CN103780094B - 电源转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明是有关于一种电源转换装置，包括变压器，设在变压器一次侧的第一MOS开关，PWM控制器，其产生第一PWM信号控制第一MOS开关导通与否，并产生超前第一PWM信号的控制信号，用以对变压器的二次侧绕组产生的电压进行整流滤波，以产生直流输出电压的整流滤波电路，设在变压器二次侧的第二MOS开关，及控制该第二MOS开关导通与否的同步整流控制器，其并根据该控制信号控制该第二MOS开关在该第一MOS开关导通之前关闭，借此，避免第一MOS开关与第二MOS开关同时导通并防止逆向电流的产生。

Description

电源转换装置
技术领域
本发明涉及一种电源转换器，特别是涉及一种采用同步整流电路的电源转换装置。
背景技术
现有顺向式电源转换器的一次侧设置主开关(MOS开关)，其二次侧设置由整流二极管组成的整流电路，但整流二极管在导通时会产生相当大的导通损失。因此，如图1所示，现有的顺向式电源转换器的变压器T1二次侧多改以同步整流开关(MOS开关)Q2来取代整流二极管，并以同步整流控制器6来控制该同步整流开关Q2导通与否。
且现有的同步整流控制器6可因应电源转换器的负载不同需求而操作在不连续导通模式(DCM)或连续导通模式(CCM)，例如现有型号SG6203的同步整流控制器可利用侦测同步整流开关Q2上压降，借此用以侦测电流大小的方式，在侦测到同步整流开关电流降至零时，关闭同步整流开关Q2，然而此类控制方法只适合操作在不连续导通模式。在连续导通模式下，由于同步整流开关Q2需要在输出电流(即流经同步整流开关Q2的电流)尚未降到零时即被关闭，因此SG6203同步整流控制器即无法利用侦测同步整流开关Q2上电流大小的方式工作在连续导通模式。SG6203需利用一个RC触发器强制关闭同步整流开关。然而，由于受限于RC触发器的RC时间常数，这方式并不适用于负载快速变动的情况。
此外，现有型号STSR30的同步整流控制器是利用数字电路中的上数计数器和下数计数器计算主开关Q1与同步整流开关Q2的上一个工作周期，做为主开关Q1与同步整流开关Q2的下一个工作周期，且能够操作在不连续导通模式(DCM)与连续导通模式(CCM)。
另外，现有型号FAN6204的同步整流控制器则是利用伏特-秒平衡定理与电容充放电时间来控制主开关Q1与同步整流开关Q2的导通时间，亦即当主开关Q1导通时，电容开始充电直到主开关Q1关闭时，电容开始放电并使同步整流开关Q2导通直到电容放完电，借此操作在不连续导通模式及连续导通模式。
但是由于不论上述型号SG6203，型号STSR30或型号FAN6204的同步整流控制器皆需要利用电容充放电来进行计时或决定开关的导通或关闭时间，但电容充放电需要反应时间，以致当负载快速动态变化时，例如图2所示，在负载由重载转为轻载的区间t1，同步整流控制器将因电容充放电需要时间而来不及跟上主开关Q1的切换变化，以致无法及时关闭同步整流开关Q2，导致同步整流开关Q2尚未关闭时，一次侧的主开关Q1即导通，致使同步整流开关Q2需承受变压器二次侧绕组感应自一次侧的瞬间高压；同时，由于同步整流开关Q2仍然导通，使得输出电流IL0降至零时，将出现由输出电容Co朝输出电感Lo及同步整流开关Q2放电的逆向电流Ir，致使同步整流开关Q2在关闭的瞬间，在同步整流开关Q2的漏极和源极之间会产生瞬间高压Vp，若同步整流开关Q2的耐压力不足则将因遭受该瞬间高压Vp而损毁。
此逆向电流Ir不只发生在负载快速动态变化时，它也出现在电源转换器开、关机时。当电源转换器开、关机时，输出电流IL0亦会经过零电流区域，若不适时关闭同步整流开关，则同步整流开关Q2将遭受瞬间高压Vp而损毁。美国第US7589982号专利揭露具有反向电流抑制器的同步整流顺向转换器，其可在顺向转换器关机时提早将整流开关关闭，以消除或降低逆向电流。然该专利亦无法在动态负载变化的情况下避免逆向电流的产生。
由此可见，上述现有的电源转换器在结构与使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决上述存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般产品又没有适切结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种确保电路无论在连续导通模式或不连续导通模式操作下，都可避免变压器一、二次侧的开关同时导通，并能避免负载动态变化或开、关机时产生逆向电流，以提升电路稳定性的电源转换装置。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。本发明电源转换装置主要包括变压器、第一MOS开关、PWM控制器、整流滤波电路、第二MOS开关及同步整流控制器；该变压器具有一个一次侧绕组及一个二次侧绕组，该一次侧绕组的一端接受输入电压；该第一MOS开关具有与该一次侧绕组的另一端电耦接的第一端，接地的第二端及受控端；该PWM控制器与该第一MOS开关的该受控端电耦接，并产生第一PWM信号控制该第一MOS开关导通与否，以及产生超前第一PWM信号的控制信号；该整流滤波电路对该二次侧绕组产生的电压进行整流滤波，以产生直流输出电压；该第二MOS开关具有电耦接在该二次侧绕组与该整流滤波电路之间的第一端与第二端，及受控端；该同步整流控制器与该第二MOS开关的该受控端电耦接，以控制该第二MOS开关导通或关闭，并接受来自该PWM控制器的该控制信号，以根据该控制信号控制该第二MOS开关在该第一MOS开关导通之前关闭。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
较佳地，该PWM控制器产生初始PWM信号，并包括第一与非门、电阻、二极管、电容、第二与非门、第三与非门及第四与非门，该第一与非门的两个输入端电耦接，该电阻的一端接受该初始PWM信号，而另一端与该第一与非门的其中之一输入端电耦接，该二极管与该电阻并联且阻挡该初始PWM信号输入，该电容的一端与该第一与非门的其中之一输入端电耦接，另一端接地，该第二与非门的两个输入端与该第一与非门的输出端电耦接，该第三与非门的输入端与该第一与非门的输出端电耦接，而另一输入端接受该初始PWM信号，且该第四与非门的两个输入端与该第三与非门的输出端电耦接；该初始PWM信号经由该电阻与电容构成的延迟电路延迟预定时间，再经由该第一与非门输出至该第二与非门，而由该第二与非门的输出端输出该第一PWM信号，且由第一与非门输出的信号和该初始PWM信号分别输入该第三与非门，再经由该第三与非门输出至该第四与非门，而由该第四与非门的输出端输出该控制信号。
较佳地，该同步整流控制器利用侦测流经该第二MOS开关的电流大小的方式产生控制该第二MOS开关导通及关闭的第二PWM信号。
较佳地，该同步整流控制器具有与该直流输出电压电耦接的电源接脚，接受该控制信号输入的触发接脚，与该第二MOS开关的第一端电耦接，以侦测流经该第二MOS开关的电流大小的电流侦测接脚，以及与该第二MOS开关的受控端电耦接，并输出该第二PWM信号以控制该第二MOS开关导通与否的驱动接脚。
较佳地，该同步整流控制器还包括逻辑电路及驱动器，且该电流侦测接脚与该触发接脚同时经由该逻辑电路与该驱动器电耦接，且该驱动器的输出端连接该驱动接脚；当该同步整流控制器工作在不连续导通模式，该第二MOS开关的第一端的电压下降至使该电流侦测接脚的电位低于导通临界电压时，该电流侦测接脚输出导通信号经由该逻辑电路产生高准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出驱动该第二MOS开关导通的该第二PWM信号，直到该第二MOS开关的第一端的电压上升至使该电流侦测接脚的电位高于关闭临界电压时，该电流侦测接脚输出关闭信号经由该逻辑电路产生低准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出关闭该第二MOS开关的该第二PWM信号。
较佳地，该同步整流控制器操作在连续导通模式时，由该触发接脚输入的该控制信号会触发该驱动接脚，使输出该第二PWM信号提前在该第一MOS开关导通之前关闭该第二MOS开关。
较佳地，该同步整流控制器还包括逻辑电路及驱动器，且该电流侦测接脚与该触发接脚同时经由该逻辑电路与该驱动器电耦接，且该驱动器的输出端连接该驱动接脚；在连续导通模式下，该第二MOS开关的第一端的电压下降至使该电流侦测接脚的电位低于导通临界电压时，该电流侦测接脚输出导通信号经由该逻辑电路产生高准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出驱动该第二MOS开关导通的该第二PWM信号，直到由该触发接脚输入的该控制信号触发该逻辑电路产生低准位信号给该驱动器，使控制其输出的该第二PWM信号提前在该第一MOS开关导通之前关闭该第二MOS开关。
较佳地，该同步整流控制器操作在不连续导通模式时，利用计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式，产生控制该第二MOS开关导通及关闭的第二PWM信号。
较佳地，该计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式是利用伏特-秒平衡定理与计算电容的充放电时间来产生控制该第二MOS开关导通与否的该第二PWM信号。
较佳地，该同步整流控制器计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式是利用数字电路中的上数计数器和下数计数器计算该第一MOS开关与第二MOS开关的上一个工作周期，做为该第一MOS开关与第二MOS开关的下一个工作周期而产生该第二PWM信号。
较佳地，该电源转换装置还包括设在该PWM控制器与该同步整流控制器之间的隔离变压器，且该PWM控制器将该控制信号输出至该隔离变压器，使经由该隔离变压器输出给该同步整流控制器。
较佳地，该电源转换装置是顺向式转换器或返驰式转换器。
借由上述技术方案，本发明电源转换装置至少具有下列优点及有益效果：本发明借由PWM控制器产生比控制第一MOS开关的第一PWM信号提前预定时间的控制信号，并提供给控制第二MOS开关导通与否的同步整流控制器，使控制第二MOS开关在第一MOS开关导通之前提前该预定时间关闭，可避免工作在连续导通模式时，第二MOS开关与第一MOS开关同时导通而承受瞬间高压，并能防止逆向电流的产生，使第二MOS开关免于承受关闭时在其漏极和源极之间产生的瞬间高压而损毁，让电源转换装置能正常且稳定地同时操作在不连续导通模式与连续导通模式。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
附图说明
图1是现有顺向式电源转换器的电路示意图。
图2显示在连续导通模式下，负载动态改变而由重载转为轻载的区间t1，当输出电流ILO为零而二次侧同步整流开关Q2仍然导通时，则会出现由输出电容Co朝输出电感Lo及二次侧同步整流开关Q2放电的逆向电流Ir，并在二次侧同步整流开关Q2上产生瞬间高压突波。
图3是本发明电源转换装置的第一实施例的顺向式电源转换器电路示意图。
图4是第一实施例的PWM控制器产生第一PWM信号VGS及控制信号VSRP的过程波形图。
图5是第一实施例的PWM控制器产生第一PWM信号VGS及控制信号VSRP的逻辑电路图。
图6显示第一实施例的同步整流控制器的外观接脚示意图。
图7显示第一实施例的同步整流控制器的细部电路图。
图8显示第一实施例在不连续导通模式下，控制第一MOS开关的第一PWM信号VGS，控制第二MOS开关的第二PWM信号VSRGS，控制第二MOS开关关闭的控制信号VSRP，以及在输出电感Lo上对应产生的电压VLO及输出电流ILO波形。
图9显示第一实施例在连续导通模式下，控制第一MOS开关的第一PWM信号VGS，控制第二MOS开关的第二PWM信号VSRGS，控制第二MOS开关关闭的控制信号VSRP，以及在输出电感Lo上对应产生的电压VLO及输出电流ILO波形。
图10显示在连续导通模式下，负载动态改变而在重载转为轻载的区间t2，在输出电流ILO下降至接近零或等于零之前，第二MOS开关Q2即已被关闭，因此不会产生由输出电容Co经由输出电感Lo朝第二MOS开关Q2放电的逆向电流，因此不会在第二MOS开关Q2上产生瞬间高压突波。
图11是本发明电源转换装置的第二实施例的返驰式电源转换器电路示意图。
图12显示第二实施例控制第一MOS开关的第一PWM信号VGS，控制第二MOS开关的第二PWM信号VSRGS，控制第二MOS开关Q2关闭的控制信号VSRP，以及在输出电容Co上对应产生的电压Vs及输出电流ICO波形。
具体实施方式
为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的一种电源转换装置的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。
参见图3所示，本发明电源转换装置的第一实施例是以顺向式(Forward)电源转换器为例，其主要包括变压器T1、第一MOS开关(主开关)Q1、PWM控制器1、整流滤波电路2、第二MOS开关(同步整流开关)Q2及同步整流控制器3。
变压器T1具有一个一次侧绕组Np及一个二次侧绕组Ns，该一次侧绕组Np的一端与输入电压Vin的高压侧电耦接。
第一MOS开关Q1具有与变压器T1的一次侧绕组Np的另一端电耦接的第一端(漏极)D，与输入电压Vin的低压侧电耦接的第二端(源极)S及受控端(栅极)G。
PWM控制器1与第一MOS开关Q1的受控端G电耦接，并产生第一PWM信号VGS控制第一MOS开关Q1导通与否，以及产生超前第一PWM信号VGS的控制信号VSRP。
整流滤波电路2是由二极管D、输出电感Lo及输出电容Co串联组成，用以对二次侧绕组Ns产生的电压Vs进行整流滤波，以产生直流输出电压Vo。其中二极管D2的P极与二次侧绕组Ns的打点端电耦接，输出电容Co与二次侧绕组Ns的非打点端电耦接。
第二MOS开关Q2具有受控端(栅极)G以及电耦接在二次侧绕组Ns与整流滤波电路2之间的第一端(漏极)D与第二端(源极)S。更确切地说，第二MOS开关Q2的第一端D与二极管D2的N极电耦接，其第二端S与二次侧绕组Ns的非打点端电耦接。
同步整流控制器3与第二MOS开关Q2的受控端G电耦接，以控制第二MOS开关Q2导通与否，并接受来自PWM控制器1的该控制信号VSRP，以根据该控制信号VSRP控制第二MOS开关Q2在第一MOS开关Q1导通之前关闭。
更确切地说，电源转换装置还包括电压回授电路4，其由输出电压Vo取得回授电压Vf，并经由光耦合器5回授给PWM控制器1，使根据该回授电压Vf产生初始PWM信号VPWM，如图4所示。
且如图5所示，PWM控制器1还包括第一与非门11、电阻R、二极管D、电容C、第二与非门12、第三与非门13及第四与非门14。第一与非门11的两个输入端电耦接，电阻R的一端接受初始PWM信号VPWM，另一端与第一与非门的其中之一输入端电耦接；二极管D与电阻R并联，并与第一与非门11的输入端反向连接，以阻挡初始PWM信号VPWM输入；电容C的一端与第一与非门11的其中之一输入端电耦接，另一端接地；第二与非门12的两个输入端与第一与非门11的输出端电耦接，且其输出端与第一MOS开关Q1电耦接(图未示)，并输出该第一PWM信号VGS；第三与非门13的输入端与第一与非门11的输出端电耦接，另一个输入端接受初始PWM信号VPWM，而第四与非门14的两个输入端与第三与非门13的输出端电耦接，且其输出端输出该控制信号VSRP。
如图5所示，初始PWM信号VPWM经由电阻R与电容C组成的延迟电路往后延迟截止时间(Dead Time)TD，再经由第一与非门11反相输出第一信号V11，该第一信号V11同时被输出至第二与非门12及第三与非门13的输入端，并经由第二与非门12再次反相后，由其输出端输出第一PWM信号VGS；同时第一信号V11与输入第三与非门13的初始PWM信号VPWM经由第三与非门13进行”NAND”逻辑运算后，输出第二信号V12，再经由第四与非门14反相后，即产生该控制信号VSRP。借此，控制信号VSRP将超前第一PWM信号VGS该截止时间(Dead Time)TD，亦即控制信号VSRP的上升缘与第一PWM信号VGS的上升缘之间相差该截止时间(Dead Time)TD，且控制信号VSRP的工作周期亦为该截止时间(Dead Time)TD。此截止时间(Dead Time)TD为数个ns(10-9s)等级，其RC时间常数很小，所需的反应时间远短于负载快速动态变化时间，故此电路能够正常操作于负载快速动态变化。
且如图3所示，本实施例的电源转换装置还包括设在PWM控制器1与同步整流控制器3之间的隔离变压器T2，且PWM控制器1经由隔离变压器T2将控制信号VSRP传送给同步整流控制器3。更确切地说，本实施例的同步整流控制器3可采用类似现有型号NCP4303的同步整流驱动器来实现，且如图6所示，该同步整流驱动器具有与输出电压Vo电耦接的电源接脚Vcc，与第二MOS开关Q2的第二端S电耦接的最小关闭时间调整接脚Min_toff及最小导通时间调整接脚Min_ton，接受该控制信号VSRP输入的触发接脚Trig，与第二MOS开关Q2的第一端D电耦接的电流侦测接脚CS，补偿电感接脚COMP，接地接脚GND及与第二MOS开关Q2的受控端G电耦接，以控制第二MOS开关Q2导通与否的驱动接脚DRV。
另参见图7所示，电流侦测接脚CS与触发接脚Trig同时经由同步整流控制器3其中的逻辑电路31与驱动器32电耦接，且驱动器32的输出端连接驱动接脚DRV。且配合图3与图8所示，当同步整流控制器3工作在不连续导通模式，电流侦测接脚CS会侦测第二MOS开关Q2的第一端D的电压VDS2，当控制第一MOS开关Q1的第一PWM信号VGS由高准位降至低准位而关闭第一MOS开关Q1时，第二MOS开关Q2的寄生二极管(body diode)会有电流流过，使得第一端D的电压VDS2下降，使电流侦测接脚CS的电位低于导通临界电压Vth_cs_on，电流侦测接脚CS输出的信号经由逻辑电路31输出高准位信号给驱动器32，使经由驱动接脚DRV输出足以驱动第二MOS开关Q2的高准位驱动信号驱动第二MOS开关Q2导通，直到第二MOS开关Q2的第一端D电压VDS2上升至使电流侦测接脚CS的电位高于关闭临界电压Vth_cs_off时，此时流经第二MOS开关Q2的输出电流ILO为零，电流侦测接脚CS输出的信号经由逻辑电路31输出低准位信号给驱动器32，使经由驱动接脚DRV输出低准位驱动信号将第二MOS开关Q2关闭。
借此，由驱动接脚DRV输出如图7所示的第二PWM信号VSRGS控制第二MOS开关Q2在第一MOS开关Q1关闭时导通，并在输出电流ILO为零时关闭，而控制信号VSRP是比第一PWM信号VGS提前该截止时间TD才输入触发接脚Trig，且第二MOS开关Q2在控制信号VSRP输入之前即已关闭，因此，同步整流控制器3在不连续导通模式下，即使负载快速动态变化亦不会导致第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2同时导通，且由于输出电流ILO为零时，第二MOS开关Q2即关闭，因此亦不会产生由输出电容Co朝输出电感Lo及第二MOS开关Q2放电的逆向电流。
而当同步整流控制器3工作在连续导通模式时，同样地，如图9所示，当第一PWM信号VGS由高准位降到低准位而将第一MOS开关Q1关闭时，第二PWM信号VSRGS即由低准位上升至高准位而将第二MOS开关Q2导通，但由于在连续导通模式下，第一MOS开关Q1会在输出电流ILO降到零之前即被导通，因此第二MOS开关Q2必须在第一MOS开关Q1导通前关闭，以避免第二MOS开关Q2与第一MOS开关Q1同时导通，所以，在第一PWM信号VGS由低准位上升至高准位之前，控制信号VSRP就会提前输入同步整流控制器3的触发接脚Trig，且其上升缘将触发逻辑电路31输出低准位信号给驱动器32，使将由驱动接脚DRV输出的第二PWM信号VSRGS由高准位下降至低准位，而在第一MOS开关Q1导通之前提前关闭第二MOS开关Q2。
借此，由于第二MOS开关Q2关闭的时间比第一MOS开关Q1导通的时间提前该截止时间TD，所以可以确保第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2不会同时导通，且如图10所示，当负载动态改变而在重载转为轻载的区间t2，由于控制信号能在第一MOS开关Q1导通之前关闭第二MOS开关Q2，且通过适当选择PWM控制器1中组成延迟电路的电阻R的阻值与电容C的容值产生的截止时间(Dead Time)TD，让控制信号VSRP能在输出电流ILO下降至接近零或等于零之前，即触发同步整流控制器3关闭第二MOS开关Q2，因此可防止在轻载的情况下，由输出电容Co经由输出电感Lo朝第二MOS开关Q2放电的逆向电流产生，使第二MOS开关Q2在动态负载变化时免于承受逆向电流在其第一端D和第二端S之间产生的瞬间高压，而无需顾虑第二MOS开关Q2是否将因耐压力不足而损毁。
此外，当电源转换装置突然关机而没有电源输入时，或者当电源转换装置开机时，其输出电流ILO亦会降至零而经过零电流区域，此时同步整流控制器3的电流侦测接脚CS将侦测到流经第二MOS开关Q2的输出电流ILO为零，电流侦测接脚CS即输出关闭信号经由逻辑电路31输出低准位信号给驱动器32，使将由驱动接脚DRV输出的第二PWM信号VSRGS由高准位下降至低准位而将第二MOS开关Q2关闭，以避免产生由输出电容Co朝输出电感Lo及第二MOS开关Q2放电的逆向电流。
因此，由上述说明可知，本实施例借由PWM控制器1根据初始PWM信号VPWM产生的控制信号VSRP，在第一MOS开关Q1导通之前提前触发同步整流控制器6关闭第二MOS开关Q2，使第二MOS开关Q2能在第一MOS开关Q1导通及逆向电流产生之前即关闭，使同步整流控制器6在动态负载变化下，除了可工作在不连续导通模式外，亦能够正常且稳定地工作在连续导通模式；而且在电源转换装置关机时亦能防止逆向电流产生。
再参见图11所示，本发明电源转换装置的第二实施例是以返驰式(Flyback)电源转换器为例，其主要包括变压器T1，设在变压器T1一次侧的第一MOS开关Q1，控制第一MOS开关Q1导通与否的PWM控制器1，设在变压器T1二次侧的输出电容Co，设在变压器T1的二次侧与输出电容Co之间的第二MOS开关Q2及控制第二MOS开关Q2导通与否的同步整流控制器3。
且如同第一实施例，本实施例的同步整流控制器3亦可采用现有型号NCP4303的同步整流驱动器来实现，并借由侦测流经第二MOS开关Q2的输出电流ILO，而产生如图12所示的第二PWM信号VSRGS控制第二MOS开关Q2工作在不连续导通模式，并通过PWM控制器1提供控制信号VSRP给同步整流控制器3，使在第一PWM信号VGS由低准位上升至高准位而导通第一MOS开关Q1之前，触发同步整流控制器3将第二PWM信号VSRGS由高准位下降至低准位，而提前该截止时间TD关闭第二MOS开关Q2，以避免第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2同时导通，并在输出电流Ico为零(例如动态负载变化时由重载转为轻载的区间)之前，即关闭第二MOS开关Q2，而防止逆向电流的产生，使返驰式电源转换器能正常且稳定地工作在不连续导通模式。
此外，值得一提的是，本发明的同步整流控制器3亦可采用类似现有型号STSR30的同步整流控制器，利用其中数字电路的上数计数器和下数计数器计算第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2的上一个工作周期，做为第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2的下一个工作周期，而操作在不连续导通模式(DCM)与连续导通模式(CCM)，并通过PWM控制器1产生的控制信号VSRP控制同步整流控制器3提前在第一MOS开关Q1导通之前关闭第二MOS开关Q2，而同样能达到防止第一MOS开关Q1及第二MOS开关Q2同时导通及防止逆向电流产生的功效。
另外，本发明的同步整流控制器3亦可采用类似现有型号FAN6204的同步整流控制器，利用伏特-秒平衡定理与电容充放电时间来控制第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2的导通时间，亦即当第一MOS开关Q1导通时，令电容开始充电直到第一MOS开关Q1关闭时，令电容开始放电并使第二MOS开关Q2导通直到电容放完电，借此操作在不连续导通模式及连续导通模式，并且借由PWM控制器1产生的控制信号VSRP控制同步整流控制器3提前在第一MOS开关Q1导通之前关闭第二MOS开关Q2，亦同样能达到防止第一MOS开关Q1及第二MOS开关Q2同时导通及防止逆向电流产生的功效。
综上所述，上述实施例借由PWM控制器1产生比控制第一MOS开关Q1的第一PWM信号VGS的导通时间提前截止时间TD的控制信号VSRP，并提供给控制第二MOS开关Q2导通与否的同步整流控制器3，使控制第二MOS开关Q2在第一MOS开关Q1导通之前提前该截止时间TD关闭，可避免在连续导通模式时，第二MOS开关Q2与第一MOS开关Q1同时导通而承受瞬间高压，并防止逆向电流的产生，让电源转换装置能正常且稳定地操作在不连续导通模式与连续导通模式，并且在电源转换装置开机或关机时亦能防止逆向电流产生，确实达成本发明的功效和目的。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (12)

1.一种电源转换装置，其特征在于，该电源转换装置包括：
变压器，具有一个一次侧绕组及一个二次侧绕组，该一次侧绕组的一端接受输入电压；
第一MOS开关，具有与该一次侧绕组的另一端电耦接的第一端，接地的第二端及受控端；
PWM控制器，与该第一MOS开关的该受控端电耦接，并产生第一PWM信号控制该第一MOS开关导通与否，该PWM控制器产生初始PWM信号，该初始PWM信号经由该PWM控制器包含的延迟电路延迟预定时间，再经由该PWM控制器包含的第一与非门反相以产生第一信号，且该PWM控制器利用该初始PWM信号及该第一信号产生控制信号；
整流滤波电路，对该二次侧绕组产生的电压进行整流滤波，以产生直流输出电压；
第二MOS开关，具有受控端及电耦接在该二次侧绕组与该整流滤波电路之间的第一端与第二端；及
同步整流控制器，与该第二MOS开关的该受控端电耦接，以控制该第二MOS开关导通与否，并接受来自该PWM控制器的该控制信号，以根据该控制信号控制该第二MOS开关在该第一MOS开关导通之前关闭。
2.如权利要求1所述的电源转换装置，其特征在于：该PWM控制器还包括电阻、二极管、电容、第二与非门、第三与非门及第四与非门，该第一与非门的两个输入端电耦接，该电阻的一端接受该初始PWM信号，而另一端与该第一与非门的其中之一输入端电耦接，该二极管与该电阻并联且阻挡该初始PWM信号输入，该电容的一端与该第一与非门的其中之一输入端电耦接，而另一端接地，该第二与非门的两个输入端与该第一与非门的输出端电耦接，该第三与非门的一个输入端与该第一与非门的输出端电耦接，另一个输入端接受该初始PWM信号，且该第四与非门的两个输入端与该第三与非门的输出端电耦接。
3.如权利要求1或2所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器利用侦测流经该第二MOS开关的电流大小的方式产生控制该第二MOS开关导通及关闭的第二PWM信号。
4.如权利要求3所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器具有与该直流输出电压电耦接的电源接脚，接受该控制信号输入的触发接脚，与该第二MOS开关的第一端电耦接，以侦测流经该第二MOS开关的电流大小的电流侦测接脚，以及与该第二MOS开关的受控端电耦接，并输出该第二PWM信号以控制该第二MOS开关导通与否的驱动接脚。
5.如权利要求4所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器还包括逻辑电路及驱动器，且该电流侦测接脚与该触发接脚同时经由该逻辑电路与该驱动器电耦接，且该驱动器的输出端连接该驱动接脚；当该同步整流控制器工作在不连续导通模式，该第二MOS开关的第一端的电压下降至使该电流侦测接脚的电位低于导通临界电压时，该电流侦测接脚输出导通信号经由该逻辑电路产生高准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出驱动该第二MOS开关导通的该第二PWM信号，直到该第二MOS开关的第一端的电压上升至使该电流侦测接脚的电位高于关闭临界电压时，该电流侦测接脚输出关闭信号经由该逻辑电路产生低准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出关闭该第二MOS开关的该第二PWM信号。
6.如权利要求4所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器操作在连续导通模式时，由该触发接脚输入的该控制信号会触发该驱动接脚，使输出该第二PWM信号提前在该第一MOS开关导通之前关闭该第二MOS开关。
7.如权利要求6所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器还包括逻辑电路及驱动器，且该电流侦测接脚与该触发接脚同时经由该逻辑电路与该驱动器电耦接，且该驱动器的输出端连接该驱动接脚；在连续导通模式下，该第二MOS开关的第一端的电压下降至使该电流侦测接脚的电位低于导通临界电压时，该电流侦测接脚输出导通信号经由该逻辑电路产生高准位信号给该驱动器，使经由该驱动接脚输出驱动该第二MOS开关导通的该第二PWM信号，直到由该触发接脚输入的该控制信号触发该逻辑电路产生低准位信号给该驱动器，使控制其输出的该第二PWM信号提前在该第一MOS开关导通之前关闭该第二MOS开关。
8.如权利要求1或2所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器操作在不连续导通模式时，利用计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式，产生控制该第二MOS开关导通及关闭的第二PWM信号。
9.如权利要求8所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式是利用数字电路中的上数计数器和下数计数器计算该第一MOS开关与第二MOS开关的上一个工作周期，做为该第一MOS开关与第二MOS开关的下一个工作周期而产生该第二PWM信号。
10.如权利要求8所述的电源转换装置，其特征在于：该同步整流控制器计算第一MOS开关与第二MOS开关的工作周期的方式是利用伏特-秒平衡定理与计算电容的充放电时间来产生控制该第二MOS开关导通与否的该第二PWM信号。
11.如权利要求1或2所述的电源转换装置，其特征在于：该电源转换装置还包括设在该PWM控制器与该同步整流控制器之间的隔离变压器，且该PWM控制器将该控制信号输出至该隔离变压器，使经由该隔离变压器输出给该同步整流控制器。
12.如权利要求1或2所述的电源转换装置，其特征在于：该电源转换装置是顺向式转换器或返驰式转换器。
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