KR20040014998A - 양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이 - Google Patents

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KR20040014998A
KR20040014998A KR10-2003-7003087A KR20037003087A KR20040014998A KR 20040014998 A KR20040014998 A KR 20040014998A KR 20037003087 A KR20037003087 A KR 20037003087A KR 20040014998 A KR20040014998 A KR 20040014998A
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voltage
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KR10-2003-7003087A
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피터 제이. 엠. 스미트
헨드리쿠스 제이. 제이. 도멘시노
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 양방향 플라이백 변환기와 같은 양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS) 및 그를 동작시키는 방법에 관한 것이다. SMPS는 함께 전기적으로 연결된 제 1 및 제 2 권선들을 가진 변압기를 포함하며, 상기 제 1 권선은 변환기의 전압 입력에 연결되어 있고, 상기 제 2 권선은 변환기의 전압 출력에 연결되어 있으며, 제 1 제어 유닛은 제 1 권선과 직렬로 배열된 제 1 스위치를 포함하고, 제 2 제어 유닛은 제 2 권선과 직렬로 배열된 제 2 스위치를 포함한다. 제 1 제어 유닛은 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 적응되고, 제 2 제어 유닛은 제 2 면의 제어된 출력 파워를 제공하기 위해 적응된다.

Description

양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이{Bidirectional flyback switch mode power supply(SMPS)}
스위치 모드 변환기(switch mode converter)라는 용어는 동일하거나 반대의 극성과 낮거나 높은 전압의 DC 또는 AC 입력을 취하고 단일 또는 다중의 DC 출력을 제공하는 회로를 설명하기 위해 기술 분야에서 통상적으로 사용된다. 스위치 모드 파워 서플라이(Switch Mode Power Supply; SMPS)라는 용어는 스위치 모드 조절기들 또는 변환기들을 설명하기 위한 공통의 명칭이다. 플라이백 SMPS 회로는 제 1 면의 스위칭 소자(예를 들면 트랜지스터)가 스위치오프되면, 인덕터로부터 에너지를 출력 캐패시터로 전달하고, 피드포워드(feed-forward) SMPS 회로는 스위칭 소자가 스위치온 될 때 에너지를 출력 캐패시터로 공급할 것이다. 양방향 플라이백의 원리 파워 트레인 구조는 오랜 시간동안 알려져왔고, 예를 들면 US 3986097 및 EP 0013332에서 설명된다.
양방향 또는 왕복(reciprocating) 변환기는 에너지가 제 2 면으로부터 제 1면으로 주기적으로 피드백하는 변환기이다. 반면, 종래의 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이는, 에너지를 단지 한 방향에서만, 즉, 입력 회로에서 출력 회로로 전달한다. 이러한 양방향 변환기는 예를 들면, US 5768118로부터 알려져 있다. 왕복 변환기는 제 2 전류가 0을 교차하고 그것이 하향 경사지는 네가티브(negative) 값들로 신호를 변화시키는 것을 허용하기 위해 제 2 스위치(제 2 정류기와 병렬인)를 사용한다. 제 2 면의 스위치가 개방되면, 네가티브 전류는 제 1 권선 상에서 나타나고, 이 전류는 제 1 면의 스위치 상의 전압을 감소시킨다. 제 1 면의 스위치 상의 전압이 수용가능한 최소 레벨로 감소된 후에, 제 1 면의 스위치가 폐쇄되고, 입력 전압은 제 1 전류가 다시 상향 경사지게 한다.
따라서, 플라이백 스위치 모드 파워 변환기에서, AC 벽 전압(wall voltage)은 조절되지 않은 DC 입력 전압을 생성시키기 위해서 필터링되고 정류된다. 이러한 조절되지 않은 DC 입력 전압은 이후 파워 변압기(transformer)의 제 1 권선과 연결되는 입력 회로로 제공된다. 출력 회로는 파워 변압기의 제 2 권선과 연결되고, 출력 회로의 출력에서의 전압은 전자 장치를 위한 적절한 DC 전압 또는 DC 전류 레벨들을 일으킨다. 스위치 모드 파워 변환기들의 작은 크기 및 높은 효율은 배터리들을 교환하기 위한 랩탑(laptop) 컴퓨터들 등과 같은 전자 장비에 있어 매우 유익하다. 다양한 나라들에서 다른 주 전압들이 이후 개조나 바꿈없이 장비를 동작시키기 위해 적절히 사용될 수 있다.
그럼에도 불구하고, 양방향 플라이백 변환기들의 효율은 활성화 스위치들이 제어되는 방법에 강하게 의존하고, 이것은 오랜 시간동안 문제가 되어왔다. 이러한문제를 해결하기 위한 시도들이 EP 0336725 및 EP 0551212에 표현되어 있다.
종래의 플라이백 변환기들은:
-높은 스위칭 손실들;
-분리된 피드백이 필요한 것;
-로드되지 않은 상태들에서 변환기를 조절해야 하는 문제들;
-낮은 출력 전압들의 경우에 출력 정류기에서의 손실들 때문에 생기는 나쁜 효율과 같은 몇몇의 결점들에 의해 영향을 받는다.
이러한 문제들은 종래 기술에 잘 알려져 있다. 문제들에 대한 개별적인 해결책들이 제안되어 왔다(위에서 언급된 참조들을 참고하라). 그럼에도 불구하고, 해결책은 몇몇을, 바람직하게는 위의 문제들의 전부를 해결하고, 및/또는 단순한 및 바람직하게는 보다 효율적인 방법으로 문제들을 해결하는 것이 바람직하다.
따라서 본 발명의 목적은 양방향 플라이백 변환기와, 그를 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이며, 이는 위에서 논의된 종래 기술의 문제점들을 완화시킨다.
본 발명은 양방향 플라이백 변환기에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 일반적인 플라이백 변환기의 대략적인 도면.
도 2는 도 1의 변환기의 제어 유닛의 실시예의 개략적인 도면.
도 3은 도 1의 양방향 플라이백 변환기의 동작동안, 각각 제 1 및 제 2 면의 전압들 및 전류들의 파형들 및 모드들을 도시하는 도면.
도 4는 종래의 양방향 플라이백 변환기들에 대한 제 1 면 피크 전류들을 도시하는 도면.
도 5는 종래의 양방향 플라이백 변환기들에서의 순환 에너지를 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 실시예에서 사용되는 단순한 검출 회로를 도시하는 도면.
본 목적은 첨부된 청구항들에 따른 변환기와 방법에 의해 이루어진다.
본 발명은 양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)를 동작시키는 방법을 제공하며:
변환기의 제 1 면에서 변압기의 제 1 권선을 통해 제 1 방향에서 전류를 상향 경사지게(ramping up) 하는 단계와;
상기 제 1 권선과 직렬인 제 1 스위치를 개방시키는 단계로서, 이에 따라 제 1 권선과 유도적으로(inductively) 연결된 변환기의 제 2 면에서 상기 변압기의 제 2 권선을 통해 전류를 구동시키는, 상기 개방 단계와;
제 1 방향에서 전류를 통과시키는 상기 제 2 권선을 허용하고, 이에 따라 상기 제 1 방향과 반대인 제 2 방향의 상기 제 2 권선을 통해 전류가 지나가도록 허용하기 위해, 상기 제 2 권선과 직렬인 제 2 스위치를 제어하는 단계로서, 이로써 상기 제 1 방향과 반대인 제 2 방향에서의 상기 제 1 권선을 통해 전류가 구동되게 하는, 상기 제어 단계를 포함하고,
여기서 제 2 스위치는 제 2 면에서 제어된 출력 파워를 제공하기 위해 또한 제어되고;
제 1 스위치는 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 또한 제어된다.
본 발명은 양방향 플라이백을 위한 새로운 제어 매카니즘을 제공하고, 이는 위에서 논의된 단점들을 완화시킨다. 특히, 제어 매카니즘은 변환기 부분들의 좋은 로드 효율을 만드는 순환 에너지의 양을 상대적으로 적게 되도록 한다. 로드가 없는 상황에서도, 파워 낭비는 한정된 스위칭 주파수에서 적게 만들어질 수 있다.
제 1 스위치는 또한 바람직하게 순환 파워를 최소화시키기 위해 제어된다.
바람직하게, 제 1 스위치는 전계효과 트랜지스터(FET), 바람직하게는 MOSFET를 포함하고, 상기 스위치는 제어되어 비교적 일정한 값에서 드레인 전압의 밸리(vally)를 유지하는 것에 의해 입력 전압 변화들을 보상한다.
이러한 제어는 매우 간단한 방법으로 실행될 수 있으며 매우 효과적이라는것이 증명되었다. 특히, 이러한 제어는 매우 간단하게 효율적인 비용으로 변환기에서 순환하는 파워를 제한할 수 있다.
대안적으로, 전계 효과 트랜지스터(FET)는 입력 전압에 따른 드레인 전압의 밸리를 제어하는 것에 의해 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 제어된다.
이러한 제어는 또한 단순한 방법으로 실행될 수 있으며 마찬가지로 매우 효율적이라는 것이 증명되었다. 특히, 이러한 제어는 변환기에서의 순환 파워의 총 제어뿐 아니라, 모든 입력 전압 범위를 넘는 변환기에서의 순환 파워의 절대적인 최소화를 제공할 수 있다.
본 발명의 다른 양상을 따라, 본 발명은:
서로 유도적으로 연결된 제 1 및 제 2 권선들을 가진 변압기로서, 상기 제 1 권선은 변환기의 전압 입력에 연결되고, 상기 제 2 권선은 변환기의 전압 출력에 연결되는, 상기 변압기와;
제 1 권선에 직렬로 배열된 제 1 스위치를 포함하는 제 1 제어 유닛과;
제 2 권선에 직렬로 배열된 제 2 스위치를 포함하는 제 2 제어 유닛을 포함하며;
제 1 제어 유닛은 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 적용되고, 제 2 제어 유닛은 제 2 면에 제어된 출력 파워를 제공하기 위해 적용되는 것을 특징으로 하는 SMPS와 관련된다.
따라서 본 발명은 위에서 논의된 바와 같은, 동일한 장점들을 가진 제어 메카니즘을 제공한다.
본 발명의 이러한 및 다른 양상들이 이후로 설명된 실시예(들)을 참조로 명백하게 설명될 것이다.
본 발명의 응용성의 범위는 이하에서 주어진 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다. 그러나, 본 발명의 정신과 범위 안에서 다양한 변화들 및 변경들이 당업자에게 명백하게 될 것이므로, 본 발명의 바람직한 실시예들을 나타내는 상세한 설명 및 특정 예들은 단지 도시로써 주어진다는 것이 이해되어야 한다.
본 발명의 실시예에 따른 양방향 플라이백 스위치 모드 변환기가 도 1에 개략적으로 도시된다. 상기 도면이 도시하는 것은 제 1 면(2) 및 제 2 면(3)을 갖는 파워 변압기(1)이다. 제 1 면은 인덕터(21)를 포함하는 제 1 권선을 갖고, 제 2 면은 인덕터(31)를 포함하는 제 2 권선을 갖는다. 또한, 제 1 면은 DC 입력 압력(UIN)이 인덕터(21)의 한 단부와 연결되고 인가되는 입력 회로(22)를 포함한다. 인덕터(21)의 다른 단부는 제 1 제어 유닛과 연결된다. 제어 유닛은 바람직하게 트랜지스터를, 가장 바람직하게는 NMOS(N-type depletion-mode MOSFET)와 같은, 모스 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor; MOSFET)와, 트랜지스터를 제어하기 위한 수단을 포함한다. 제어 유닛은 이하에서 더욱 자세하게 설명될 것이다.
UIN은 전형적으로 AC 벽 전압에 의해 제공되고, 이는 정류기를 통해 통과된다. UIN은 전형적으로 50 내지 400 볼트의 범위이다. IP는 도 1에 도시된 방향을 갖는, 인덕터(21)로부터의 전류이다.
제 2 면에서, 출력 회로(32)는 DC 출력 전압(UOUT)을 제공하는 인덕터(31)의 한 단부에서 제공된다. 인덕터의 다른 단부는 제 2 제어 유닛(33)에 연결된다. 제 2 제어 유닛은 또한 바람직하게 트랜지스터를, 가장 바람직하게는 NMOS와 같은 MOSFET와, 트랜지스터를 제어하기 위한 수단을 포함한다.
따라서, 변환기는 하나는 제 1 스위치를 위하여, 하나는 제 2 스위치를 위하여 두 개의 제어기들을 사용한다. 각 제어기는 연관된 스위치의 온-오프 스위칭을제어한다.
제어 유닛들(23,33)의 실시예가 도 2에 도시된다. 제어 유닛들의 각각은 바람직하게 반-병렬(anti-parallel) 다이오드(232,332)를 갖는 스위치(231,331)와 분리되거나 통합될 수 있는 제어 회로(233,333)를 포함한다. 제어 부분은 변환기 단계로부터 정보를 수신하기 위한 입력 채널들을 나타낸다. 제어 부분의 드라이버가 활성화 스위치를 위한 드라이브 신호를 생성시킨다. 스위치는 임의의 사용가능한 스위칭 장치에 의해 인식될 수 있다. 내부 몸체가 반-병렬 다이오드를 표현하는 것을 허용하기 때문에 바람직하게 MOSFET가 사용되고, 따라서 한 부가적인 구성성분이 절약된다. 이러한 경우에, MOSFET의 드레인 또는 임의의 다른 트랜지스터가 인덕터로 연결된다. 또한, 기생 캐패시턴스(도시되지 않음)가 트랜지스터의 드레인과 접지 사이에 놓이기 위해 배열될 수 있다.
스위치는 각각 제 1 면과 제 2 면에 대해 SP및 SS인 제어 전압에 의해 제어 부분으로부터 제어된다. 스위치가 트랜지스터라면, 제어 전압은 트랜지스터의 게이트로 연결되고 인가된다.
도 3은 양방향 플라이백 변환기의 행동이 기초하는 이론들을 도시한다. 설명들을 간단히 하기 위해서, 플라이백은 이상적인(ideal) 것으로 가정한다. 이것은 기생 요소들이 포함되지 않는다는 것을 의미한다(기생 캐패시턴스들 뿐 아니라 누출 및 부유 인덕턴스들). 부드러운 변환이 일어나는 동안의 데드 타임(dead time)(0 전압 스위칭, ZVS)은 또한 설명동안 무시될 것이다.
동작의 두 모드들: 제 1 면에서의 전도 모드(I) 및 제 2 면에서의 전도 모드(II)가 있다. 두 모드들은 모두 두 개의 서브모드들로 분할될 수 있다. 각 모드의 제 1 주기(A)동안, 에너지는 관련된 면으로 전달되고, 제 2 주기(B)동안, 다른 면으로 전달된 에너지가 변압기에 저장된다.
도 3은 양방향 에너지 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이의 전류들 및 전압들을 도시한다. 다음, 시간 t1에서 t5까지, 위에서 설명된 제어 유닛들에 의해 제어된 한 스위칭 싸이클의 설명이 주어진다. 시간 t1에서, 제 1 스위치가 켜진다. 시간이 t1에서 t3인 동안, 즉, 모드(I)에서 인덕터(21)를 교차하여 존재하는 DC 전압(UIN) 때문에 IP가 상향으로 경사진다(ramps upward). 또한, 시간 t1에서 t3동안, 제 2 전류(IS)는 없다. 이는 제 2 스위치가 꺼져있다는 사실에 기인한다.
IP가 시간 t2까지 처음에 네가티브로 상승하여도, 양의 제 1 전류 IP는 t1으로부터 t3까지의 시간 동안 변압기(1)의 자기장에 에너지를 저장한다.
충분한 시간이 경과한 후에, SP는 시간 t3에서 제 1 제어 유닛(23)의 스위치를 끈다. SP가 제 1 스위치를 끈 후에, 도 3에 도시되지 않은 짧은 지연 후에 SS는 제 2 제어 유닛(33)의 제 2 스위치를 켠다. 제 1 스위치가 한 번 꺼지면, 포지티브(positive)의 제 2 전류(IS)가 제공된다. 시간 t3내지 t5, 즉, 모드(II)동안, IS는 하향 경사지고, 따라서 변압기(1)의 자기장에 저장된 에너지를 출력으로전달하며, 입력 회로로부터 출력 회로로 에너지의 전달을 완성한다.
일단, 변압기(1)의 자기장에 저장된 에너지가 전달되면, 일부 에너지는 변압기(1)로 다시 전달된다. 다시 전달된 에너지는 트랜지스터(110)가 스위치온 되기 전에 커패시터(114)를 방전시키기 위해 사용된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 시간 t4에서 시간 t5까지, IS는 네가티브(negative)이고, 따라서 에너지가 변압기(1)의 자기장에 저장되도록 한다.
시간 t5에서, 제 2 스위치가 꺼진다. 따라서, 제 2 전류가 없게 되고, IS는 다음 싸이클의 시간 t3까지 시간 t5로부터 0과 동일하게 만들어진다. 이어서, 제 1 스위치가 한 번 다시 스위치온 되고, 이에 따라 다른 스위칭 사이클이 시작한다. 시간 (t5)에서의 제 1 전류(IP)가 네가티브인 초기값을 갖는다.
각 서브모드(A)동안, 전류는 내부 몸체가 사용될 수 있는 MOSFET의 경우에는 정류기 다이오드를 통하거나, 양방향 스위치가 사용되고 활성화될 수 있는 경우에는 스위치를 통해 흐를 수 있다. 스위치는 0볼트 상태의 또는 감소된 스위칭 손실들에서의 완전한 주기(A)동안 스위치온 될 수 있다.
위에서 논의된 바와 같이, 제 2 전류(IS)는 제 2 면의 스위치가 개방되기 전에 네가티브 전류들로 하향 경사지는 것이 허용된다. 제 2 면의 스위치가 개방되면, 네가티브 전류는 제 1 권선에 나타나고, 이 전류는 제 1 면의 스위치 상의 전압을 감소시킨다. 제 1 면의 스위치 상의 전압이 수용할 수 있는 최소 레벨로 감소된 후에, 제 1 면의 스위치가 폐쇄되고, 제 1 전류는 다시 상향 경사지기 시작한다.
본 발명에 따라, 위에서 논의된 종래 기술의 해법들을 갖는 문제들이 활성화 스위치들의 적절한 제어에 의해 해결된다.
변압기 전류들의 정확한 방향을 둘 다 갖는 두 스위치들에 대한 제어 신호들 사이의 데드 타임은 0 전압 스위칭 또는 감소된 스위칭 손실들로 결과된다. 따라서, 스위칭 손실들은 제거되거나 적어도 감소한다. 이것은 보다 높은 스위칭 주파수를 사용하는 것을 가능하게 만들고, 따라서 보다 효율적이고 및/또는 작고/값싼 디자인들을 허용한다.
양방향 플라이백 변환기는 제 1 면에서 제 2 면으로 뿐 아니라, 반대 방향, 즉, 제 2 면에서 제 1 면으로의 파워 흐름을 제공한다. 따라서, 제 2 면에서의 제어는 제 1 면으로 지나친 파워를 되돌려 반향시킬 수 있다. 이것은 제 2 면에서의 출력 전압 또는 출력 전류를 조절하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 피드백 경로를 분리시키는 것이 피해질 수 있다. 제 1 면 제어의 주요 테스크는 제 2 면에 충분한 에너지를 공급하는 것이다.
정상 상태 조건들 하에서, 에너지의 임의의 최소량이 제 1 면으로 되돌려 반향된다. 로드가 없는 조건들 하에서, 제 2 면 제어기는 제 1 면으로부터 전달된 완전한 에너지를 반향시키고, 변압기를 통해 1 사이클동안 낭비된 에너지를 제외할 것이다. 제 2 면으로부터/로의 에너지 전달은 일부 시간 폭을 요구한다. 따라서, 변환기는 한정된 주파수에서 바람직하게 조절된다.
스위치 전압의 나중 밸리들의 하나에서 제 1 스위치를 폐쇄시키는 것이 또한 가능하다. 이러한 방법에서, 낮은 로드들에서의 효율이 또한 개선될 수 있다.
도 1 및 도 2를 다시 참조하면, 제 2 면에서 제어 유닛으로의 입력 신호들은 이들이 쉽게 액세스할 수 있는 값들이므로, 바람직하게 출력 전압 및/또는 출력 전류이다. 이러한 값들은 대응하는 기준값들과 비교된다. 결과적인 오차 신호는 반향된 출력 전압의 양을 설정하는데 사용된다. 출력 파워의 양은 네가티브 피크(peak) 전류를 제어하거나 또는 제 2 스위치의 순방향 전도 시간을 제어하는 것 중 하나에 의해 결정될 수 있다. 오차 신호로부터의 제어값의 유도는 PI-특성들을 갖는 오차 증폭기 등과 같은 종래 기술들에 의해 수행될 수 있다. 제 2 면에서의 출력 전류는 대체로 DC 전류이고, 이는 부드러운 저항이 출력된 후에 측정된다. 제 2 전류(IS)는 저항기와 같은 전류 센서에 의해 모니터될 수 있고, 제 2 권선(31)과 직렬로 연결되거나, 또는 제 2 스위치(331)가 먼저 켜질 때 시간(t3)으로부터의 경과 시간을 모니터링하는 것에 의해 추정될 수 있다. 유사하게, 출력 전압은 예를 들면, 볼트메터 또는 그와 같은 것에 의해 검출될 수 있다.
다이오드가 전도성인지의 여부를 나타내는 한 부가적인 신호가 바람직하게 제공된다. 이 신호는 0 전압 상태들에서 활성화 스위치가 스위치온 되는 것을 허용한다. 신호는 활성화 스위치와 반-병렬 다이오드의 병렬 조합을 교차하는 전압으로부터 또는 이 조합을 통한 전류에 의해 파생될 수 있다. 이와 같이, 신호는 종래 방법들에 의해 파생될 수 있다. 그러나, 스위치가 감소된 스위칭 손실들, 즉, 실제0 전압 상태가 아닌 상태에서 스위치 온되어야 한다면, 이는 스위치를 교차하는 전압을 모니터링하기에 효율적이고, 수용가능한 레벨에 도달될 때 그것을 스위치 온 한다.
제 1 제어 부분은 바람직하게 대응하는 반-병렬 다이오드가 전도성인지 여부를 나타내는 신호와 스위치 전압의 밸리의 존재를 나타내는 신호로 제공된다. 이러한 신호들은 종래의 방법들을 사용하여 파생될 수 있다. 신호들은 0 전압 상태들에서 또는 감소된 스위치 손실들에서 제 1 스위치의 스위치 온을 허용한다. 또한, 제 1 제어는 바람직하게 모든 로드 상황들에 대해 충분히 높은 에너지 전달을 보장하는 신호로 제공되어야 한다. 몇몇의 제어 변수들이 또한 가능한데, 예를 들면, 종래에 알려진 바와 같은 고정된 피크 전류, 고정된 스위칭 주파수, 고정된 온타임, 등이다. 그러나, 도 4 및 도 5를 참조로 이하에서 논의될 바와 같이, 이러한 접근은 상당한 입력 전압 변화를 처리해야하는 응용들에서는 유용하지 않다.
현재, AC-DC 변환을 사용하는 거의 모든 응용들은 범용 입력들을 위해 디자인되어야 한다. 이는 플라이백 변환기에 대한 50-400V 정도의 범위의 입력 전압으로 결과된다. 온타임(on-time) 해법이 또한 최저 입력값들을 위해 충분히 높은 에너지 전달을 보장하도록 적용되어야 하기 때문에, 보다 높은 입력값들에 대해 매우 높은 전류들이 나타난다. 도 5는 이러한 상황을 도시한다. 전류들은 제 1 면에서 네가티브 피크 전류의 최소 절대값으로 정상화된다. 네가티브 전류는 제 1 면의 MOSFET를 위한 ZVS를 얻기 위해 필요하다. 도 4에서, 굵은 선들은 포지티브 피크 값들을 나타내고 얇은 선들은 네가티브 피크 값들을 나타내는데, 여기서 점선들은최소 입력 전압을 나타내고, 실선들은 정상 입력 전압을 나타내며 파선들은 최대 입력 전압을 나타낸다. 도 4에서 명백해지듯이, 최악의 경우에 정상화된 네가티브 피크 전류는 거의 30배 더 높고, 높은 전류 속도들과 rms 손실들 및 순환 에너지의 큰 양을 초래한다.
다른 입력 전압들에 대한 로드에 따라 최대 출력 파워로 정상화된 순환 에너지의 대응하는 양이 도 5에 도시된다. 도 5에서, 점선들은 최소 입력 전압들에 대한 순환 에너지를 나타내고, 실선들은 정상 입력 전압들에 대한 순환 에너지를 나타내며, 파선들은 최대 입력 전압들을 위한 순환 에너지를 나타낸다. 낮은 입력 전압들에 대한 순환 에너지의 양이 상대적으로 모든 로드 상황들에 대해 적은데 반해, 순환 에너지의 양은 최대 출력 파워의 5배(본 예에서)로 상향 경사진다. 이것은 이러한 제어 시스템의 단점을 명백히 보여준다. 넓은 입력 범위들의 경우에, 이 방법은 수용가능하지 않다.
본 발명에 따라, 상기 단점은 로드 조절/변화가 제 2 면에서 다루어지는 동안, 제어 유닛들을 제어하는 것에 의해 제 1 면의 입력 전압 변화를 다루기 위해 제거된다. 제 1 면 제어 유닛이 MOSFET를 포함하면, MOSFET는 이러한 목적을 위해 드레인 전압의 밸리가 상수에서 유지되는 이러한 방법으로 제어될 수 있다. 대안적으로, 드레인 전압의 밸리는 입력 전압에 따라 제어될 수 있다. 입력 전압(VIN)은 이 목적을 위해 변압기(1)의 볼트미터 또는 보조 권선을 통해 모니터링될 수 있다. 드레인 전압 밸리는 종래의 샘플-및-홀드 기술 또는 도 6에 도시된 바와 같은 보조권선(aux)을 포함하는 단순한 검출 회로로 검출될 수 있다. 이러한 경우에, 드레인의 밸리가 피크이다. SS가 높은 경우, 트랜지스터(T)를 폐쇄하는 것에 의해, 잘못된 값의 검출이 방해된다. 다이오드(D) 및 커패시터(C)는 단순 피크 정류기를 형성한다. 저항(Rdis)은 변환기의 개선된 동적 행동을 위해 부가될 수 있다.
밸리값(즉, 위에서 논의된 회로에서의 피크값)이 한번 알려지면, 단순 PI 오차 증폭기가 따라서 장치를 제어하기 위해 사용될 수 있다.
또한 시스템을 최적화하기 위해서, 밸리의 세트포인트(setpoint; 즉, 원하는 값)가 Vi의 함수로 만들어질 수 있다. 예를 들면, Vset는 Vi에 비례할 수 있다.
위에서 설명된 바와 같은 변환기는 로드 조절이 제 2 면에서 다루어질 때 제 1 면에서의 입력 전압 변화를 다룬다. 결과적으로, 변환기에서의 순환 에너지의 양은 모든 입력 전압들에 대해 도 5의 점선에 의해 나타난 레벨로 최소화된다. 이것은 분리된 피드백의 제거, 보다 높은 효율, 보다 낮은 전자기적 간섭(EMI), 보다 작아진 크기 등으로 인해 매우 효율적이고 비용면에서도 효율적인 변환기를 만든다.
본 발명에 따른 변환기는 AC-DC 및 DC-DC 파워 변환 모두에 대해 사용될 수 있다. 이것은 특히 보다 낮은 파워 범위, 즉, 몇백 와트의 모든 응용들에 대해서 적합하다.
제 1 및 제 2 제어 유닛들은 다른 것에 독립적으로 동작할 수 있고, 또는 한 제어기가 다른 제어기에 의해 발생된 신호들에 종속적일 수 있다. 두 개의 제어기들이 다른 것에 독립적으로 동작한다면, 각 제어기는 적절한 스위칭 시간들을 결정하기 위해 파워 서플라이의 상태들을 모니터링해야 한다. 두 개의 제어기들이 서로에 대해 상호작용하면, 하나의 제어기가 마스터 제어기로서, 다른 하나가 슬레이브 제어기로서 동작한다.
또한, 다른 변화들 및 대안들도 가능하다. 예를 들면, 당업자에게 명백한 바와 같이, 다른 회로 요소들이 부가될 수 있고, 또는 스위칭 수단의 다른 타입들로서 위에서 설명된 특정 회로 실시예들, 다른 타입의 제어 유닛들 등에 대용물들이 사용될 수 있다. 또한, 본 발명은 다른 응용들의 넓은 범위에서 사용될 수 있다. 이러한 변경들 및 다른 밀접히 관련된 변경들이 첨부된 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 범위에 있는 것으로 고려되어야 한다.

Claims (17)

  1. 양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)를 동작시키는 방법에 있어서,
    변환기(conveter)의 제 1 면에서 변압기(transformer)의 제 1 권선을 통해 제 1 방향에서 전류를 상향 경사지게(ramping up) 하는 단계와;
    상기 제 1 권선과 직렬인 제 1 스위치를 개방시키는 단계로서, 이에 따라 상기 제 1 권선과 유도적으로 연결된 상기 변환기의 제 2 면에서 상기 변압기의 제 2 권선을 통해 전류를 구동시키는, 상기 개방 단계와;
    제 1 방향에서 전류를 통과시키는 상기 제 2 권선을 허용하고, 이에 따라 상기 제 1 방향과 반대인 제 2 방향의 상기 제 2 권선을 통해 상기 전류가 지나가도록 허용하기 위해 상기 제 2 권선과 직렬인 제 2 스위치를 제어하는 단계로서, 이에 의해 상기 제 1 방향과 반대인 제 2 방향에서의 상기 제 1 권선을 통해 전류가 구동되게 하는, 상기 제어 단계를 포함하고,
    상기 제 2 스위치는 상기 제 2 면에서 제어된 출력 파워를 제공하기 위해 또한 제어되고;
    상기 제 1 스위치는 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 또한 제어되는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 스위치는 또한 순환하는 파워를 최소화시키기위해 제어되는, 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 스위치는 FET, 바람직하게는 MOSFET를 포함하고, 상기 스위치는 비교적 일정한 값에서 상기 드레인 전압의 밸리를 유지하는 것에 의해 입력 전압 변화들을 보상하도록 제어되는, 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 스위치는 FET, 바람직하게 MOSFET를 포함하고, 상기 스위치는 상기 입력 전압에 따른 상기 드레인 전압의 밸리를 제어하는 것에 의해 입력 전압 변화들을 보상하도록 제어되는, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 전계효과 트랜지스터는 피드포워드(feed-forward) 제어되는, 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위치들은 하나의 비활성화와 다른 것의 활성화 사이의 데드 타임을 제공하기 위해 또한 제어되는, 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 2 스위치의 상기 제어는 상기 출력 전압 및/또는 상기 출력 전류를 나타내는 입력 신호들에 기초되는, 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 스위치의 상기 제어는 상기 입력 전압을 나타내는 입력 신호에 기초되는, 방법.
  9. 양방향 플라이백 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)에 있어서,
    서로 유도적으로 연결된 제 1 및 제 2 권선들을 가진 변압기로서, 상기 제 1 권선은 변환기의 전압 입력에 연결되고 상기 제 2 권선은 상기 변환기의 전압 출력에 연결되는, 상기 변압기와;
    상기 제 1 권선에 직렬로 배열된 제 1 스위치를 포함하는 제 1 제어 유닛과;
    상기 제 2 권선에 직렬로 배열된 제 2 스위치를 포함하는 제 2 제어 유닛을 포함하며;
    상기 제 1 제어 유닛은 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 적응되고, 상기 제 2 제어 유닛은 상기 제 2 면에 제어된 출력 파워를 제공하기 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 파워 서플라이.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 제어 유닛은 FET, 바람직하게는 전도 채널과 제어 단말을 갖는 MOSFET를 포함하는, 파워 서플라이.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 제어 유닛은 상기 FET를 제어하여 비교적 일정한 값에서 상기 드레인 전압의 밸리를 유지하는 것에 의해 입력 전압 변화들을보상하기 위해 적응되는, 파워 서플라이.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 제어 유닛은 상기 FET를 제어하여 상기 입력 전압에 의존하는 상기 드레인 전압의 밸리를 제어하는 것에 의해 입력 전압 변화들을 보상하기 위해 적응되는, 파워 서플라이.
  13. 제 9 항 내지 제 12 항에 있어서, 상기 파워 서플라이는 스위치 모드 파워 변환기인, 파워 서플라이.
  14. 제 9 항 내지 제 13 항에 있어서, 상기 제 2 제어 유닛은 상기 출력 전압 및/또는 상기 출력 전류를 나타내는 입력 신호들이 제공되는, 파워 서플라이.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 2 제어 유닛은 또한 다이오드를 포함하고, 상기 제 2 제어 유닛은 또한 상기 다이오드가 도전성인지 여부를 나타내는 입력 신호가 제공되는, 파워 서플라이.
  16. 제 9 항 내지 제 15 항에 있어서, 상기 제 1 제어 유닛은 상기 입력 전압을 나타내는 입력 신호들이 제공되는, 파워 서플라이.
  17. 제 9 항 내지 제 16 항에 있어서, 상기 제 1 제어 유닛은 또한 다이오드를포함하고, 상기 제 1 제어 유닛은 상기 다이오드가 도전성인지 여부를 나타내는 입력 신호가 제공되는, 파워 서플라이.
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