CN109510481A - 一种同步整流控制电路及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种同步整流控制电路及控制方法，在每个开关周期对变换器的消磁时间T和输出电压进行检测，然后将消磁时间T输出至同步整流逻辑电路中，并将输出电压和设定值进行比较的结果输出至同步整流逻辑电路中；同步整流逻辑电路依据消磁时间T以及输出电压和设定值进行比较的结果产生控制同步整流MOS管导通与关断信号，并将该信号输出至驱动电路中，驱动电路依据同步整流MOS管导通与关断信号，驱动同步整流MOS管导通与关断，本发明能实现不同功率等级电源系统在全温度范围内都能正常工作。
Description
技术领域
本发明涉及一种同步整流控制电路，特别涉及应用在副边反馈控制场合的同步整流控制电路及控制方法。
背景技术
反激式隔离变换器的原边控制方案中，需要将输出电压或电流信息反馈到原边控制器实现闭环控制。常用的反馈技术有副边反馈和原边反馈。其中，副边反馈的任务由器件TL431、光耦及辅助器件组成的隔离放大器来完成。变换器的输出电压与基准电压经过TL431比较放大之后给出误差信号，该误差信号以电流的方式流经光耦的输入端，光耦的输出端从原边控制器FB端口抽取电流产生相应的误差电压，该电压用来调节原边功率管的占空比，从而将变换器的输出电压稳定在设定值。这种反馈技术具有精度高的特点，但是上述TL431、光耦、辅助器件等增加了变换器系统板的空间，而且光耦不能在高温下工作，易于老化。
相对而言，原边反馈技术(PSR)没有副边反馈器件，仅通过检测辅助绕组上的电压来获得变换器输出电压的信息。因为辅助绕组上的电压与副边绕组上的电压成比例，具体为绕组的匝比，则可以根据辅助绕组上的电压对功率管的占空比进行调节，使得变换器的输出电压稳定在设定值。然而，原边反馈存在固有的缺陷：①受到整流器件压降的影响，所采辅助绕组上的电压并不是真正意义上的变换器输出电压；②受到辅助绕组和副边绕组匝比的影响，此匝比随生产工艺存在一定程度的变化；③受到原边采样电路的影响，原边控制器并不能精确地采样到辅助绕组的电压。因此，采用原边反馈技术的变换器输出电压精度有限。
公开号为CN105610306 A的中国发明专利申请针对上述反馈技术的不足，提出了一种图1所示的副边反馈控制方法。具体来说，副边控制器采样变换器的输出电压并与基准电压经过比较器进行比较，比较的结果反映了输出电压在基准的下方或上方；副边控制器根据比较的结果选择开关单元的两种不同阻态，从而将反馈信息以变化压降的形式加压到副边绕组上；副边绕组电压反射到辅助绕组，原边控制器检测辅助绕组上的电压变化，来判断变换器输出电压高于基准或低于基准；若变换器输出电压高于基准，则逐周期减小原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压低于基准，反之，则逐周期增加原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压高于基准，如此循环往复，将输出电压稳定在设定值。
公开号为CN105610306 A的中国发明专利申请提出的副边阻态变化即为编码，原边检测电压变化即为解码。编码过程发生在消磁阶段，消磁电流在不同的阻态上产生压降加到副边绕组上，两种阻态的阻抗差别越大，两种压降的差越大，原边控制器越好检测。原边的检测方法是将本周采样的辅助绕组电压与上个周期比较，如果比上个周期大，则说明副边选择了高阻态，反之，则为低阻态。由于专利提出的整个控制方案会使得变换器的输出电压存在一定的低频纹波，则相邻两个周期的输出电压变化达到设置的阈值时，就会在原边造成错误的判断，使得环路失去控制。为了提高原边检测的可靠性，在发明专利申请CN105610306 A的基础上，产生了一个公开号为CN107612334A的中国发明专利申请，它通过检测同一个周期内，辅助绕组分压后的电压FA在消磁时间段内是否有一个电压上升斜率来判断输出电压是否偏高或者偏低，如图2所示，该方法可以用于发明专利CN105610306 A中的实施例二和四，但是对于实施例三是无效的，因为每一个周期都会出现至少一次的上升斜率，在实际应用中，实施例二是通过在输出电压偏高的时候不开通同步整流MOS管，只通过外接的二极管来整流，这样有一个明显的缺点是成本高和效率低，实施例四是通过串联一个二极管来实现，同样是效率低，成本高，所以实际使用中只会使用到实施例三的方式，这种方式是不需要外接任何额外的整流器件，只需要一个同步整流MOS管就可以实现的方案，通过同步整流MOS管在不同的电流点关断实现副边反馈信号的产生，然后通过变压器传输过来在辅助绕组上面反映，最终由原边芯片接收，但是该方案在发明专利申请公开号为CN105610306 A和CN107612334A的中国发明中都没有一个能够很好的实现副边控制的原边检测方案。
为了把副边反馈控制方案以最优的方式实现出来，需要配合合适的原边信号检测电路，因此在发明专利申请公开号为CN105610306A和CN107612334A的中国发明的基础上，发明专利申请号为201811065698.X提出一种新的原边检测电路，如图3所示，对专利技术的具体应用进行延伸，
发明专利申请号为201811065698.X的具体原理为：
当副边反馈控制电路中的输出电压高于设定值的时候，被检测出来输出电压偏高以后副边的控制电路会控制同步整流MOS管在副边绕组电流较大的时候就关断MOS管，剩余电流经过同步整流MOS管的体二极管，因为二极管的压降比Rds(on)引起的压降大，所以会使副边绕组电压升高，出现一个上升斜率，副边绕组电压通过变压器的耦合按照匝比反映到辅助绕组，然后经过分压电阻分压后输入采样延时电路，当此上升斜率来到的时候已经结束了采样屏蔽时间，所以上升沿和下降沿判断电路已经就位，上升沿判断电路会检测到一个上升沿产生，并且所述的上升沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值VT1则输出一个高电平控制信号Vctrl-1，时间检测电路接收到高电平控制信号Vctrl-1后开始计时，若电压变化幅值达不到VT1，则不计时，计时时间记为Tx，此时Tx为0，当副边消磁结束后，副边绕组电压开始下掉，出现下降沿，同样经过变压器匝比转换和分压电阻分压后被下降沿判断电路检测到，并且所述的下降沿判断短路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值VT2时，输出高电平控制信号Vctr-2，时间检测电路接收到高电平Vctr-2信号后停止计时，此计时时间记为Tx，然后该计时时间和时间检测电路内部的一个固定时间进行比较，固定时间为Tc，如果Tx＞Tc，则判定输出电压偏高，时间检测电路输出控制信号Vctrl为高电平，记为状态1，原边控制IC就会减小原边驱动占空比和工作频率，使输出电压降低，如果Tx＜Tc，则判定输出电压偏低，时间检测电路输出控制信号Vctrl为低电平，记为状态0，因为此时输出同步整流是在副边较高的电流下关断的，所以Tx会比Tc长，因此原边可以可靠检测到输出电压偏高。
当输出电压偏低的时候，副边控制IC检测到输出电压低于设定值，控制同步整流MOS管在副边绕组电流较小的时候关断，同样经过变压器匝比转换和辅助绕组分压电阻分压后输入采样延时电路，当此上升斜率来到的时候已经结束了采样屏蔽时间，所以上升沿和下降沿判断电路已经就位，上升沿判断电路会检测到一个上升沿产生，并且所述的上升沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值VT1则输出一个高电平控制信号Vctrl-1，时间检测电路接收到控制信号到电平Vctrl-1后开始计时，若幅值VT1不能达到则控制信号保持低电平，不进行计时，则计时时间Tx为0。当副边消磁结束后，副边绕组电压开始下掉，出现下降沿，同样经过变压器匝比转换和分压电阻分压后被下降沿判断电路检测到，并且所述的下降沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值VT2(消磁结束时的幅值一定会很大，所以一定能够达到设定值VT2)则输出高电平控制信号Vctr-2，时间检测电路接收到高电平Vctr-2信号后停止计时，此计时时间记为Tx，然后该计时时间和时间检测电路内部的一个固定时间进行比较，固定时间为Tc，如果Tx＞Tc，则判定输出电压偏高，时间检测电路输出控制信号Vctrl为高电平，记为状态1，原边控制IC就会减小原边驱动占空比和工作频率，使输出电压降低，如果Tx＜Tc，则判定输出电压偏低，时间检测电路输出控制信号Vctrl为低电平，记为状态0，原边控制IC就会增加原边驱动占空比和工作频率，使输出电压升高，因为此时副边同步整流是在副边绕组较小的时候关断的，所以Tx会很小，因此原边可以可靠检测到输出电压偏低。副边绕组在同步整流MOS管关断时电流越大，则Tx越大；反之，副边绕组在同步整流MOS管关断时电流越小，则Tx越小。
假定同步整流MOS管在室温情况下导通内阻为Rds(on)，为实现同步整流MOS管在副边绕组电流小于等于I1时关断以保证计时时间Tx1＜Tc，同步整流MOS管在关断时其漏端电压绝对值为I1*Rds(on)；为实现同步整流MOS管在副边绕组电流大于等于I2时关断以保证计时时间Tx2＞Tc，同步整流MOS管在关断时其漏端电压绝对值为I2*Rds(on)。副边同步整流控制电路通过电阻RD检测同步整流MOS管漏端电压以控制同步整流MOS管关断，因此副边同步整流控制芯片需设置两个绝对值固定为VD1与VD2的关断阈值，且VD1＝I1*Rds(on)，VD2＝I2*Rds(on)。
设置绝对值固定为VD1与VD2的关断阈值不随温度的增加而增加，而同步整流MOS管的导通内阻Rds(on)随温度的增加而增加。在远低于室温情况下，同步整流MOS管的导通内阻由Rds(on)减小为Rds(on)1，在VD1时关断同步整流管，副边绕组电流为I11＝VD1/[Rds(on)1]，I11＞I1，则计时时间Tx11＞Tx1，Tx11＞Tc，原边控制IC无法判定电源系统输出电压偏低，原边驱动占空比和工作频率不会升高，电源系统输出电压会继续降低，最终导致电源系统输出电压欠压；在VD2时关断同步整流管，副边绕组电流为I21＝VD2/[Rds(on)1]，I21＞I2，Tx21＞Tx2，Tx21＞Tc，原边控制IC判定电源系统输出电压偏高，原边驱动占空比和工作频率降低，电源系统输出电压会降低。
在远高于室温情况下，同步整流MOS管的导通内阻由Rds(on)增大为Rds(on)2，在VD1时关断同步整流管，副边绕组电流为I12＝VD1/[Rds(on)2]，I12＜I1，Tx12＜Tx1，Tx12＜Tc，原边控制IC判定电源系统输出电压偏低，原边驱动占空比和工作频率会升高，电源系统输出电压会升高；在VD2时关断同步整流管，副边绕组电流为I22＝VD2/[Rds(on)2]，I22＜I2，Tx22＜Tx2，Tx22＜Tc，原边控制IC无法判定电源系统输出电压偏高，原边驱动占空比和工作频率不会降低，电源系统输出电压会继续升高，最终导致电源系统输出电压过压。
一种解决方案是使VD1与VD2也随温度的增加而增加，只能在一定程度上匹配同步整流MOS管的导通内阻Rds(on)随温度的增加而增加。不同功率等级的电源系统需使用不同导通内阻Rds(on)的同步整流MOS管，同步整流控制芯片设置的关断阈值VD1与VD2无法满足不同功率等级的电源系统的需求。
发明内容
有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提出一种同步整流控制电路及控制方法，对现有专利技术的具体应用进行延伸，把副边反馈控制方案以最优的方式实现出来，实现不同功率等级电源系统在全温度范围内都能正常工作。
正如背景技术中所描述，副边反馈控制电路的实现方式重点是信号的产生和接收，而信号产生一定需要使用到同步整流控制电路，使同步整流MOS管在不同的时刻关断来实现加压的方式是最经济和效果最好的方式。
假定同步整流控制电路检测到电源系统上一个开关周期的消磁时间为T，电源系统为维持输出电压的稳定性，相邻两个开关周期消磁时间可视为相同。若当前开关周期同步整流控制电路检测到电源系统输出电压低于设定值时，同步整流控制电路控制同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管，从而使同步整流MOS管的漏源两端电压升高，实现“加压”；若当前开关周期同步整流控制电路检测到电源系统输出电压高于设定值时，副边同步整流控制电路控制同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管，从而使同步整流MOS管的漏源两端电压升高，实现“加压”；且TON1与TON2不随温度变化而变化，也不用考虑同步整流MOS管导通内阻R随温度变化而变化的因素，确保副边反馈电源系统在全温度范围内正常工作。本发明基于这样的控制方案，提出一种同步整流控制电路如下：
一种同步整流控制电路，应用于原边控制副边反馈的变换器，其特征在于：包括电源模块、消磁时间检测电路、输出电压检测电路、同步整流逻辑电路、驱动电路、VD引脚、GT引脚、FB引脚和VSS引脚；
所述的VD引脚用于连接同步整流MOS管的漏端，所述的GT引脚用于连接同步整流MOS管的栅端，所述的VSS引脚用于连接同步整流MOS管的源端，所述的FB引脚用于连接变换器的电压输出端；所述的电源模块通过同步整流控制电路的FB引脚产生电源VCC为同步整流控制电路中其他模块供电；
所述的消磁时间检测电路用于在每个开关周期产生变换器消磁时间信号并输出至同步整流逻辑电路中；
所述的输出电压检测电路用于在每个开关周期采样变换器的输出电压，将该输出电压与设定值进行比较，并将比较结果输出至同步整流逻辑电路中；
所述的同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果，用以产生控制同步整流MOS管导通与关断信号并输出至驱动电路中；
所述的驱动电路接收同步整流逻辑电路输出的控制同步整流MOS管导通与关断信号，驱动同步整流MOS管导通与关断。
优选地，同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果来自同一周期。
优选地，变换器原边控制芯片内设一固定时间Tc，若当前开关周期变换器的输出电压低于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON1的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管；若当前开关周期变换器的输出电压高于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON2的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流管的体二极管。
作为消磁时间检测电路的一种具体的实施方式，包括比较器CMP1，比较器CMP1的同相输入端连接VD引脚，比较器CMP1的反相输入端连接VSS引脚，比较器CMP1的输出端输出消磁时间信号。
作为输出电压检测电路的一种具体的实施方式，包括比较器CMP3，比较器CMP3的同相输入端连接FB引脚，比较器CMP3的反相输入端输入设定值，比较器CMP3的输出端输出所述的比较结果。
作为同步整流逻辑电路的一种具体的实施方式，包括电流源I1、开关S1、开关S2、运算放大器AMP、电容CI、开关S3、电容C2、开关S4、电流源I2、比较器CMP2、反相器INV1、反相器INV2、脉冲产生电路PULSE、脉冲产生电路PULSE1、脉冲产生电路PULSE2、选择器MUX和与门AND1；电源VCC依次经开关S1、开关S2后连接至引脚VSS；开关S1和开关S2的连接点连接运算放大器AMP的同相输入端和比较器CMP2的同相输入端，运算放大器AMP的反相输入端连接其输出端，运算放大器AMP的输出端还经开关S3后分成三路，第一路经电容C2后连接至引脚VSS，第二路依次经开关S4和电流源I2后连接至引脚VSS，第三路连接比较器CMP2的反相输出端，比较器CMP2的输出端连接反相器INV2的输入端，反相器INV2的输出端连接与门AND1的第一输入端，与门AND1的输出端连接驱动电路，反相器INV1的输入端输入消磁时间信号，反相器INV1的输出端连接脉冲产生电路PULSE1的输入端，脉冲产生电路PULSE1的输出端连接脉冲产生电路PULSE2的输入单，脉冲产生电路PULSE2的输出端连接脉冲产生电路PULSE的输入端，脉冲产生电路PULSE的两个输出端分别连接选择器MUX的两个输入端，选择器MUX的控制端输入电压检测电路输出的比较结果，选择器MUX的输出端连接开关S4的控制端，脉冲产生电路PULSE1的输出端还连接开关S3的控制端，脉冲产生电路PULSE2的输出端还连接开关S2的控制端，开关S1的控制信号为消磁时间信号。
进一步地，脉冲产生电路PULSE在输入信号无下降沿到来时，两个输出端均持续输出低电平，一旦输入信号下降沿到来，两个输出端立即输出持续一段时间的高电平后再次输出低电平；且两个输出端输出的两路脉冲信号的区别在于高电平持续时间不同。
进一步地，脉冲产生电路PULSE1和脉冲产生电路PULSE2在输入信号无下降沿到来时，均持续输出低电平；一旦输入信号下降沿到来，脉冲产生电路PULSE1立即先持续输出一段时间的高电平，然后再次输出低电平；脉冲产生电路PULSE2在脉冲产生电路PULSE1再次输出低电平时开始持续输出一段时间的高电平，然后再次输出低电平。
进一步地，当选择器MUX的控制端输入的为高电平时，其输出端与其一个输入端的信号一致；当选择器MUX的控制端输入的为低电平时，其输出端与其另一个输入端的信号一致。
进一步地，当比较器CMP2在同相输入端电压大于等于反相输入端电压时输出高电平，当比较器CMP2在同相输入端电压小于反相输入端电压时输出低电平。
对应地，本发明提供的同步整流控制方法如下：
一种同步整流控制方法，应用于原边控制副边反馈的变换器，其特征在于：同步整流控制电路包括如下步骤：
消磁时间T、输出电压检测步骤，在每个开关周期对变换器的消磁时间T和输出电压进行检测，然后将消磁时间T输出至同步整流逻辑电路中，并将输出电压和设定值进行比较的结果输出至同步整流逻辑电路中；
同步整流MOS管导通与关断信号产生步骤，同步整流逻辑电路依据消磁时间T以及输出电压和设定值进行比较的结果产生控制同步整流MOS管导通与关断信号，并将该信号输出至驱动电路中；
同步整流MOS管导通与关断驱动步骤，驱动电路依据同步整流MOS管导通与关断信号，驱动同步整流MOS管导通与关断。
优选地，同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果来自同一周期
优选地，变换器原边控制芯片内设一固定时间Tc，若当前开关周期变换器的输出电压低于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON1的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管；若当前开关周期变换器的输出电压高于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON2的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流管的体二极管。
本发明的控制策略在具体实施方式进行详细说明，本发明在保留背景技术文献副边同步整流工作时间长效高率，不需要额外的串联和并联二极管减小占板面积并降低成本的基础上，本发明还具有如下有益效果：
1、TON1与TON2不随温度变化而变化，也不用考虑同步整流MOS管导通内阻R随温度变化而变化的因素，确保副边反馈电源系统在全温度范围内正常工作。
2、满足不同功率等级的电源系统的需求。
附图说明
图1为CN105610306A提出的副边反馈控制方法的电路原理图；
图2为CN107612334A提出的原边检测电路的原理图；
图3为201811065698.X提出的原边检测电路的原理图；
图4为本发明提出的同步整流控制电路的原理图；
图5为本发明提出的同步整流控制电路中消磁时间检测电路的原理图；
图6为本发明提出的同步整流控制电路中同步整流逻辑控制的原理图；
图7为本发明提出的同步整流控制电路中输出电压检测电路的原理图；
图8为本发明提出的同步整流控制电路的时序图。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图4所示，为本发明提出的同步整流控制电路的原理图，应用于原边控制副边反馈的变换器，变换器原边绕组线圈匝数为NP的一端连接至输入电源VIN，另一端连接占空比调节电路，占空比调节电路与公开号为CN105610306A的中国发明专利中所描述功能一致，占空比调节电路的另一端连接至输入地GND。副边绕组线圈匝数为NS的一端连接至输出电压VOUT、输出电容COUT的一端、同步整流控制电路的FB引脚，副边绕组线圈匝数为NS的另一端连接至同步整流MOS管的漏端、同步整流MOS管寄生体二极管阴极、同步整流控制电路的VD引脚。同步整流MOS管的源端、同步整流MOS管体二极管阳极、衬底连接至输出电容COUT的另一端、同步整流控制电路的VSS引脚及输出地VSS。同步整流MOS管的栅端连接至同步整流控制电路的GT引脚。
同步整流控制电路中消磁时间检测电路的一端连接至同步整流控制电路的VD引脚，消磁时间检测电路的另一端MS连接至同步整流逻辑电路的一端。同步整流控制电路中输出电压检测电路的一端连接至同步整流控制电路的FB引脚，输出电压检测电路的另一端CH连接至同步整流逻辑电路另一端。同步整流逻辑电路的第三端TON连接至驱动电路的一端，驱动电路的另一端连接至同步整流控制电路的GT引脚。电源模块的一端连接至同步整流控制电路的FB引脚，另一端输出电压VCC，为同步整流控制电路中各模块电路供电。
如图5所示为本发明的消磁时间检测电路的原理图，为一比较器CMP1，比较器CMP1的同相输入端连接至同步整流控制电路的VD引脚，比较器CMP1的反相输入端连接至输出地VSS，比较器CMP1的输出端信号MS连接至同步整流逻辑电路的一端。
如图6所示为本发明的，同步整流控制电路中同步整流逻辑控制的原理图，包括电流源I1、开关S1、开关S2、运算放大器AMP、电容CI、开关S3、电容C2、开关S4、电流源I2、比较器CMP2、反相器INV1、反相器INV2、脉冲产生电路PULSE、脉冲产生电路PULSE1、脉冲产生电路PULSE2、选择器MUX和与门AND1；电源VCC依次经开关S1、开关S2后连接至引脚VSS；开关S1和开关S2的连接点连接运算放大器AMP的同相输入端和比较器CMP2的同相输入端，运算放大器AMP的反相输入端连接其输出端，运算放大器AMP的输出端还经开关S3后分成三路，第一路经电容C2后连接至引脚VSS，第二路依次经开关S4和电流源I2后连接至引脚VSS，第三路连接比较器CMP2的反相输出端，比较器CMP2的输出端连接反相器INV2的输入端，反相器INV2的输出端连接与门AND1的第一输入端，与门AND1的输出端连接驱动电路，反相器INV1的输入端输入消磁时间信号，反相器INV1的输出端连接脉冲产生电路PULSE1的输入端，脉冲产生电路PULSE1的输出端连接脉冲产生电路PULSE2的输入单，脉冲产生电路PULSE2的输出端连接脉冲产生电路PULSE的输入端，脉冲产生电路PULSE的两个输出端分别连接选择器MUX的两个输入端，选择器MUX的控制端输入电压检测电路输出的比较结果，选择器MUX的输出端连接开关S4的控制端，脉冲产生电路PULSE1的输出端还连接开关S3的控制端，脉冲产生电路PULSE2的输出端还连接开关S2的控制端，开关S1的控制信号为消磁时间信号。
为了方便描述，实施例中将电流源I1的电流大小记为I1、电流源I2的电流大小记为I2，电容C1的容值记为C1、电容C2的容值记为C2、消磁时间信号记为MS、反相器INV1输出端输出的信号记为TC、脉冲产生电路PULSE两个输出端(连接选择器MUX的两个输入端A和B)输出的信号记为P1和P2、脉冲产生电路PULSE1输出端输出的信号记为SA、脉冲产生电路PULSE2输出端输出的信号记为DISC、选择器MUX输出端Y输出的信号记为SP、与门AND1输出端输出的信号记为TON、电压检测电路输出的比较结果记为CH(连接选择器MUX的控制端S输入该CH信号)。
如图7所示为本发明的输出电压检测电路的原理图，为一比较器CMP3，比较器CMP3的同相输入端连接至同步整流控制电路的FB引脚，比较器CMP3的反相输入端输入设定值VREF，比较器CMP3的输出端输出信号CH连接至同步整流逻辑电路中选择器MUX的控制端S。
驱动电路接收同步整流逻辑电路输出信号TON，输出信号通过同步整流控制电路的GT引脚驱动同步整流MOS管。TON为高电平，驱动电路驱动同步整流MOS管导通，TON为低电平，驱动电路驱动同步整流MOS管关断。
本发明驱动电路采用IR(中文名：国际整流器)公司的IR4426芯片结合其推荐的外围电路即可实现。
需要说明的是，上述技术方案同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果可以来自同一周期，此时检测的结果最为准确；也可来自不同周期，此时为了保证本发明的有益效果，相隔周期数不宜过大。
图8为本发明提出的同步整流控制电路的时序图，结合该图对本发明的同步整流控制电路的控制策略分析说明如下：
脉冲产生电路PULSE在输入信号DISC下降沿到来后输出两路脉冲信号P1和P2至选择器MUX的A和B端口，两路脉冲信号的区别在于高电平持续时间不同，脉冲信号P1高电平持续时间记为△t3，脉冲信号P2高电平持续时间记为△t4。
脉冲产生电路PULSE1在输入信号下降沿到来后输出一路脉冲信号SA且SA信号高电平持续时间记为△ta。
脉冲产生电路PULSE2在输入信号SA下降沿到来后输出一路脉冲信号DISC且DISC信号高电平持续时间记为△tb。
下降沿指的是输入信号由高电平迅速下降为低电平。
选择器MUX的控制端S连接至输出电压检测电路中比较器CMP3输出的CH信号，信号输入端A连接至脉冲产生电路PULSE输出的脉冲信号P1，信号输入端B连接至脉冲产生电路PULSE输出的脉冲信号P2，,输出端Y输出信号SP。当CH为高电平时，信号输出SP与信号输入端B的输入脉冲信号P2一致；当CH为低电平时，信号输出SP与信号输入端A的输入脉冲信号P1信号一致。
假定副边同步整流控制电路中消磁时间检测电路检测到电源系统上一个开关周期的消磁时间为T，电源系统为维持输出电压的稳定性，相邻两个开关周期消磁时间可视为相同且均为T。
在0～t1时间段内，电源系统处于励磁阶段，同步整流控制电路VD引脚电压为VIN/(NP/NS)且高于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS为高电平，开关S1关断，反相器INV1输出信号TC为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA为低电平，开关S3关断，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC为低电平，开关S2关断，脉冲产生电路PULSE的输出信号P1、P2均为低电平。此时FB低于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为低电平，选择器MUX输出信号SP与脉冲产生电路PULSE的输出信号P1一致为低电平，开关S4关断。容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1为输出地VSS，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为输出地VSS，比较器CMP2输出高电平，反相器INV2输出信号为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
在t1～t2时间段内，电源系统处于消磁阶段，t1时刻，同步整流MOS管关断，由同步整流MOS管寄生二极管导通续流。同步整流控制电路VD引脚电压低于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由高电平下降为低电平，开关S1导通，反相器INV1输出信号TC由低电平上升为高电平，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA为低电平，开关S3关断，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC为低电平，开关S2关断，脉冲产生电路PULSE的输出信号P1、P2均为低电平。此时FB低于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为低电平，选择器MUX输出信号SP与脉冲产生电路PULSE的输出信号P1一致为低电平，开关S4关断。开关S1导通，开关S2关断，电流大小为I1的电流源通过开关S1给容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端充电，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1开始上升，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为输出地VSS，比较器CMP2输出高电平，反相器INV2输出信号为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
在t2时刻，电源系统处于励磁阶段，同步整流控制电路VD引脚电压由低于输出地VSS上升为VIN/(NP/NS)且高于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由低电平上升为高电平，开关S1关断，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1上升至VSA后
不再上升，t1开始时刻到t2开始时刻这
段时间记为消磁时间T1，且有
I1*T1＝C1*VSA
反相器INV1输出信号TC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△ta，开关S3导通，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端由容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端通过运放AMP进行充电，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2在△ta时间内由输出地VSS上升至VSA，比较器CMP2输出高电平，反相器INV2输出信号为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管处于关断状态。
在SA持续高电平时间△ta后，SA由高电平下降为低电平，S3关断，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△tb，开关S2开通，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1在时间△tb内由VSA下降至输入地VSS，比较器CMP2输出由高电平下降为低电平，反相器INV2输出由低电平上升为高电平，与门AND1的另一个输入信号TC为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
在信号DISC持续高电平时间△tb后，DISC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE产生输出信号P1、P2的脉冲信号。P1由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t3，P2由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t4。此时FB低于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为低电平，选择器MUX输出信号SP与脉冲产生电路PULSE的输出信号P1一致，开关S4导通且导通时间为△t3，电流大小为I2的电流源通过开关S4对容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2进行放电，放电时间为开关S4导通时间△t3，容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2由VSA下降至VSA1，且有
I2*Δt3＝C2*(VSA-VSA1)
容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1为输出地VSS，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为VSA1，比较器CMP2输出低电平，反相器INV2输出信号为高电平，与门AND1的输入端TC信号为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
在t3～t4时间段内，电源系统处于消磁阶段，t3时刻，同步整流MOS管关断，由同步整流MOS管寄生二极管导通续流。同步整流控制电路VD引脚电压低于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由高电平下降为低电平，开关S1导通，反相器INV1输出信号TC由低电平上升为高电平，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA为低电平，开关S3关断，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC为低电平，开关S2关断，脉冲产生电路PULSE的输出信号P1、P2均为低电平。此时FB低于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为低电平，选择器MUX输出信号SP与脉冲产生电路PULSE的输出信号P1一致为低电平，开关S4关断。开关S1导通，开关S2关断，电流大小为I1的电流源通过开关S1给容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端充电，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1开始上升，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为VSA1，在容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1尚未达到VSA1时，比较器CMP2输出低电平，反相器INV2输出信号为高电平，与门AND1输出信号TON为高电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为高电平，同步整流MOS管导通。在容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1达到VSA1时，比较器CMP2输出由低电平上升为高电平，反相器INV2输出信号由高电平下降为低电平，与门AND1输出信号TON由高电平下降为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚由高电平下降为低电平，同步整流MOS管关断，同步整流MOS管开通时间TON1且满足公式
I1*TON1＝C1*VSA1。
同步整流MOS管关断后由同步整流MOS管寄生二极管续流，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1继续由电流大小为I1的电流源充电。
在t4时刻，电源系统处于励磁阶段，同步整流控制电路VD引脚电压由低于输出地VSS上升为VIN/(NP/NS)且高于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由低电平上升为高电平，开关S1关断，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1上升至VSA后不再上升，t3开始时刻到t4开始时刻时间段记为消磁时间T2，同步整流MOS管寄生二极管续流时间为
△t1＝T2-TON1，且有
I1*T2＝C1*VSA
反相器INV1输出信号TC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△ta，开关S3导通，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端由容值为C1的电容通过运放AMP进行充电，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2在△ta时间内由输出地VSA1上升至VSA，比较器CMP2输出高电平，反相器INV2输出信号为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管继续关断。
在SA持续高电平时间△ta后，SA由高电平下降为低电平，S3关断，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△tb，开关S2开通，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1在时间△tb内由VSA下降至输入地VSS，比较器CMP2输出由高电平下降为低电平，反相器INV2输出有低电平上升为高电平，与门AND1的另一个输入信号TC为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管继续关断。
在信号DISC持续高电平时间△tb后，DISC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE产生输出信号P1、P2的脉冲信号。P1由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t3，P2由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t4。此时FB高于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为高电平，选择器MUX输出信号SP与PULSE的输出信号P2一致，开关S4开通且导通时间为△t4，电流大小为I2的电流源通过开关S4对容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2进行放电，放电时间为开关S4导通时间△t4，容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2由VSA下降至VSA2，且有
I2*Δt4＝C2*(VSA-VSA2)
容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1为输出地VSS，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为VSA2，比较器CMP2输出低电平，反相器INV2输出信号为高电平，与门AND1的输入端TC信号为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
在t5～t6时间段内，电源系统处于消磁阶段。
在t5时刻，同步整流MOS管关断，由同步整流MOS管寄生二极管导通续流。同步整流控制电路VD引脚电压低于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由高电平下降为低电平，开关S1导通，反相器INV1输出信号TC由低电平上升为高电平，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA为低电平，开关S3关断，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC为低电平，开关S2关断，脉冲产生电路PULSE的输出信号P1、P2均为低电平。此时FB高于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为高电平，选择器MUX输出信号SP与PULSE的输出信号P2一致为低电平，开关S4关断。开关S1导通，开关S2关断，电流大小为I1的电流源通过开关S1给容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端充电，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1开始上升，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为VSA2，在容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1尚未达到VSA2时，比较器CMP2输出低电平，反相器INV2输出信号为高电平，与门AND1输出信号TON为高电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为高电平，同步整流MOS管导通。在容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1达到VSA2时，比较器CMP2输出由低电平上升为高电平，反相器INV2输出信号由高电平下降为低电平，与门AND1输出信号TON由高电平下降为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚由高电平下降为低电平，同步整流MOS管关断，同步整流MOS管开通时间TON2且满足公式
I1*TON2＝C1*VSA2。
同步整流MOS管关断后由同步整流MOS管寄生二极管续流，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1继续由电流大小为I1的电流源充电。
在t6时刻，电源系统处于励磁阶段，同步整流控制电路VD引脚电压由低于输出地VSS上升为VIN/(NP/NS)且高于输出地VSS，比较器CMP1输出信号MS由低电平上升为高电平，开关S1关断，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1上升至VSA后不再上升，t5开始时刻到t6开始时刻时间段记为消磁时间T3，同步整流MOS管寄生二极管续流时间△t2＝T3-TON2，且有
I1*T3＝C1*VSA
反相器INV1输出信号TC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE1的输出信号SA由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△ta，开关S3导通，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端由容值为C1的电容通过运放AMP进行充电，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2在△ta时间内由输出地VSA1上升至VSA，比较器CMP2输出高电平，反相器INV2输出信号为低电平，与门AND1输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管继续关断。
在SA持续高电平时间△ta后，SA由高电平下降为低电平，S3关断，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE2的输出信号DISC由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△tb，开关S2开通，容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1在时间△tb内由VSA下降至输入地VSS，比较器CMP2输出由高电平下降为低电平，反相器INV2输出有低电平上升为高电平，与门AND1的另一个输入信号TC为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管继续关断。
在信号DISC持续高电平时间△tb后，DISC由高电平下降为低电平，产生下降沿，脉冲产生电路PULSE输出信号P1、P2的脉冲信号。P1由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t3，P2由低电平上升为高电平且高电平持续时间为△t4。此时FB高于输出电压检测电路设定值VREF，比较器CMP3输出信号CH为高电平，选择器MUX输出信号SP与PULSE的输出信号P2一致，开关S4开通且导通时间为△t4，电流大小为I2的电流源通过开关S4对容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2进行放电，放电时间为开关S4导通时间△t4，容值为C2的电容与比较器CMP2反相输入端连接的一端电压VC2由VSA下降至VSA2，且有
I2*Δt4＝C2*(VSA-VSA2)
容值为C1的电容与比较器CMP2同相端连接的一端电压VC1为输出地VSS，容值为C2的电容与比较器CMP2反相端连接的一端电压VC2为VSA2，比较器CMP2输出低电平，反相器INV2输出信号为高电平，与门AND1的输入端TC信号为低电平，与门AND1的输出信号TON为低电平，驱动输出至同步整流控制电路GT引脚为低电平，同步整流MOS管关断。
假定T1＝T2＝T3，C1＝C2，I1＝I2
对容值为C1的电容：
I1*T1＝C1*VSA
I1*TON1＝C1*VSA1
I1*TON2＝C1*VSA2
对容值为C2的电容：
I2*Δt3＝C2*(VSA-VSA1)
I2*Δt4＝C2*(VSA-VSA2)
由上述公式可得：
I1*Δt3＝C2*(VSA-VSA1)
I1*Δt3＝C2*VSA-C2*VSA1＝C1*VSA-C2*VSA1
I1*Δt3＝I1*T1-C2*VSA1
I1*(T1-Δt3)＝C2*VSA1＝C1*VSA1＝I1*TON1
TON1＝T1-Δt3
Δt3＝T-TON1＝Δt1
Δt4＝T-TON2＝Δt2
同理△t2＝△t4，通过调整脉冲产生电路PULSE输出信号P1、P2的脉冲信号高电平持续时间为△t3、△t4，进而调整同步整流MOS管的关断时间
△t1＝T-TON1、△t2＝T-TON2。
若当前开关周期同步整流控制电路中的输出电压检测电路检测到电源系统输出电压低于设定值VREF时，同步整流控制电路中的同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON1的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜△t1＝△t3＝T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管，因为二极管的压降比同步整流MOS管的导通内阻Rds(on)引起的压降大，所以会使副边绕组电压升高，出现一个上升斜率；若当前开关周期副边同步整流控制电路中的输出电压检测电路检测到电源系统输出电压高于设定值时，同步整流控制电路中的同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON2的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保△t2＝△t4＝T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流管的体二极管，因为二极管的压降比同步整流MOS管的导通内阻R引起的压降大，所以会使副边绕组电压升高，出现一个上升斜率。TON1与TON2不随温度变化而变化，也不用考虑同步整流MOS管导通内阻Rds(on)随温度变化而变化的因素，确保副边反馈电源系统在全温度范围内正常工作。
上述芯片内设的固定时间Tc也可以通过脉冲产生电路PULSE1或PULSE2来实现。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (13)
1.一种同步整流控制电路，应用于原边控制副边反馈的变换器，其特征在于：包括电源模块、消磁时间检测电路、输出电压检测电路、同步整流逻辑电路、驱动电路、VD引脚、GT引脚、FB引脚和VSS引脚；
所述的VD引脚用于连接同步整流MOS管的漏端，所述的GT引脚用于连接同步整流MOS管的栅端，所述的VSS引脚用于连接同步整流MOS管的源端，所述的FB引脚用于连接变换器的电压输出端；所述的电源模块通过同步整流控制电路的FB引脚产生电源VCC为同步整流控制电路中其他模块供电；
所述的消磁时间检测电路用于在每个开关周期产生变换器消磁时间信号并输出至同步整流逻辑电路中；
所述的输出电压检测电路用于在每个开关周期采样变换器的输出电压，将该输出电压与设定值进行比较，并将比较结果输出至同步整流逻辑电路中；
所述的同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果，用以产生控制同步整流MOS管导通与关断信号并输出至驱动电路中；
所述的驱动电路接收同步整流逻辑电路输出的控制同步整流MOS管导通与关断信号，驱动同步整流MOS管导通与关断。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果来自同一周期。
3.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：变换器原边控制芯片内设一固定时间Tc，若当前开关周期变换器的输出电压低于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON1的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管；若当前开关周期输出电压高于变换器的设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON2的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流管的体二极管。
4.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：消磁时间检测电路包括比较器CMP1，比较器CMP1的同相输入端连接VD引脚，比较器CMP1的反相输入端连接VSS引脚，比较器CMP1的输出端输出消磁时间信号。
5.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：输出电压检测电路包括比较器CMP3，比较器CMP3的同相输入端连接FB引脚，比较器CMP3的反相输入端输入设定值，比较器CMP3的输出端输出所述的比较结果。
6.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：同步整流逻辑电路包括电流源I1、开关S1、开关S2、运算放大器AMP、电容CI、开关S3、电容C2、开关S4、电流源I2、比较器CMP2、反相器INV1、反相器INV2、脉冲产生电路PULSE、脉冲产生电路PULSE1、脉冲产生电路PULSE2、选择器MUX和与门AND1；电源VCC依次经开关S1、开关S2后连接至引脚VSS；开关S1和开关S2的连接点连接运算放大器AMP的同相输入端和比较器CMP2的同相输入端，运算放大器AMP的反相输入端连接其输出端，运算放大器AMP的输出端还经开关S3后分成三路，第一路经电容C2后连接至引脚VSS，第二路依次经开关S4和电流源I2后连接至引脚VSS，第三路连接比较器CMP2的反相输出端，比较器CMP2的输出端连接反相器INV2的输入端，反相器INV2的输出端连接与门AND1的第一输入端，与门AND1的输出端连接驱动电路，反相器INV1的输入端输入消磁时间信号，反相器INV1的输出端连接脉冲产生电路PULSE1的输入端，脉冲产生电路PULSE1的输出端连接脉冲产生电路PULSE2的输入单，脉冲产生电路PULSE2的输出端连接脉冲产生电路PULSE的输入端，脉冲产生电路PULSE的两个输出端分别连接选择器MUX的两个输入端，选择器MUX的控制端输入电压检测电路输出的比较结果，选择器MUX的输出端连接开关S4的控制端，脉冲产生电路PULSE1的输出端还连接开关S3的控制端，脉冲产生电路PULSE2的输出端还连接开关S2的控制端，开关S1的控制信号为消磁时间信号。
7.根据权利要求6所述的同步整流控制电路，其特征在于：脉冲产生电路PULSE在输入信号无下降沿到来时，两个输出端均持续输出低电平，一旦输入信号下降沿到来，两个输出端立即输出持续一段时间的高电平后再次输出低电平；且两个输出端输出的两路脉冲信号的区别在于高电平持续时间不同。
8.根据权利要求6所述的同步整流控制电路，其特征在于：脉冲产生电路PULSE1和脉冲产生电路PULSE2在输入信号无下降沿到来时，均持续输出低电平；一旦输入信号下降沿到来，脉冲产生电路PULSE1立即先持续输出一段时间的高电平，然后再次输出低电平；脉冲产生电路PULSE2在脉冲产生电路PULSE1再次输出低电平时开始持续输出一段时间的高电平，然后再次输出低电平。
9.根据权利要求6所述的同步整流控制电路，其特征在于：当选择器MUX的控制端输入的为高电平时，其输出端与其一个输入端的信号一致；当选择器MUX的控制端输入的为低电平时，其输出端与其另一个输入端的信号一致。
10.根据权利要求6所述的同步整流控制电路，其特征在于：当比较器CMP2在同相输入端电压大于等于反相输入端电压时输出高电平，当比较器CMP2在同相输入端电压小于反相输入端电压时输出低电平。
11.一种同步整流控制方法，应用于原边控制副边反馈的变换器，其特征在于：同步整流控制电路包括如下步骤：
消磁时间T、输出电压检测步骤，在每个开关周期对变换器的消磁时间T和输出电压进行检测，然后将消磁时间T输出至同步整流逻辑电路中，并将输出电压和设定值进行比较的结果输出至同步整流逻辑电路中；
同步整流MOS管导通与关断信号产生步骤，同步整流逻辑电路依据消磁时间T以及输出电压和设定值进行比较的结果产生控制同步整流MOS管导通与关断信号，并将该信号输出至驱动电路中；
同步整流MOS管导通与关断驱动步骤，驱动电路依据同步整流MOS管导通与关断信号，驱动同步整流MOS管导通与关断。
12.根据权利要求11所述的同步整流控制电路，其特征在于：同步整流逻辑电路接收消磁时间检测电路输出的消磁时间信号和输出电压检测电路输出的比较结果来自同一周期。
13.根据权利要求11所述的同步整流控制电路，其特征在于：变换器原边控制芯片内设一固定时间Tc，若当前开关周期变换器的输出电压低于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON1的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON1，且确保0＜T-TON1＜Tc，同步整流MOS管在T-TON1时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流MOS管的体二极管；若当前开关周期变换器的输出电压高于设定值时，同步整流逻辑电路输出控制同步整流MOS管导通时间为TON2的驱动信号至驱动电路，驱动电路驱动同步整流MOS管导通时间为TON2，且确保T-TON2＞Tc，同步整流MOS管在T-TON2时间内关断，剩余的消磁电流流经同步整流管的体二极管。
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112542939A (zh) * | 2020-12-22 | 2021-03-23 | 成都启臣微电子股份有限公司 | 一种原边反馈同步响应电路 |
| CN113495187A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-10-12 | 瀚昕微电子(无锡)有限公司 | Ac/dc电压检测电路 |
| CN113541514A (zh) * | 2021-07-21 | 2021-10-22 | 艾科微电子(深圳)有限公司 | 同步整流控制器及其控制方法 |
| CN114094846A (zh) * | 2021-11-24 | 2022-02-25 | 深圳市群芯科创电子有限公司 | 一种实现高稳定性并联应用的同步整流控制电路 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20130194836A1 (en) * | 2012-01-26 | 2013-08-01 | Linear Technology Corporation | Isolated Flyback Converter With Efficient Light Load Operation |
| US20140300329A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-10-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Systems and Methods to Auto-Adjust Zero Cross Circuits for Switching Regulators |
| CN106026712A (zh) * | 2016-07-15 | 2016-10-12 | 深圳南云微电子有限公司 | 开关电源的副边控制方法及电路 |
| CN107612334A (zh) * | 2017-09-11 | 2018-01-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种原边检测电路 |
| CN209134310U (zh) * | 2018-11-13 | 2019-07-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种同步整流控制电路 |
-
2018
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Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20130194836A1 (en) * | 2012-01-26 | 2013-08-01 | Linear Technology Corporation | Isolated Flyback Converter With Efficient Light Load Operation |
| US20140300329A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-10-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Systems and Methods to Auto-Adjust Zero Cross Circuits for Switching Regulators |
| CN106026712A (zh) * | 2016-07-15 | 2016-10-12 | 深圳南云微电子有限公司 | 开关电源的副边控制方法及电路 |
| CN107612334A (zh) * | 2017-09-11 | 2018-01-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种原边检测电路 |
| CN209134310U (zh) * | 2018-11-13 | 2019-07-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种同步整流控制电路 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112542939A (zh) * | 2020-12-22 | 2021-03-23 | 成都启臣微电子股份有限公司 | 一种原边反馈同步响应电路 |
| CN113495187A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-10-12 | 瀚昕微电子(无锡)有限公司 | Ac/dc电压检测电路 |
| CN113541514A (zh) * | 2021-07-21 | 2021-10-22 | 艾科微电子(深圳)有限公司 | 同步整流控制器及其控制方法 |
| CN114094846A (zh) * | 2021-11-24 | 2022-02-25 | 深圳市群芯科创电子有限公司 | 一种实现高稳定性并联应用的同步整流控制电路 |
| CN114094846B (zh) * | 2021-11-24 | 2023-09-08 | 深圳市群芯科创电子有限公司 | 一种实现高稳定性并联应用的同步整流控制电路 |
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