照すると、代替コンデンサ充電回路８０が示されており、同様の参照番号は、同様の要素を指示する。したがって、回路８０は、入力電圧源１４と、変圧器１８と、スイッチ２２と、スイッチ制御回路２８（ここでは図示を容易にするため簡略化されている）と、ダイオード２４と、出力コンデンサ２６とを含む。充電回路８０は、それによって変換器出力電圧Ｖｏｕｔが変圧器の１次側から感知される代替出力電圧感知回路１１０を回路８０が含む点で、図１の充電器１０と異なる。

回路８０は、出力コンデンサ２６を通る電流Ｉｃａｐ １３２を感知するため、出力コンデンサ２６とアースの間に直列に結合される抵抗３６も含む。抵抗３６の両端の電圧は、コンデンサ電流Ｉｃａｐに比例する。コンデンサ電流Ｉｃａｐは、説明されるように、出力電圧感知回路１１０によって使用されるために感知される。

出力電圧感知回路１１０は、加算要素９０と、抵抗９２、９４を含む抵抗分圧器の形態をとるレベルシフタとを含む。加算要素９０は、回路ノード３８に結合される非反転入力と、入力電圧源Ｖｉｎに結合される反転入力と、抵抗９２に結合される出力とを有する。抵抗９２と９４の接合点における（すなわち、ノード１３０における）電圧は、スイッチ２２がオフであるとき、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。

出力電圧感知回路１１０はまた、抵抗９２と９４の接合点におけるノード１３０に結合される非反転入力と、基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する反転入力とを有する、第１の比較器１１４も含む。比較器１１４の出力信号１３４は、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合される。比較器１１４は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達した時を感知する。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比および（抵抗９２、９４の）抵抗分圧器比によって、所望の完全に充電されたコンデンサ電圧に対応するように選択される。例示的な一実施形態では、所望出力電圧は、３００ボルトであり、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、５ボルトまたはＶｉｎである。

第２の比較器１２２は、図示されるように、電流感知抵抗３６に結合される反転入力と、基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する非反転入力とを有し、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合される出力信号１３６を提供する。比較器１２２は、コンデンサ電流Ｉｃａｐ １３２が、例えば、ピーク値の約１０％など、非常に小さくなった時を感知する。この目的のため、基準電圧Ｖｒｅｆ２は一般に、伝播遅延またはその他の非理想的な影響を計算に入れて、アースより上の、数１０ミリアンペア掛ける抵抗３６の抵抗値のところにある。

ＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２は、以下の条件の両方、すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望レベルに達したという条件と、抵抗３６によって感知される不連続になったコンデンサ電流によって決定される、与えられたスイッチサイクルの間に出力コンデンサが完全に充電されたという条件が共に真であるときに、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達したことを示す制御信号を提供する。具体的には、制御信号１１２は、比較器１１４と比較器１１２の両方の出力がハイであるときにだけ、ハイである。制御信号１１２は、ラッチ１１６をセットし、その出力は、制御信号１１２の各立ち上がりエッジにおいて、充電器８０をシャットダウンするのに使用され得るような、パルスの形態をとる充電完了信号Ｖｃｄ １３８を提供する。

また図２Ａも参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達していないとき、電圧感知回路１１０の動作を説明する、回路８０に関連するいくつかの波形が示されている。具体的には、波形１３０は、ノード１３０におけるレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形１３２は、コンデンサ電流Ｉｃａｐを示している。波形１３４は、比較器１１４の出力信号を示しており、波形１３６は、比較器１２２の出力信号を示しており、波形１１２は、ＡＮＤゲート１１８の出力における制御信号１１２を示している。

スイッチ２２がオフになったときに発生する電圧スパイクが消失すると、レベルシフトスイッチ電圧１３０より大きくなり、それによって、出力電圧Ｖｏｕｔがまだ所望レベルに達していないことを示す、基準電圧Ｖｒｅｆ１も示されている。しかし、電圧スパイクのピークのいくつかは、基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えており、したがって、比較器１１４の出力信号１３４は、図示されるように、しかるべく遷移する。コンデンサ電流１３２が非常に小さくなると、比較器１２２の出力信号１３６は、ハイになる。しかし、比較器１１４の出力信号１３４はローであるので、制御信号１１２は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達していないことから望まれるように、ローに留まる。

また図２Ｂも参照すると、図２Ａにあるのと同様の波形が示されている。しかし、こちらでは、出力電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆ１電圧を超えるスイッチ電圧１３０によって示されるように、所望レベルに達している。したがって、比較器１１４の出力信号１３４は、時刻Ａにおける電圧スパイクに応答して遷移し、その後、電圧スパイクが消失しても、ハイに留まる。その後、ここでは時刻Ｂにおいて、コンデンサ電流Ｉｃａｐ １３２は、比較器１２２の出力信号１３６がハイになるように、小さな値まで低下する。時刻Ｂでは、比較器１１４の出力信号１３４もハイであるので、ＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２は、図示されるように、ハイになる。

この構成によって、スイッチ２２がオフになるときに一般にスイッチ電圧Ｖｓｗ上で発生する電圧スパイクが、制御信号１１２および充電完了信号Ｖｃｄ １３８に影響することが防止される。これは、制御信号１１２がハイになって、出力電圧が所望レベルに達したことを示すことができるのは、コンデンサ電流が非常に小さくなったとき、だけであり、その時までには、電圧スパイクを引き起こすリンギングは消失しているためである。したがって、出力電圧が所望レベルに達していないときに、スイッチ電圧１３０上の電圧スパイクが、比較器１１４の出力信号１３４をハイにさせたとしても、コンデンサ電流１３２が所望の小さな値に達していないので、制御信号１１２はハイにならない。

回路１１０は抵抗３６の両端の電圧に応答するが、コンデンサ電流が所望の小さな値に低下した時を決定するために、出力コンデンサ電流または２次巻線電流を感知するためのその他の方式が使用されて、比較器１２２への入力を提供してもよい。

図３を参照すると、代替コンデンサ充電回路の実施形態１４０が示されており、同様の参照番号は、同様の要素を指示する。したがって、回路１４０は、入力電圧源１４と、変圧器１８と、スイッチ２２と、スイッチ制御回路２８（やはり図示を容易にするため簡略化されている）と、ダイオード２４と、出力コンデンサ２６とを含む。充電回路１４０は、さらなる代替出力電圧感知回路１４４を回路１４０が含む点で、図２の充電器８０と異なる。図１および図２それぞれの出力電圧感知回路４０および１１０と同様に、回路１４４は、スイッチ２２がオフになったときにスイッチ電圧Ｖｓｗ上で発生する電圧スパイクに応答して不正確なセンシングが発生しないことを保証する方式で、出力電圧を変圧器１８の１次側から感知する。

出力電圧感知回路１４４は、加算要素１６２と、抵抗１６４、１６８を含む抵抗分圧器の形態をとるレベルシフタとを含む。加算要素１６２は、回路ノード３８に結合される非反転入力と、入力電圧源Ｖｉｎに結合される反転入力と、抵抗１６４に結合される出力とを有する。抵抗１６４と１６８の接合点における（すなわち、ノード１４２における）電圧は、スイッチ２２がオフであるとき、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。

出力電圧感知回路１４４は、抵抗１６４と１６８の接合点におけるノード１４２に結合される非反転入力と、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力とを有し、出力信号１５０を提供する、第１の比較器１４８をさらに含む。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比によって、出力電圧Ｖｏｕｔについての所望の完全充電レベルに対応するように選択される。例示的な一実施形態では、所望出力電圧は、３００ボルトであり、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、５ボルトまたはＶｉｎに等しい。比較器出力信号１５０は、比較器出力信号を遅延させて、遅延信号１５８をＡＮＤゲート１５６に提供する、遅延要素１５２に結合される。

第２の比較器１６０は、図示されるように、抵抗１６４と１６８の接合点におけるノード１４２に結合される反転入力と、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力とを有し、ＡＮＤゲート１５６の第２の入力に結合される出力信号１６２を提供する。ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４は、図３Ａおよび図３Ｂの考察から明らかとなるように、以下の条件の両方、すなわち、（ａ）出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望レベルに達してから後に遅延が発生したという条件と、（ｂ）遅延要素１５２と基準電圧Ｖｒｅｆ２の組合せによって確立される、与えられたスイッチサイクルの間にコンデンサ２６が完全に充電されたという条件が共に真であるときに、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達したことを示す制御信号１６４を提供する。制御信号１６４は、ラッチ１５４をセットし、その出力は、立ち上がりエッジなど、制御信号１６４の一方のエッジにだけ応答して、完全充電コンデンサ条件を示す、パルスの形態をとる「充電完了」信号Ｖｃｄ １６６を提供する。例示的な一実施形態では、充電器１４０は、充電完了信号Ｖｃｄ １６６がハイになって、コンデンサ２６が完全に充電されたことを示したときに、シャットダウンする。

図３Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達していないとき、電圧感知回路１４４の動作を説明する、回路１４０に関連するある波形が示されている。波形１４２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２に関係する、ノード１４２におけるレベルシフトスイッチ電圧Ｖｓｗを示している。波形１５０は、比較器１４８の出力信号を示しており、波形１５８は、遅延要素１５２の出力信号を示しており、波形１６２は、比較器１６０の出力信号を示しており、波形１６４は、ＡＮＤゲート１５６の出力における制御信号を示している。

動作において、ノード１４２におけるレベルシフトスイッチ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに達したとき、比較器出力信号１５０は、ハイになる。ここでは、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達していなくても、スイッチがオフになるときにノード１４２で発生する電圧スパイクが、図示されるように、比較器１４８の出力信号１５０に数回の遷移を起こさせる。

ノード１４２におけるレベルシフトスイッチ電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２より下に降下すると、図示されるように、比較器１６０の出力信号１６２は、ハイになる。遅延信号１５８と比較器出力信号１６２の両方がハイであるとき、だけ、ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４は、ハイになる。ここでは、遅延信号１５８と比較器出力信号１６２の両方が同時にハイであることはないので、制御信号１６４は、ローに留まっており、それによって、出力電圧Ｖｏｕｔが所望電圧レベルに達していないことを正確に示している。

また図３Ｂも参照すると、図３Ａにあるのと同様の波形が示されている。しかし、こちらでは、出力電圧Ｖｏｕｔは、所望レベルに達している。したがって、比較器１４８の出力信号１５０は、基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるスイッチ電圧上の電圧スパイクの結果として数回の遷移を行い、その後、電圧スパイクが消失すると、ハイに留まる。しかし、ここでは、スイッチ電圧は降下して、基準電圧Ｖｒｅｆ２を超え、図示されるように、比較器１６０の出力信号１６２をハイにさせ、ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４もハイにさせ、それによって、出力電圧Ｖｏｕｔが所望レベルに達したことを正確に示している。

遅延要素１５２によって提供される遅延は、少なくともノード１４２におけるレベルシフトスイッチ電圧がそのプラトーから基準電圧Ｖｒｅｆ２に降下するのにかかる時間に対応するように選択される。しかし、遅延は、コンデンサが十分に充電された旨の通知をノード１４２における電圧スパイクが誤って引き起こすことを防止するために、十分に短くあるべきである。例示的な一実施形態では、遅延要素１５２は、１００ナノ秒など、６０から１５０ナノ秒のオーダの遅延を提供する。最適遅延を改善するために、従来の回路シミュレーション技法が使用されることができる。

図４を参照すると、さらなる代替コンデンサ充電回路１７０が示されており、同様の参照番号は、同様の要素を指示する。回路１７０は、図示されるように、入力電圧源１４と、変圧器１８と、スイッチ２２と、ダイオード２４と、負荷３０に結合される出力コンデンサ２６とを含む。回路１７０は、例として図１、図２、および図３それぞれの回路４０、１１０、および１４４のいずれかの形態を取り得る、スイッチノード３８に結合される出力電圧感知回路１７６を含む。

回路１７０はまた、コンデンサ電流Ｉｃａｐを感知するためにコンデンサ２６に直列に結合される抵抗１７８と、スイッチ制御回路１７４も含む。スイッチ制御回路１７４は、図１に関連して上で説明された回路２８に代替スイッチ制御方式を提供する。ここでは、各スイッチサイクルのオン時間部分は、感知された１次巻線電流に応答して制御され、オフ時間部分は、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答して制御される。出力コンデンサ電流は、図示されるように、出力コンデンサ２６とアースの間に結合される抵抗１７８によって感知される。

出力コンデンサ電流Ｉｃａｐは、スイッチ制御回路１７４による使用とは別の、または追加の理由で感知されてもよいことは、当業者であれば理解されよう。そのような理由の１つは、例えば、図２に関連して説明され、示された出力電圧感知回路による使用のためである。コンデンサ電流を感知する別の理由は、説明されるように、コンデンサ充電をスピードアップするための図６の回路による使用のためである。

スイッチ制御回路１７４は、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合される反転入力と、抵抗１９０に結合される非反転入力とを有する、第１の比較器１８２を含む。抵抗１９０の両端の電圧は、１次巻線電流Ｉｐｒｉに比例する。したがって、比較器１８２の出力信号は、１次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定電流レベルより大きいときに、ハイ論理レベルにあり、１次巻線電流Ｉｐｒｉが第１の所定レベルより小さいときに、ロー論理レベルにある。

スイッチ制御回路１７４は、図示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合される非反転入力と、抵抗１７８に結合される反転入力とを有する、第２の比較器１８４をさらに含む。したがって、電圧比較器１８４の出力信号は、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定電流レベルより大きいときに、ロー論理レベルにあり、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが第２の所定レベルより小さいときに、ハイ論理レベルにある。

比較器１８２の出力信号は、図示されるように、フリップフロップまたはラッチ１８８のリセット入力に結合され、比較器１８４の出力信号は、ラッチ１８８のセット入力に結合される。ラッチ１８８の出力信号は、スイッチ２２のゲートに制御信号を提供する。

動作において、１次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定レベルに達したとき、ラッチ１８８はリセットされ、スイッチ２２はオフにされる。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定レベルより下に降下すると、ラッチ１８８はセットされ、スイッチ２２はオンになる。基準電圧Ｖｒｅｆ２の適切な選択によって、回路１７０は、連続動作と不連続動作の間の境界条件で動作させられることができる。

上で説明されたスイッチ制御回路１７４は、特に、負荷によって広い電圧範囲が必要とされる例示的な閃光電球充電器の応用例において、容量性負荷３０を充電するための効率的方式を提供する。さらに、この方式は、従来使用されていたよりも簡略化された回路を用いて、効率的な性能を達成する。これは、コンデンサ電流を感知するために、出力コンデンサ２６に結合される抵抗１７８を使用するためである。上で言及された米国特許第６５１８７３３号では、感知抵抗を通る２次電流の方向のため、負の電圧が基準電圧と比較される。

また図５も参照すると、代替コンデンサ充電回路の実施形態２００が示されており、同様の参照番号は、同様の要素を指示する。したがって、回路２００は、示されるように結合される、入力電圧源１４と、変圧器１８と、スイッチ２２と、ダイオード２４と、出力コンデンサ２６とを含む。出力電圧感知回路１７６も示されている。

充電回路２００は、出力コンデンサ２６とアースの間に結合される抵抗１７８も含み、抵抗１７８の両端には、出力コンデンサを通る電流Ｉｃａｐを示す電圧が提供される。ここでは、図４の実施形態と同様に、出力コンデンサ電流は、スイッチ制御回路による使用のために感知される。

充電回路２００は、スイッチ制御回路２０２において、図４の回路１７０と異なる。スイッチ制御回路２０２は、スイッチ制御回路１７４と同じタイプの適応レート制御を達成するが、抵抗１９０（図４）を必要としない。したがって、ここでもやはり、各スイッチサイクルのオン時間部分は、感知された１次巻線電流Ｉｐｒｉに応答して制御され、オフ時間部分は、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答して制御される。スイッチ２２がオンであるとき、抵抗１７８の両端の電圧は、１次巻線電流Ｉｐｒｉを示す。これは、スイッチ２２がオンであるとき、２次電流は流れず、そのため、抵抗１７８を流れる電流は、１次電流Ｉｐｒｉだけであるためである。一方、スイッチ２２がオフであるとき、抵抗１７８の両端の電圧は、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐを示す。

スイッチ制御回路２０２は、図示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合される反転入力と、抵抗１７８に結合される非反転入力とを有する、第１の比較器２０４を含む。したがって、比較器２０４の出力信号は、１次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定レベルより大きいときに、ハイ論理レベルにあり、１次巻線電流が第１の所定レベルより小さいときに、ロー論理レベルにある。

スイッチ制御回路２０２は、図示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合される非反転入力と、抵抗１７８に結合される反転入力とを有する、第２の比較器２０８をさらに含む。したがって、比較器２０８の出力電圧は、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定レベルより大きいときに、ロー論理レベルにあり、出力コンデンサ電流が第２の所定レベルより小さいときに、ハイ論理レベルにある。

比較器２０４の出力信号は、フリップフロップまたはラッチ２１２のリセット入力に結合され、比較器２０８の出力信号は、セット入力に結合される。ラッチ２１２の出力信号は、図示されるように、スイッチ２２のゲートに結合される。

動作において、１次巻線電流が基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定レベルに達したとき、ラッチ２１２はリセットされ、スイッチ２２はオフになる。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定レベルより下に降下すると、ラッチ２１２はセットされ、スイッチ２２はオンになる。

図６を参照すると、さらなる代替コンデンサ充電回路２２０が示されており、同様の参照番号は、同様の要素を指示する。したがって、回路２２０は、図示されるように、入力電圧源１４と、変圧器１８と、スイッチ２２と、スイッチ制御回路２８（ここでは図示を容易にするため簡略化されている）と、ダイオード２４と、負荷３０に結合されるコンデンサ２６とを含む。スイッチ制御回路２８は代替的に、図４および図５に関連してそれぞれ説明された回路１７４および２０２の一方によって提供されてもよいことは理解されよう。

回路２２０は、ここではＭＯＳＦＥＴとして提供される補助スイッチ２２４と、ダイオード２４の逆回復時間を短縮し、２次巻線寄生コンデンサンスの放電をスピードアップするために提供される関連回路とをさらに含む。変圧器１８の寄生要素を含むフライバック変圧器１８のモデルも、補助スイッチ２２４の利点を説明するために、図６に示されている。具体的には、変圧器磁化インダクタンス１８ｃと、実効寄生コンデンサンス１８ｄと、漏れインダクタンス１８ｅが示されている。

ダイオードの逆回復時間を短縮するのが望ましい理由は、逆回復時間中、１次側へと反射されて寄生コンデンサンスとダイオードを通る電流（すなわち、スイッチ２２がオフであるので、この電流は主に磁化インダクタンス１８ｃを流れる）が、負の電流（図６の１８ｃおよび１８ａのループ内を時計回りに流れる電流）が磁化インダクタンス１８ｃを流れる原因になり、したがって、スイッチ２２がオンになったときに、負の初期スイッチ電流の原因になるためである。負の１次電流振幅の大きさは、出力電圧と共に増大する。負のスイッチ電流は、最小スイッチサイクルを制限し、したがって、コンデンサ２６の充電をスローダウンする。ダイオードの逆回復時間を短縮することによって、負の初期電流は低減され、スイッチングサイクルはより短くなり、したがって、コンデンサ２６は、その他の方法で可能であるよりも速く充電される。例えば、補助スイッチ２２４の使用は、６％〜８％のオーダだけ、コンデンサ充電時間を短縮することができる。

補助スイッチ２２４は、メインスイッチ２２と並列に結合され、その結果、スイッチ２２４のドレーンは、スイッチ２２のドレーンに結合され、スイッチ２２４のソースは、スイッチ２２のソースおよびアースに結合される。スイッチ２２４がオンであるとき、スイッチノード３８は、スイッチ２２４を介してアースに結合される。スイッチ２２４がオフであるとき、スイッチ２２４は、スイッチノード３８から分離される。スイッチ２２４のゲートは、比較器２２８の出力に結合される。スイッチ２２４は、スイッチ２２より速い応答を得るために、メインスイッチ２２よりも高いＲｄｓｏｎおよび低いコンデンサンスを有するように選択される。

比較器２２８は、図示されるように、出力コンデンサ電流感知抵抗１７８に結合される反転入力と、アースに結合される非反転入力とを有する。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが０アンペアより下に降下すると、比較器２２８の出力は、ハイになり、それによって、補助スイッチ２２４をオンにする。これが、ダイオード回復期間の開始である。

スイッチ２２４がオンであるとき、ダイオード回復時間のために変圧器の２次巻線１８ｂを流れる電流から反射される電流Ｉｐｒｉは、スイッチ２２４を介してアースに流れる。これは、ノード３８におけるスイッチ電圧Ｖｓｗのより速い落ち込みをもたらし、より短い遅延で次のスイッチサイクルの開始が生じることを可能にし、それによって、コンデンサ２６の全体的な充電時間を短縮する。

図６Ａを参照すると、図６の回路２２０に類似するが、補助スイッチ２２４が除去された回路の動作を示すことによって、補助スイッチ２２４の利点を説明する、様々な波形が提供されている。すなわち、図６Ａの波形３８、２３２、２３４、２３８は、補助スイッチ２２４を使用しない回路２２０の動作を示している。具体的には、波形３８は、ノード３８におけるスイッチ電圧Ｖｓｗを示しており、波形２３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを示しており、波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを流れる１次電流Ｉｐｒｉを示しており、波形２３８は、２次電流Ｉｓｅｃを示している。

明らかなように、２次電流Ｉｓｅｃ ２３８が時刻Ａで０アンペアに達し、スイッチ２２がオンにされた場合、正の１次電流が流れ始めることができるように、ダイオード２４が回復するのに、したがって、ノード３８におけるスイッチ電圧が時刻Ｂで入力電圧レベルまで降下するのに、１１４ナノ秒のオーダがかかる。各サイクル中のこの１１４ナノ秒の逆回復期間に、１次電流Ｉｐｒｉがピーク負電流から０まで立ち上がるための時間を加えた時間は、最小スイッチサイクル、または代替的に最大スイッチング周波数を制限し、したがって、出力コンデンサ２６の充電をスローダウンする。回路２２０からスイッチ２２４が省略された場合、コンデンサ２６を完全に充電するために７６μｓのオーダの時間がかかる。

また図６Ｂも参照すると、波形３８、２３２、２３４、２３８は、上で説明されたように機能する補助スイッチ２２４を有する回路２２０の動作を示している。具体的には、波形３８は、ノード３８におけるスイッチ電圧を示しており、波形２３２は、出力電圧を示しており、波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを流れる１次電流Ｉｐｒｉを示しており、波形２３８は、２次電流Ｉｓｅｃを示している。上で説明されたように動作する補助スイッチ２２４を使用した場合、２次電流２３８が時刻Ａで０アンペアに達したとき、補助スイッチ２２４は、十分な速さでオンにされる。より高い振幅の回復電流が２次巻線を流れ、それが次に回復時間を短縮して、スイッチノード電圧のより速い落ち込みと、より低い負の１次電流振幅をもたらす。具体的には、１次電流がより小さな負電流から流れ始めることができるように、ダイオード２４が回復するのに、したがって、ノード３８における電圧が時刻Ｂで入力電圧レベルまで降下するのに、５８ナノ秒のオーダがかかるに過ぎない。したがって、補助スイッチ２２４は、各スイッチサイクルを短縮し、それによって、補助スイッチのない回路と比較して、コンデンサ２６を充電するのにかかる時間を短縮する。この構成によって、コンデンサ２６は、例示的な一実施形態では、６％〜８％のオーダだけより速いなど、より速く充電される。回路２２０で補助スイッチ２２４を使用した場合、コンデンサ２６を完全に充電するために７０μｓのオーダの時間がかかるに過ぎない。

本発明の好ましい実施形態を説明してきたが、それらの概念を含むその他の実施形態が使用されてもよいことは、今では当業者に明らかであろう。
例えば、本明細書で説明されたのとは異なる本発明の特徴が、コンデンサ充電回路において使用されるために組み合わされてよく、または代替として、選択的もしくは個別的に使用されてよいことは、当業者であれば理解されよう。例えば、図１、図２、および図３それぞれの出力電圧感知回路４０、１１０、および１４４は、その他の点では従来のコンデンサ充電回路において単独で使用されてよく、または代替として、図４〜図６に関連して説明されたような、本明細書で説明された本発明のその他の概念も含む充電回路において使用されてよい。

本発明の概念を説明するために、特定の回路要素と、さらには論理信号レベルもが説明されたが、本発明の実施形態は、開示された実施形態に限定されるべきではなく、添付の特許請求の範囲の主旨および範囲によってのみ限定されるべきである。

本発明の一態様による、１次側出力電圧感知回路を有するコンデンサ充電回路の回路図である。 出力電圧がまだ所望レベルに達していないとき、図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 出力電圧が所望レベルに達したとき、図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 代替１次側出力電圧感知回路を有する、図１のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の回路図である。 出力電圧がまだ所望レベルに達していないとき、図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 出力電圧が所望レベルに達したとき、図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 さらなる代替１次側出力電圧感知回路を有する、図１のコンデンサ充電回路のまたさらなる一代替実施形態の回路図である。 出力電圧がまだ所望レベルに達していないとき、図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 出力電圧が所望レベルに達したとき、図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。 本発明のさらなる態様による、出力コンデンサ電流を感知する回路と、感知された出力コンデンサ電流に応答するスイッチ制御回路とを含む、コンデンサ充電回路の回路図である。 出力コンデンサ電流を感知する回路と、感知された出力コンデンサ電流に応答する代替スイッチ制御回路とを含む、図４のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の回路図である。 本発明のまた別の態様による、コンデンサ充電時間を短縮するための回路を含むコンデンサ充電回路の回路図である。 図６の充電回路とほぼ類似しているが、補助スイッチを有さない充電回路に関連する、いくつかの波形を示す図である。 補助スイッチを有する図６の充電回路に関連する、いくつかの波形を示す図である。

Claims (12)

1. スイッチに結合される１次巻線と２次巻線とをもつ変圧器を有するコンデンサ充電回路の出力電圧を測定するための装置であって、
   前記スイッチに結合され、前記スイッチにおける電圧をフィルタして、フィルタ信号を提供するフィルタと、
   前記フィルタ信号に応答する第１の入力と、基準電圧に結合される第２の入力と、前記コンデンサ充電回路の出力電圧が所望レベルに達したか否かを示す制御信号が提供される出力とを有する比較器と、
   を備える装置。
2. 前記フィルタは、抵抗とコンデンサとを備える、請求項１に記載の装置。
3. 前記フィルタに結合され、前記フィルタ信号のピーク電圧と実質的に等しいレベルを有するＤＣ電圧を提供するサンプル・アンド・ホールド回路をさらに備え、前記ＤＣ電圧は、前記比較器の前記第１の入力に結合される、請求項１に記載の装置。
4. 前記サンプル・アンド・ホールド回路は、ダイオードとコンデンサとを備える、請求項３に記載の装置。
5. 前記スイッチと前記フィルタの間に結合され、前記スイッチ電圧のレベルをシフトするためのレベルシフタをさらに備える、請求項１に記載の装置。
6. 前記レベルシフタは、抵抗分圧器を備える、請求項５に記載の装置。
7. スイッチに結合される１次巻線とコンデンサに結合される２次巻線とをもつ変圧器を有するコンデンサ充電回路の出力電圧を測定するための装置であって、
   前記スイッチに結合される第１の入力と、第１の基準電圧に結合される第２の入力と、前記スイッチにおける電圧が前記第１の基準電圧を超えたか否かを示す第１の比較器出力信号が提供される出力とを有する第１の比較器と、
   前記第１の比較器出力に結合され、前記第１の比較器出力信号の遅延バージョンである遅延出力信号を提供する遅延要素と、
   前記スイッチに結合される第１の入力と、第２の基準電圧に結合される第２の入力と、前記スイッチ電圧が前記第２の基準電圧を超えたか否かを示す出力信号が提供される出力とを有する第２の比較器と、
   前記遅延要素の前記出力に結合される第１の入力と、前記第２の比較器の前記出力に結合される第２の入力と、（ａ）前記スイッチ電圧が前記第１の基準電圧を超えてから遅延が発生し、かつ（ｂ）前記第２の基準電圧が前記スイッチ電圧を超えたときにのみ、前記出力電圧が所望レベルに達したことを示す制御信号が提供される出力とを有する論理ゲートと、
   を備える装置。
8. 前記第１の基準電圧は、前記コンデンサ充電回路の入力電圧に近似的に等しく、前記第２の基準電圧は、ゼロアンペアを越える前記コンデンサにおける電流に対応するレベルにある、請求項７に記載の装置。
9. 前記遅延は、前記スイッチの時間部分の公称の４分の１のオーダにあるように選択される、請求項７に記載の装置。
10. メインスイッチに結合される１次巻線とコンデンサに結合される２次巻線とをもつ変圧器を有するコンデンサ充電回路であって、
    前記メインスイッチに並列に結合され、前記コンデンサを流れる電流が所定レベルより小さいときにオンになり、前記コンデンサ電流が所定レベルより大きいときにオフになるように適合される補助スイッチを備えるコンデンサ充電回路。
11. 前記所定レベルは、近似的に０アンペアである、請求項１０に記載の装置。
12. 前記コンデンサと直列に結合される抵抗と、
    前記抵抗の両端に結合される入力と、前記補助スイッチを制御するために前記補助スイッチに結合される制御信号が提供される出力とを有する比較器とをさらに備える、請求項１０に記載の装置。

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