CN103066853A - 控制电路、开关电源及其控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 16
- 238000007600 charging Methods 0.000 claims description 11
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 abstract description 5
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 60
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 28
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 25
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 102100029469 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Human genes 0.000 description 3
- 101710097421 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Proteins 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 108010022579 ATP dependent 26S protease Proteins 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001012 protector Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
本发明公开了一种控制电路、开关电源及其控制方法。其中开关电源包括第一开关管和控制电路。其中控制电路包括：模式选择单元，根据负载状态输出模式控制信号；跳频模式控制单元，根据开关电源的负载大小生成具有第一频率的低频脉冲信号，并根据低频脉冲信号生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号，其中第二频率大于第一频率，低频脉冲信号的占空比随负载的变化而变化；正常模式控制单元，生成具有第三频率的第二脉冲信号；以及驱动信号生成单元，根据模式控制信号选择第一脉冲信号或者第二脉冲信号来驱动第一开关管，从而实现对开关电源输出信号的调节。
Description
技术领域
本发明主要涉及一种电子电路，尤其涉及一种控制电路、开关电源及其控制方法。
背景技术
如今开关电源被广泛应用于各种电子产品中。这是因为开关电源具有体积小、重量轻、转换效率高等优点。为了实现能量转换，开关电源可以采用多种拓扑结构。以应用广泛的flyback(反激式)拓扑结构为例，对开关电源原理做一描述。总体上，其可以分为以下功能模块：能量输入单元、能量耦合单元、能量输出单元、反馈单元及开关控制单元。交流电压通过能量输入单元，经整流滤波作用得到较为平滑的直流电压，开关控制单元根据反馈单元的反馈信号控制开关的导通、截止，将该直流电压转换为高频信号，再经变压器耦合，最终得到一稳定的直流电压输出。
除了正常工作情况，越来越多的电子产品需要工作在轻载状态下，例如待机模式。在轻载状态下，负载需要电源提供的功率很小，为了提高电能的利用率，需要提高开关电源在轻载状态下的效率。传统的做法是随着负载的减轻，降低开关电源的开关频率，从而减小开关损耗，提高轻载效率。但是随着负载的减轻，开关频率会减小至音频的范围内(200Hz～20kHz)，从而引起噪声问题。因此，有必要提供一种改进的开关电源的控制电路，使其在轻载状态下既能避免产生音频噪声，又能获得较高的效率。
发明内容
为解决上述一种或多种技术问题，本发明提供了一种控制电路、开关电源及其控制方法。
根据本发明一实施例的一种控制电路，用于开关电源，其中所述开关电源包括第一开关管，所述控制电路包括：模式选择单元，根据负载状态输出模式控制信号；跳频模式控制单元，根据开关电源的负载大小生成具有第一频率的低频脉冲信号，并根据低频脉冲信号生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号，其中第二频率大于第一频率，低频脉冲信号的占空比随负载的变化而变化；正常模式控制单元，生成第二脉冲信号；以及驱动信号生成单元，根据模式控制信号选择第一脉冲信号或者第二脉冲信号来驱动第一开关管。
在一个实施例中，所述控制电路包括：当第一开关管的开关频率小于设定的频率阈值时，负载处于轻载状态，所述控制电路控制开关电源工作在跳频模式，根据第一脉冲信号来驱动第一开关管；当第一开关管的开关频率大于设定的频率阈值时，负载处于非轻载状态，所述控制电路控制开关电源工作在正常模式，根据第二脉冲信号来驱动第一开关管。
在一个实施例中，开关电源工作在跳频模式包括：当低频脉冲信号处于第一状态时，第一脉冲信号处于无效状态，第一开关管维持关断，当低频脉冲信号处于第二状态时，第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲，并以第二频率驱动第一开关管。
在一个实施例中，所述跳频模式控制单元包括：低频脉冲发生单元，将反馈信号和具有第一频率的第一调制信号相比较生成低频脉冲信号，当反馈信号大于第一调制信号时低频脉冲信号处于第一状态，当反馈信号小于第一调制信号时低频脉冲信号处于第二状态，其中反馈信号反映开关电源的输出电压；以及混合脉冲发生单元，根据低频脉冲信号生成第一脉冲信号，其中当低频脉冲信号处于第一状态时第一脉冲信号保持无效状态，当低频脉冲信号处于第二状态时第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲。
在一个实施例中，所述混合脉冲发生单元包括：第一电容，具有第一端和第二端；控制开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一电容的第一端，第二端耦接至第一电容的第二端，控制端接收低频脉冲信号和第一脉冲信号；电流源，耦接至第一电容的第一端为第一电容提供充电电流；以及比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至第一电容接收第一电容的端电压，第二输入端接收一参考信号，输出端根据第一电容的端电压和所述参考信号的比较结果输出第一脉冲信号。
在一个实施例中，第一频率小于或等于音频的下限，第二频率大于或等于音频的上限。
在一个实施例中，驱动信号生成单元将流过第一开关管的电流与电流阈值相比较，当流过第一开关管的电流大于电流阈值时关断第一开关管。
根据本发明一实施例的一种开关电源，包括上述控制电路，所述开关电源还包括：第一开关管，在控制电路的控制下导通或者关断；以及储能元件，电耦接至第一开关管，第一开关管导通时储能元件储存能量，第一开关管关断时储能元件输出能量。
根据本发明一实施例的一种控制方法，用于开关电源，所述开关电源包括第一开关管，所述控制方法包括：将开关频率和设定的频率阈值相比较；当开关频率小于设定的频率阈值时，控制开关电源工作在跳频模式，产生第一脉冲信号来驱动第一开关管，其中第一脉冲信号具有第一频率和第二频率，第二频率大于第一频率；当开关频率大于设定的频率阈值时，控制开关电源工作在正常模式，产生第二脉冲信号来驱动第一开关管，其中第二脉冲信号具有第三频率，第三频率大于第二频率；其中当开关电源工作在跳频模式时，根据开关电源的负载大小生成具有第一频率的低频脉冲信号。并根据低频脉冲信号生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号。
在一个实施例中，开关电源工作在跳频模式包括：将反馈信号和调制信号相比较，根据比较结果输出低频脉冲信号，其中反馈信号反映开关电源的输出电压；当反馈信号大于调制信号时，低频脉冲信号处于第一状态，第一脉冲信号保持无效状态，第一开关管维持关断；以及当反馈信号小于调制信号时，低频脉冲信号处于第二状态，第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲，第一开关管以第二频率导通。
根据本发明的实施例，在开关电源工作于跳频模式的情况下，可以使第一脉冲信号的第一频率和第二频率保持在设定的范围，从而使得开关频率保持在设定的范围内，避开音频范围，减少噪声，同时具有较高的效率，较好地解决所述技术问题。
附图说明
通过参考附图阅读下文的详细描述，本发明实施方式的上述以及其他目的、特征和优点将变得易于理解。在附图中，以示例性而非限制性的方式示出了本发明的若干可行实施方式，其中：
图1是根据本发明一实施例的开关电源100的电路框图；
图2是根据本发明一实施例的跳频模式控制单元200的电路框图；
图3是根据本发明一实施例的开关电源300的电路原理图；
图4是根据本发明一实施例的对应图3所示控制电路34的主要控制电路400的原理图；
图5是根据本发明一实施例的对应图4所示控制电路400在正常模式下的工作波形图；
图6是根据本发明一实施例的对应图4所示控制电路400在跳频模式下的工作波形图；
图7是根据本发明另一实施例的开关电源700的电路原理图；
图8是根据本发明另一实施例的对应图7所示控制电路34的主要控制电路800的原理图；以及
图9是根据本发明一实施例的一种开关电源的控制方法流程图。
在附图中，相同或对应的标号被用以表示相同或相似的元件。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。为了清晰明了地阐述本发明，本文简化了一些具体结构和功能的详细描述。此外，在一些实施例中已经详细描述过的类似的结构和功能，在其它实施例中不再赘述。尽管本发明的各项术语是结合具体的示范实施例来一一描述的，但这些术语不应理解为局限于这里阐述的示范实施方式。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
以下均以包括反激变换器的AC/DC(交流/直流变换)电路为例对本发明进行说明，但本领域的技术人员可知，本发明还可用于任何DC/DC(直流/直流变换)拓扑，如BUCK(降压)电路、BOOST(升压)电路、BUCK-BOOST(升-降压)电路、FLYBACK(反激)电路以及FORWARD(正激)电路等。
图1是根据本发明一实施例的开关电源100的电路框图。如图1所示，开关电源100包括整流桥11、输入电容Cin、变压器T1、第一开关管M1、二极管D1、输出电容Cout、反馈网络12、电流检测电路13、以及控制电路14。整流桥11接收一交流输入电压Vin，并将其转换成直流电压。输入电容Cin并联至整流桥11的输出端，输入电容Cin的一端电耦接至变压器T1原边绕组的一端，另一端接系统地。第一开关管M1电耦接在变压器T1原边绕组的另一端和系统地之间。二极管D1的阳极电耦接至变压器T1副边绕组的一端，二极管D1的阴极电耦接至输出电容Cout的一端，输出电容Cout的另一端电耦接至变压器T1副边绕组的另一端。输出电容Cout两端的电压即为开关电源100的输出电压Vout。在一个实施例中，二极管D可由同步整流管代替。第一开关管M1可以是任意可控的半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。第一开关管M1具有控制端以接收开关控制信号Vg，第一开关管M1在开关控制信号Vg的控制下导通或者关断，从而调节输出信号Uo的大小，输出信号Uo例如可以是输出电压Vout或者输出电流Io。在第一开关管M1导通时变压器T1储存能量，在第一开关管M1关断时变压器T1输出能量。反馈网络12根据输出信号Uo，例如采样输出电压Vout，或者采样输出电流Io得到反馈信号VFB。反馈信号VFB可以是反映负载状态的任意电信号，例如电压信号、电流信号或者是功率信号。反馈网络12例如可以是电阻分压网络、电容分压网络，也可以包括光电耦合器或变压器。电流检测电路13采样流过第一开关管M1的电流，并输出电流采样信号IS。电流检测电路13可为电阻采样电路、变压器采样电路、电流放大器采样电路等。
控制电路14通过引脚FB接收反馈信号VFB，通过引脚CS接收电流采样信号IS，并通过驱动引脚Driver电耦接至第一开关管M1的控制端以提供开关控制信号Vg。第一开关管M1在控制电路14的控制下导通或者关断，以调节输出信号Uo。控制电路14可以为集成电路，也可以由分立器件构成，或者是两者的组合。控制电路14包括跳频模式控制单元141、正常模式控制单元142、模式选择单元143以及驱动信号生成单元144。
跳频模式控制单元141根据开关电源100的负载大小生成第一脉冲信号Pul1。正常模式控制单元142生成第二脉冲信号Pul2。模式选择单元143根据开关电源100的负载状态，输出模式控制信号Skip。驱动信号生成单元144根据模式控制信号Skip选择第一脉冲信号Pul1或者第二脉冲信号Pul2生成开关控制信号Vg来驱动第一开关管M1。当开关电源100处于轻载状态时，模式控制信号Skip处于第一状态，控制电路14控制开关电源100工作在跳频模式，此时驱动信号生成单元144根据第一脉冲信号Pul1输出开关控制信号Vg以驱动第一开关管M1。在一个实施例中，第一脉冲信号Pul1随着反馈信号VFB的变化而变化。在一个实施例中，开关电源100工作在跳频模式时，驱动信号生成单元144根据第一脉冲信号Pul1控制第一开关管M1的导通，根据电流采样信号IS控制第一开关管M1的关断。当开关电源100的处于非轻载状态时，模式控制信号Skip处于第二状态，控制电路14控制开关电源100工作在正常模式，驱动信号生成单元144根据第二脉冲信号Pul2输出开关控制信号Vg以驱动第一开关管M1。在一个实施例中，开关电源100工作在正常模式时，驱动信号生成单元144根据第二脉冲信号Pul2控制第一开关管M1的导通，根据电流采样信号IS控制第一开关管M1的关断。在一个实施例中，模式选择单元143将指征开关频率fs的信号和频率阈值信号Vth1相比较来判断负载状态，从而输出模式控制信号Skip。当指征开关频率fs的信号小于频率阈值Vth1时，负载处于轻载状态，模式控制信号Skip为第一状态，控制开关电源100工作在跳频模式；当指征开关频率fs的信号大于频率阈值Vth1时，负载处于非轻载状态，模式控制信号Skip为第二状态，控制开关电源100工作在正常模式。在该发明的一个具体实施例中，频率阈值Vth1对应的开关频率fs等于或大于20kHz。在其它实施例中，模式选择单元143也可以通过检测其它参数，例如输出电压Vout，输出电流Io，来判断负载状态，输出相应的模式控制信号Skip。
开关电源100的控制方式例如可以是普通PWM控制、关断时间(off-time)控制等任意适合的控制方式。在普通PWM控制方式中，第一脉冲信号Pul1或第二脉冲信号Pul2控制第一开关管M1的开关频率，驱动信号生成单元144通过控制第一开关管M1的导通时长对输出进行调节；在off-time控制方式中，第一脉冲信号Pul1或第二脉冲信号Pul2控制第一开关管M1的关闭时长对输出进行调节。
图2是根据本发明一实施例的跳频模式控制单元200的电路框图。跳频模式控制单元200根据反馈信号VFB输出第一脉冲信号Pul1。跳频模式控制单元200包括低频脉冲发生单元21和混合脉冲发生单元22。
低频脉冲发生单元21根据反馈信号VFB和第一调制信号Vm1生成低频脉冲信号Puslow。在一个实施例中，低频脉冲发生单元21将反馈信号VFB和具有第一频率的第一调制信号Vm1相比较，生成具有第一频率的低频脉冲信号Pus1ow。当反馈信号VFB大于第一调制信号时Vm1时，低频脉冲信号Puslow处于第一状态，例如高电平；当反馈信号VFB小于第一调制信号Vm1时，低频脉冲信号Puslow处于第二状态，例如低电平。第一调制信号例如可以是三角波或者锯齿波。在本发明的一个实施例中，第一频率为200Hz，对应音频的下限。在其它实施例中，第一频率也可以设为小于音频的下限，即小于200Hz。在一个实施例中反馈信号VFB对应开关电源100的输出电压Vout，反映输出电压Vout的变化。
混合脉冲发生单元22根据低频脉冲信号Puslow生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号Pul1，第二频率大于第一频率。在一个实施例中，当低频脉冲信号Puslow处于第一状态时，例如高电平，第一脉冲信号Pul1保持无效状态，例如低电平；当低频脉冲信号Puslow处于第二状态时，例如低电平，第一脉冲信号Pul1以第二频率输出有效的脉冲。在本发明的一个实施例中，第二频率为20kHz，对应音频的上限。在其它实施例中，第二频率也可以设为大于音频的上限，即大于20kHz。
图3是根据本发明一实施例的开关电源300的电路原理图。图3以反激式变换器、off-time控制为例进行说明，本领域普通技术人员应该意识到，其它任意适合的拓扑结构以及控制方式均可以用于本发明。变压器T1的原边绕组耦接至整流桥的输入端接收经过整流后的输入电压Vin，变压器T1的副边绕组和二极管D1串联耦接后与输出电容Cout并联耦接，输出电容Cout两端的电压即为输出电压Vout，负载耦接至输出电容Cout的两端。第一开关管M1为NMOS，电流检测电路包括采样电阻Rcs，第一开关管M1的漏极电耦接至变压器T1的原边绕组，采样电阻Rcs电耦接至第一开关管M1的源极和地之间。
反馈网络32电耦接至开关电源300的输出端，根据输出电压Vout产生反馈信号VFB。在图3所示的实施例中，反馈网络32包括光电耦合器D3、齐纳二极管DZ、电阻R1、电阻R3和电容C3；其中光电耦合器D3的二极管部分与电阻R1、齐纳二极管DZ串联耦接在开关电源300的输出端和地之间；光电耦合器D3的三极管部分与电阻R3串联耦接在辅助供电电压Vcc和系统地之间，电容C3和电阻R3相并联，光电耦合器D3的三极管部分一端耦接至辅助供电电压Vcc，另一端耦接至反馈引脚FB提供反馈信号VFB。本领域的普通技术人员应该认识到，反馈网络也可以是电阻分压电路或电容分压电路，为表述简便，这里不详述其具体结构，然其效果和本实施例的反馈网络32一致，均采样开关电源300的输出电压Vout，产生与开关电源300的输出电压Vout相对应的反馈信号VFB。本领域的普通技术人员应该认识到，反馈电路还可以通过采样辅助绕组W3两端的电压产生与开关电源300的输出电压Vout相对应的反馈信号VFB(后面详细描述)。
开关电源300还可以通过辅助绕组W3为控制电路34提供辅助供电电压Vcc。辅助供电回路包括辅助绕组W3、二极管D2、电阻R2以及电容C2。二极管D2、电阻R2以及电容C2串联耦接至辅助绕组W3的两端。二极管D2的阳极耦接至辅助绕组W3的一端，二极管D2的阴极耦接至电阻R2的一端，电阻R2的另一端耦接至电容C2的一端，电容C2的另一端耦接至辅助绕组W2的另一端。电容C2两端的电压即为辅助供电电压Vcc。当开关电源300正常工作时，辅助供电回路为控制电路34提供所需的供电电压。
控制电路34根据反馈信号VFB以及电流采样信号IS输出开关控制信号Vg，控制第一开关管M1的导通与关断，从而调节开关电源300的输出电压Vout。控制电路34包括启动单元341、功率管理单元342、正常模式控制单元343、跳频模式控制单元344、模式选择单元345、保护单元346以及驱动信号生成单元347。在图3所示的实施例中，控制电路34具有高压输入引脚HV、驱动引脚Driver、反馈引脚FB、电流采样引脚CS、辅助供电引脚VCC、频率设置引脚Fset、系统地引脚GND。电容Cf耦接在频率设置引脚FSET和系统地引脚GND之间。在其它实施例中，电容器Cf也可以集成在控制电路34内部。
启动单元341在开关电源300启动时为控制电路34提供所需的供电电压。在图3所示的实施例中，启动单元341通过引脚HV接收整流后的高压直流信号Vdc，并在开关电源300启动时为控制电路34提供所需的供电电压。启动单元341例如可以包括一高压电流源或高压晶体管。功率管理单元342耦接至引脚VCC及启动单元341，并为驱动信号生成单元347提供所需的供电电压。在一个实施例中，当开关电源300启动时，由于第一开关管M1没有进入工作状态，辅助绕组W3没有电流流过，因此电容C2两端的电压Vcc为零，功率管理单元342控制启动单元341工作，例如控制高压电流源输出电流，为电容C2充电。从而电容C2两端的电压开始上升，直到电容C2两端电压Vcc已足够使控制电路34输出开关控制信号Vg来驱动第一开关管M1，则辅助绕组W3可以开始提供辅助供电电压Vcc给控制电路34，功率管理单元342控制启动单元341停止工作。
正常模式控制单元343耦接至频率设置引脚Fset，并输出第二脉冲信号Pul2至驱动信号生成单元347。第二脉冲信号Pul2的频率和频率设置引脚Fset上的电信号有关。跳频模式控制单元344根据反馈信号VFB输出第一脉冲信号Pul1至驱动信号生成单元347。
模式选择单元345根据开关电源300的负载状态输出模式控制信号Skip至驱动信号生成单元347。当开关电源300工作在轻载状态时，模式控制信号Skip处于第一状态，控制电路34控制开关电源300工作于跳频模式，驱动信号生成单元347根据第一脉冲信号Pul1生成开关控制信号Vg；当开关电源300工作在非轻载状态时，模式控制信号Skip处于第二状态，控制电路34控制开关电源300工作于正常模式，驱动信号生成单元347根据第二脉冲信号Pul2生成开关控制信号Vg。在图3所示的实施例中，模式选择单元345根据开关控制信号Vg输出模式控制信号Skip。在一个实施例中，当开关控制信号Vg的开关频率小于设定的频率阈值时，例如20kHz，模式控制信号Skip为第一状态，控制开关电源300工作于跳频模式；当开关控制信号Vg的开关频率大于设定的频率阈值时，模式控制信号Skip为第二状态，控制开关电源300工作于正常模式。本领域技术人员应该可以意识到可以采用其它任意适合的电路以根据负载状态输出模式控制信号Skip。
在一个实施例中，若开关电源300工作于跳频模式，当电流采样信号IS大于预设的最大电流峰值信号时，驱动信号生成单元347复位开关控制信号Vg，关断第一开关管M1；当第一脉冲信号Pul1有效时，驱动信号生成单元347置位开关控制信号Vg，开通第一开关管M1。若开关电源300工作于正常模式，当电流采样信号IS大于预设的最大电流峰值信号时，驱动信号生成单元347复位开关控制信号Vg，关断第一开关管M1；当第二脉冲信号Pul2有效时，驱动信号生成单元347置位开关控制信号Vg，开通第一开关管M1。
保护单元346为开关电源300提供必要的保护，以提高电路的可靠性和稳定性。在图3所示的实施例中，保护单元346根据辅助供电电压Vcc提供过压保护(OVP)、根据反馈信号VFB提供过载保护(OLP)以及根据电流采样信号IS提供短路保护(SCP)。本领普通技术人员应该可以意识到保护单元346也可以包括其它任意适合的保护，例如过温保护等。在一个实施例中，保护单元346的输出耦接至驱动信号生成单元347，通过输出无效的开关控制信号Vg来关断第一开关管M1，从而实现保护功能。
在一个实施例中，控制电路34集成在一个IC上。在其它实施例中，控制电路34可以由分立器件组成，也可以由集成电路和分立器件共同组成。
图4是根据本发明一实施例的对应图3所示控制电路34的主要控制电路400的原理图。控制电路400包括跳频模式控制单元41、正常模式控制单元42、模式选择单元43以及驱动信号生成单元44。
跳频模式控制单元41包括低频脉冲发生单元411、混合脉冲发生单元412以及调制信号生成单元413。
低频脉冲发生单元411包括比较器CMP1，通过比较反馈信号VFB和第一调制信号Vm1，生成低频脉冲信号Puslow。在图4所示的实施例中，比较器CMP1的同相输入端接收反馈信号VFB，反相输入端接收第一调制信号Vm1，输出端输出低频脉冲信号Puslow，其中第一调制信号Vm1具有第一频率，从而低频脉冲发生单元411也以第一频率输出低频脉冲信号Puslow。在一个实施例中，当反馈信号VFB大于第一调制信号Vm1时，低频脉冲信号Puslow为第一状态，例如高电平；当反馈信号VFB小于第一调制信号Vm1时，低频脉冲信号Puslow为第二状态，例如低电平。
混合脉冲发生单元412接收低频脉冲信号Puslow，并产生第一脉冲信号Pul1。混合脉冲发生单元412根据低频脉冲信号Puslow生成第二调制信号Vm2。混合脉冲发生单元412包括电容Cm、电流源Im、开关管Sm以及比较器CMP2。电容Cm、电流源Im以及开关管Sm相并联，电容Cm通过电流源Im及开关管Sm充放电，电容Cm两端的电压为第二调制信号Vm2。在一个实施例中，电容Cm的第一端耦接至比较器CMP2的同相输入端，电容Cm的第二端耦接至系统地，电流源Im的一端耦接至电容Cm的第一端为电容Cm提供充电电流，电流源Im的另一端耦接至电容Cm的第二端，开关管Sm的第一端耦接至电容Cm的第一端，开关管Sm的第二端耦接至电容Cm的第二端，开关管Sm的控制端接收低频脉冲信号Puslow，在低频脉冲信号Puslow的控制下导通或者关断。当开关管Sm关断时电流源Im给电容Cm充电，当开关管Sm导通时电容Cm通过开关管Sm放电。比较器CMP2的同相输入端耦接至电容Cm的第一端接收电容Cm的端电压，也就是接收第二调制信号Vm2，反相输入端耦接至参考信号Vref1，输出端根据第二调制信号Vm2和参考信号Vref1的比较结果输出第一脉冲信号Pul1。在一个实施例中，当第二调制信号Vm2大于参考信号Vref1时第一脉冲信号Pul1为高电平，当第二调制信号Vm2小于参考信号Vref1时第一脉冲信号Pul1为低电平。
在一个实施例中，混合脉冲发生单元412还包括或门OR1，开关管Sm的控制端通过或门OR1接收低频脉冲信号Puslow和第一脉冲信号Pul1。在一个实施例中，当低频脉冲信号Puslow或者第一脉冲信号Pul1为高电平时，开关管Sm导通，电容Cm放电；当低频脉冲信号Puslow和第一脉冲信号Pul1均为低电平时，开关管Sm关断，电容Cm通过电流源Im充电。
调制信号生成单元413，生成具有第一频率的第一调制信号Vm1。第一调制信号Vm1例如可以是具有一直流偏置量的三角波信号或锯齿波信号。在图4所示的实施例中，调制信号生成单元413包括电流源Ix、电容Cx以及开关管Sx。电流源Ix的一端耦接至供电电压Vdd，电流源Ix的另一端耦接至电容Cx的一端为电容Cx提供充电电流，电容Cx的另一端通过一偏置电压Vbias耦接至地，电容Cx的一端耦接至低频脉冲发生单元411提供第一调制信号Vm1，开关管Sx的两端并联在电容Cx的两端。开关管Sx还具有控制端，接收一个具有第一频率的低频脉冲信号Pulx，开关管Sx在低频脉冲信号Pulx的控制下导通或者关断。在一个实施例中，低频脉冲信号Pulx的频率是200Hz。在一个实施例中，低频脉冲信号Pulx由一个200Hz的锯齿波和一个比较器比较产生。电容Cx通过电流源Ix及开关管Sx充放电。当开关管Sx导通时，电容Cx通过开关管Sx放电，使得第一调制信号Vm1的电压等于偏置电压Vbias；当开关管Sx关断时，电流源Ix为电容Cx充电，第一调制信号Vm1的电压逐渐增大。在一个实施例中，第一调制信号Vm1的直流偏置量为第一开关管M1的开关频率fs等于第二频率时对应的反馈信号VFB的电压。第一调制信号Vm1具有的第一频率和电流源Ix输出电流的大小以及电容Cx的电容值大小有关。通过选择合适的电流源Ix或者电容Cx的规格可以得到调整第一频率的大小，也就是第一频率可控。在一个实施例中，随着电容Cx的电容增大，第一频率减小。在一个实施例中，随着电流源Ix输出电流的增大，第一频率增大。
当开关电源300的负载变轻时，反馈信号VFB逐渐增大。当反馈信号VFB增大至等于第一调制信号Vm1的直流偏置量时，低频脉冲发生单元411生成和第一调制信号Vm1同频率的低频脉冲信号Puslow。随着开关电源300的负载进一步变轻，反馈信号VFB进一步增大，低频脉冲信号Pulsow的占空比逐渐增大。混合脉冲发生单元412在低频脉冲信号Puslow处于第一状态时(例如高电平)，输出低电平的第二调制信号Vm2，从而输出无效的(例如低电平)第一脉冲信号Pul1；混合脉冲发生单元412在低频脉冲信号Puslow处于第二状态时(例如低电平)，输出具有第二频率的第二调制信号Vm2，从而第一脉冲信号Pul1以第二频率输出有效的脉冲。第二频率的大小和电流源Im输出的电流大小以及电容Cm的电容大小有关。
正常模式控制单元42输出第二脉冲信号Pul2。在图4所示的实施例中，正常模式控制单元42包括电流源If、开关管Sf以及比较器421。电容Cf耦接在频率设置引脚FSET和地之间。电流源If的一端耦接至供电电压Vdd，电流源If的另一端耦接至电容Cf的一端为电容Cf提供充电电流。电容Cf也可以集成在正常模式控制单元42内部。开关管Sf并联耦接至电容Cf的两端，开关Sf还具有控制端接收开关控制信号Vg，开关管Sf在开关控制信号Vg的控制下导通或者关断。当开关管Sf导通时，电容Cf通过开关管Sf放电，频率设置引脚FSET上的电压Vm3减小；当开关管Sf关断时，电容Cf通过电流源If充电，频率设置引脚FSET上的电压Vm3增大。在一个实施例中，开关控制信号Vg通过脉冲电路422耦接至开关管Sf的控制端。当开关控制信号Vg处于上升沿时，脉冲电路422输出一个短脉冲信号，以导通开关管Sf，从而对电容Cf放电，其中所述脉冲信号例如可以是0.6us的脉冲信号。在其它实施例中，开关控制信号Vg也可以直接耦接至开关管Sf的控制端。
在图4所示的实施例中，比较器421的同相输入端耦接至频率设置引脚FSET，反相输入端耦接至反馈引脚FB接收反馈信号VFB，输出端输出第二脉冲信号Pul2。第二脉冲信号Pul2的频率和电容Cf、电流源If以及反馈信号VFB的大小有关。随着负载减轻，反馈信号VFB逐渐增大，第二脉冲信号Pul2的频率逐渐减小。在另一实施例中，比较器421的反相输入端也可以耦接至固定的电平，从而在正常模式下，第二脉冲Pul2的频率不随负载的变化而变化。在另一个实施例中，比较器421的反相输入端例如也可以接收反馈信号VFB和一固定电平的最大值，从而在满载时第二脉冲Pul2的频率不随负载的变化而变化，在负载较轻时第二脉冲Pul2的频率随负载的减轻而减小。
模式选择单元43包括频率检测单元431以及比较器432。频率检测单元431接收开关控制信号Vg，根据开关控制信号Vg输出频率检测信号。比较器432的同相输入端接收频率阈值Vth1，反相输入端耦接至频率检测单元431接收频率检测信号，比较器432根据第一开关管M1的开关频率fs和频率阈值Vth1的比较结果输出模式控制信号Skip。当第一开关管的开关频率fs大于频率阈值Vth1时，模式控制信号Skip为低电平，控制开关电源300工作在正常模式；当第一开关管的开关频率fs小于阈值频率信号Vth1时，模式控制信号Skip为高电平，控制开关电源300工作在跳频模式。
驱动信号生成单元44包括触发器441、触发器442、比较器443以及逻辑电路444。比较器443的同相输入端接收电流采样信号Is，反相输入端接收最大峰值电流信号Vcs。在一个实施例中，最大峰值电流信号Vcs为一固定电平；在其它实施例中，最大峰值电流信号Vcs也可以随着反馈信号VFB的变化而变化。触发器441的置位端(S)耦接至跳频模式控制单元41的输出端以接收第一脉冲信号Pul1，触发器441的复位端(R)耦接至比较器443的输出端，触发器441的输出端输出第一驱动信号Dr1。第一驱动信号Dr1和第一脉冲信号Pul1具有相同的频率。触发器442的置位端(S)耦接至正常模式控制单元42的输出端以接收第二脉冲信号Pul2，触发器442的复位端(R)耦接至比较器443的输出端，触发器441的输出端输出第二驱动信号Dr2。第二驱动信号Dr2和第二脉冲信号Pul2具有相同的频率。逻辑电路444接收第一驱动信号Dr1、第二驱动信号Dr2以及模式控制信号Skip，并在模式控制信号Skip的控制下根据第一驱动信号Dr1或者第二驱动信号Dr2输出开关控制信号Vg。在图4所示的实施例中，当模式控制信号Skip为高电平时，选择第一驱动信号Dr1作为开关控制信号Vg输出；当模式控制信号Skip为低电平时，选择第二驱动信号Dr2作为开关控制信号Vg输出。在一个实施例中，逻辑单元444包括与门AND1、与门AND2以及或门OR。与门AND1具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至模式选择单元43的输出端接收模式控制信号Skip，第二输入端耦接至触发器441的输出端接收第一驱动信号Dr1。与门AND2具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至模式选择单元43的输出端接收经过反相的模式控制信号Skip，第二输入端耦接至触发器442的输出端接收第二驱动信号Dr2。或门OR具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至与门AND1的输出端，第二输入端耦接至与门AND2的输出端，输出端输出开关控制信号Vg。本领域普通技术人员应该可以意识到逻辑电路444也可以包括其它任意适合的电路，例如多路选择器。
图5是根据本发明一实施例的对应图4所示控制电路400在正常模式下的工作波形图。图5所示实施例中，模式控制信号Skip处于低电平，开关电源300工作于正常模式，控制电路400根据第二脉冲信号Pul2产生开关控制信号Vg。在T1时刻，当频率设置引脚FSET上的电压Vm3大于反馈信号VFB时，第二脉冲信号Pul2变为高电平，并置位触发器442，输出高电平的开关控制信号Vg，导通第一开关管M1。流过第一开关管M1上的电流逐渐增大，电流采样信号Is随之逐渐增大，直至T2时刻，电流采样信号Is大于最大电流峰值信号Vcs时，复位触发器442，输出低电平的开关控制信号Vg，关断第一开关管M1。
在一个实施例中，随着负载的减轻，也就是随着负载电流的减小，反馈信号VFB逐渐增大，第二脉冲Pul2的频率逐渐减小，开关控制信号Vg的频率随着负载的减小而逐渐减小，也就是开关电源300的开关频率随着负载的减小而减小，从而优化了效率。
图6是根据本发明一实施例的对应图4所示控制电路400在跳频模式下的工作波形图。图6所示实施例中，模式控制信号Skip处于高电平，开关电源300工作于跳频模式，控制电路400根据第一脉冲信号Pul1产生开关控制信号Vg。第一调制信号Vm1为具有第一频率(例如200Hz)的锯齿波，第一调制信号Vm1的直流偏置量为Vbias。当第一调制信号Vm1小于反馈信号VFB，低频脉冲信号Puslow处于第一状态，为高电平，电容Cm通过开关管Sm放电，第二调制信号Vm2处于低电平，从而输出无效的(低电平)第一脉冲信号Pul1，开关控制信号Vg控制第一开关管M1保持关断；当第一调制信号Vm1大于反馈信号VFB，低频脉冲信号Pulslow处于第二状态，为低电平，电容Cm通过充放电，生成具有第二频率(例如20kHz)的第二调制信号Vm2，从而第一脉冲信号Pul1以第二频率输出有效的脉冲，开关控制信号Vg控制第一开关管M1以第二频率导通。当第一脉冲信号Pul1为高电平时，置位触发器441，输出高电平的开关控制信号Vg，导通第一开关管M1。流过第一开关管M1上的电流逐渐增大，电流采样信号Is随之逐渐增大，直至电流采样信号Is大于最大电流峰值信号Vcs时，复位触发器441，输出低电平的开关控制信号Vg，关断第一开关管M1。开关控制信号Vg和第一脉冲信号Pul1具有和第一调制信号相同的第一频率(例如200Hz)以及和第二调制信号相同的第二频率(例如20kHz)。
在跳频模式下，随着负载的进一步减小，通过调节低频脉冲信号的占空比来调节输出。在一个实施例中，随着反馈信号VFB增大，低频脉冲信号Puslow处于高电平的占空比逐渐增大，从而第一脉冲信号Pul1处于无效状态的时间增大，从而增大了第一开关管M1维持关断的时间来调节输出电压Vout。
图7是根据本发明另一实施例的开关电源700的电路原理图。图7所示开关电源700为原边反馈控制。和图3所示开关电源300不同的是，开关电源700采用原边反馈，通过耦接至辅助绕组W3上的反馈网络72得到反馈信号VFB。通过反馈网络72采样辅助绕组W3上的电压变化从而检测输出电压Vout的变化。当第一开关管M1导通时，能量存储在初级绕组中；当第一开关管M1关断时，能量通过变压器传到次级绕组，并经二极管D1及输出电容Cout的整流滤波在输出端产生输出电压Vout，在去磁开始时刻辅助绕组W3两端的电压和输出电压Vout以及二极管D1上的正向电压Vf有关，在去磁结束时刻辅助绕组W3两端的电压和输出电压Vout有关，例如成线性关系。在去磁结束时刻，辅助绕组W3两端的电压Vaux可以由公式1表示：
Vaux＝Naux*Vout/Ns (1)
其中，Naux为辅助绕组W3的匝数，Ns为副边绕组的匝数。
在图7所示的实施例中，反馈网络72包括由电阻R4和电阻R5组成的电阻分压网络。电阻R4的一端耦接至辅助绕组W3的一端，电阻R4的另一端耦接至电阻R5的一端，电阻R5的另一端耦接至系统地，电阻R4和电阻R5的公共端为反馈信号VFB。本领域普通技术人员应该意识到，反馈网络72也可以包括电容分压网络。
图8是根据本发明另一实施例的对应图7所示控制电路34的主要控制电路800的原理图。和控制电路400类似，控制电路800包括跳频模式控制单元41、正常模式控制单元82、模式选择单元43以及驱动信号生成单元44。为叙述简洁，以下仅介绍和控制电路400不同的地方。
正常模式控制单元82耦接至反馈引脚FB，并输出频率随负载变化的第二脉冲信号Pul2。正常模式控制单元82包括采样保持电路821、放大电路822、导通时间检测电路823、调制信号产生电路824以及比较器825。比较器825具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中反相输入端通过采样保持电路821耦接至反馈引脚FB，同相输入端耦接至调制信号产生电路824的输出端，输出端根据反相输入端和同相输入端上信号的比较输出第二脉冲信号Pul2，控制第一开关管M1的导通。采样保持电路821耦接至反馈引脚FB，以接收反馈网络72输出的反馈信号VFB，并输出采样保持后的反馈信号VFB2。反馈信号VFB2耦接至比较器825的反相输入端，在图8所示的实施例中，反馈信号VFB2通过由放大电路822、电阻Rv以及电容Cv组成的补偿电路产生补偿信号Vcomp并耦接至比较器825的反相输入端。调制信号产生电路824包括相并联的开关管Sf、电流源If以及电容Cf，电容Cf通过电流源If及开关管Sf充放电，从而在电容Cf的两端产生调制信号。导通时间检测电路823检测二极管D1的导通时间Tons，并和开关控制信号Vg一起控制调制信号产生电路824中开关管Sf的导通与关断。在一个实施例中，当第一开关管M1或者二极管D1导通时，开关管Sf导通，电容Cf放电；否则当第一开关管M1以及二极管D1关断时，开关管Sf关断，电容Cf充电。
跳频模式控制单元41接收经过采样保持之后的反馈信号VFB2或者经补偿后的补偿信号Vcomp，并和第一调制信号Vm1相比较，产生低频脉冲信号Puslow，从而在低频脉冲信号Puslow处于高电平时，开关管M1维持关断，在低频脉冲信号Puslow处于低电平时，以第二频率导通开关管M1。
图9是根据本发明一实施例的一种开关电源的控制方法流程图。图9所示的控制方法包括步骤901-904。步骤901中，比较开关频率fs和频率阈值Vth1的大小。步骤902根据步骤901的比较结果控制开关电源的工作模式。当开关频率fs小于频率阈值Vth1时，跳转至步骤903，进入跳频模式，产生第一脉冲信号以驱动第一开关管，其中第一脉冲信号具有可控的第一频率和可控的第二频率；当开关频率fs大于频率阈值Vth1时，跳转至步骤904，进入正常模式，输出第二脉冲信号以驱动第一开关管，其中第二脉冲信号具有第三频率。在一个实施例中，第三频率随负载而变化，第三频率大于第二频率。
在一个实施例中，开关电源的控制方法还包括采样流过第一开关管的电流产生电流采样信号，并和最大电流峰值信号相比较，并根据比较结果关断第一开关管。在一个实施例中，当电流采样信号大于最大电流峰值信号时，关断第一开关管。最大电流峰值信号可以是预设的具有固定电平，也可以是随着负载的变化而调整的信号。
在一个实施例中，跳频模式还包括根据负载大小产生具有第一频率的低频脉冲信号，并根据低频脉冲信号产生具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号，其中第二频率大于第一频率。所述低频脉冲信号的占空比随着负载的变化而变化，从而达到调节输出的目的。在一个实施例中，通过比较反馈信号和调制信号，根据比较结果输出低频脉冲信号，其中反馈信号对应开关电源的输出电压。当反馈信号大于调制信号时，低频脉冲信号处于第一状态，第一脉冲信号保持无效状态，第一开关管M1维持关断；当反馈信号小于调制信号时，低频脉冲信号处于第二状态，第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲，第一开关管M1在第一脉冲信号的控制下以第二频率导通。第一频率例如可以是音频的下限，例如200Hz，也可以小于音频下限。第二频率例如可以是音频的上限，例如20kHz，也可以大于音频上限。
在一个实施例中，开关电源处于正常模式时，第二脉冲信号根据输出电压的变化控制第一开关管的导通。当输出电压增大时，第二脉冲信号的频率减小；当输出电压减小时，第二脉冲信号的频率增大。
上述的一些特定实施例仅仅以示例性的方式对本发明进行说明，这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。
Claims (10)
1.一种控制电路，用于开关电源，其中所述开关电源包括第一开关管，所述控制电路包括：
模式选择单元，根据负载状态输出模式控制信号；
跳频模式控制单元，根据开关电源的负载大小生成具有第一频率的低频脉冲信号，并根据低频脉冲信号生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号，其中第二频率大于第一频率，低频脉冲信号的占空比随负载的变化而变化；
正常模式控制单元，生成第二脉冲信号；以及
驱动信号生成单元，根据模式控制信号选择第一脉冲信号或者第二脉冲信号来驱动第一开关管。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中：
当第一开关管的开关频率小于设定的频率阈值时，负载处于轻载状态，所述控制电路控制开关电源工作在跳频模式，根据第一脉冲信号来驱动第一开关管；
当第一开关管的开关频率大于设定的频率阈值时，负载处于非轻载状态，所述控制电路控制开关电源工作在正常模式，根据第二脉冲信号来驱动第一开关管。
3.如权利要求2所述的控制电路，其中开关电源工作在跳频模式包括：当低频脉冲信号处于第一状态时，第一脉冲信号处于无效状态，第一开关管维持关断，当低频脉冲信号处于第二状态时，第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲，并以第二频率驱动第一开关管。
4.如权利要求1所述的控制电路，其中跳频模式控制单元包括：
低频脉冲发生单元，将反馈信号和具有第一频率的第一调制信号相比较生成低频脉冲信号，当反馈信号大于第一调制信号时低频脉冲信号处于第一状态，当反馈信号小于第一调制信号时低频脉冲信号处于第二状态，其中反馈信号反映开关电源的输出电压；以及
混合脉冲发生单元，根据低频脉冲信号生成第一脉冲信号，其中当低频脉冲信号处于第一状态时第一脉冲信号保持无效状态，当低频脉冲信号处于第二状态时第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲。
5.如权利要求4所述的控制电路，其中混合脉冲发生单元包括：
第一电容，具有第一端和第二端；
控制开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一电容的第一端，第二端耦接至第一电容的第二端，控制端接收低频脉冲信号和第一脉冲信号；
电流源，耦接至第一电容的第一端为第一电容提供充电电流；以及
比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至第一电容接收第一电容的端电压，第二输入端接收一参考信号，输出端根据第一电容的端电压和所述参考信号的比较结果输出第一脉冲信号。
6.如权利要求1所述的控制电路，其中第一频率小于或等于音频的下限，第二频率大于或等于音频的上限。
7.如权利要求1所述的控制电路，所述驱动信号生成单元将流过第一开关管的电流与电流阈值相比较，当流过第一开关管的电流大于电流阈值时关断第一开关管。
8.一种开关电源，包括如权利要求1至7中任一项所述的控制电路，其中开关电源还包括：
第一开关管，在控制电路的控制下导通或者关断；以及
储能元件，电耦接至第一开关管，第一开关管导通时储能元件储存能量，第一开关管关断时储能元件输出能量。
9.一种控制方法，用于开关电源，所述开关电源包括第一开关管，所述控制方法包括：
将开关频率和设定的频率阈值相比较；
当开关频率小于设定的频率阈值时，控制开关电源工作在跳频模式，产生第一脉冲信号来驱动第一开关管，其中第一脉冲信号具有第一频率和第二频率，第二频率大于第一频率；
当开关频率大于设定的频率阈值时，控制开关电源工作在正常模式，产生第二脉冲信号来驱动第一开关管，其中第二脉冲信号具有第三频率，第三频率大于第二频率；其中
当开关电源工作在跳频模式时，根据开关电源的负载大小生成具有第一频率的低频脉冲信号。并根据低频脉冲信号生成具有第一频率和第二频率的第一脉冲信号。
10.如权利要求9所述的控制方法，其中开关电源工作在跳频模式包括：
将反馈信号和调制信号相比较，根据比较结果输出低频脉冲信号，其中反馈信号反映开关电源的输出电压；
当反馈信号大于调制信号时，低频脉冲信号处于第一状态，第一脉冲信号保持无效状态，第一开关管维持关断；以及
当反馈信号小于调制信号时，低频脉冲信号处于第二状态，第一脉冲信号以第二频率输出有效的脉冲，第一开关管以第二频率导通。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210567105.6A CN103066853B (zh) | 2012-12-24 | 2012-12-24 | 控制电路、开关电源及其控制方法 |
| US14/139,601 US9331583B2 (en) | 2012-12-24 | 2013-12-23 | Switch mode power supply, control circuit and associated control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210567105.6A CN103066853B (zh) | 2012-12-24 | 2012-12-24 | 控制电路、开关电源及其控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103066853A true CN103066853A (zh) | 2013-04-24 |
| CN103066853B CN103066853B (zh) | 2015-02-04 |
Family
ID=48109344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201210567105.6A Active CN103066853B (zh) | 2012-12-24 | 2012-12-24 | 控制电路、开关电源及其控制方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9331583B2 (zh) |
| CN (1) | CN103066853B (zh) |
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| US9331583B2 (en) | 2016-05-03 |
| US20140177290A1 (en) | 2014-06-26 |
| CN103066853B (zh) | 2015-02-04 |
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |