CN101800468A

CN101800468A - 并联功率因子校正转换器

Info

Publication number: CN101800468A
Application number: CN201010155285A
Authority: CN
Inventors: 杨大勇; 李铭轩; 张建; 杨世仁
Original assignee: System General Corp Taiwan
Current assignee: Fairchild Taiwan Corp
Priority date: 2009-08-14
Filing date: 2010-04-02
Publication date: 2010-08-11
Also published as: US20110037443A1; TW201106590A

Abstract

一种并联功率因子校正(PFC)转换器，其包括第一PFC电路、第二PFC电路、以及分压器。第二PFC电路与第一PFC电路相并联，用以产生并联PFC转换器的输出电压。分压器接收输出电压以产生第一回授信号及第二回授信号。第一回授信号高于第二回授信号。第一PFC电路与第二PFC电路分别包括第一切换控制电路与第二切换控制电路，用以调整输出电压。本发明的目的在于降低功率损失以改善PFC转换器的效率。

Description

并联功率因子校正转换器

技术领域

本发明涉及一种转换器，特别是涉及一功率因子校正(power factorcorrection，PFC)转换器。

背景技术

功率因子校正(power factor correction，PFC)转换器用来改善交流(AC)电源的功率因子。功率因子校正的目的在于控制一AC线输入电流的波形使其具有正弦曲线，并维持波形变化正相于AC线输入电压。经由桥式整流器，获得相对于PFC转换器的参考接地为正值的一直流输入电压。PFC转换器的详细技术可在多个现有技术中获得，例如美国专利号7,116,090，标题为”Switching Control Circuit for Discontinuous Mode PFC Converters”的专利。高电流需求减少了PFC转换器的效率。参阅以下式子，PFC转换器的功率损失P_LOSS与其输入电流成指数比例。

P_LOSS＝I²×R--------------------------------(1)

其中，I表示PFC转换器的输入电流，而R表示切换装置的阻抗，例如电感器与晶体管等等的电阻。

因此，需要减少功率损失以提高PFC转换器的效率。

发明内容

本发明提供一种并联功率因子校正(power factor correction，PFC)转换器，其包括第一功率因子校正电路、第二功率因子校正电路、分压器、第一电阻器、以及一第二电阻器。第一功率因子校正电路在并联功率因子校正转换器的输出端上产生输出电压。第二功率因子校正电路与第一功率因子校正电路并联，用以产生输出电压。分压器接收输出电压以产生第一回授信号以及第二回授信号。第一回授信号被提供给第一功率因子校正电路，且第二回授信号被提供给第二功率因子校正电路。第一回授信号高于第二回授信号。第一功率因子校正电路包括第一切换控制电路，用以产生第一切换信号来调整该输出电压。第一切换信号的最大导通时间被限制以决定第一功率因子校正电路的最大输出功率。第一功率因子校正电路包括第一最大导通时间电路，用以决定第一切换信号的最大导通时间。第一切换信号的最大导通时间可被编程。第一电阻器耦接第一切换控制电路，用以编程第一切换信号的最大导通时间。第一功率因子校正电路包括第一限流电路，用以限制第一功率因子校正电路的最大切换电流。第二功率因子校正电路包括第二切换控制电路，用以产生一第二切换信号来调整该输出电压。第二切换信号的最大导通时间被限制以决定第二功率因子校正电路的最大输出功率。

第二功率因子校正电路包括第二最大导通时间电路，用以决定第二切换信号的最大导通时间。第二电阻器耦接第二切换控制电路，用以编程第二切换信号的最大导通时间。第二功率因子校正电路包括第二限流电路，用以限制第二功率因子校正电路的最大切换电流。

本发明的目的在于降低功率损失以改善功率因子校正转换器的效率。

附图说明

图1示出了根据本发明实施例的并联功率因子校正(PFC)转换器；

图2示出了根据本发明实施例的PFC电路；

图3示出了根据本发明实施例的切换控制电路；

图4示出了根据本发明实施例的延迟电路；

图5示出了根据本发明实施例的斜坡产生器；以及

图6示出了根据本发明实施例的混波电路。

附图符号说明

图1：

10～桥式整流器； 20、30、50～PFC电路；

25、35、55～编程电阻器；

70～电容器； 71、72、73、75～电阻器；

I_AC～AC线输入电流； V₁、V₂、V_N～回授信号；

V_AC～AC线输入电压； V_IN～整流输入电压；

V_O～DC输出电压；

图2：

60～电感器； 80～晶体管；

85～整流器； 86～电容器；

90～电阻器； 93～电容器；

100～切换控制电路； V_D～检测电压；

V_G～切换信号； V_S～切换电流信号；

图3

110、115、116～比较器；

120～误差放大器； 130～与门；

131～反相器； 135～或门；

140～触发器； 200～延迟电路；

300～斜坡产生器； 350～混波电路；

INH～禁制信号； MD～最大工作周期信号；

RMP～斜波信号； V_D～检测电压；

V_FB～回授信号； V_R～参考电压；

V_R1、V_R2～临界电压； V_W～混波信号；

图4

205～电阻器；

210、215～运算放大器； 220、230、231～晶体管；

250～电流源； 260～电容器；

270～晶体管； 280～反相器；

I₂₃₁、I₂₅₀～电流； I_C～充电电流；

V_R3～临界电压；

图5

310～运算放大器；

315、316、317、318～晶体管；

319～电容器； 320～与非门；

325～比较器； 330～触发器；

331～反相器； V_R4～参考电压；

V_R5～临界电压； I₃₁₇～电流；

图6

361～运算放大器； 362～缓冲放大器；

373、374、375～晶体管；

391～电阻器； 392～电阻器；

I₃₇₅～电流。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并结合附图详细说明如下。

图1示出了根据本发明实施例的一并联功率因子校正(power factorcorrection，PFC)转换器。通过PFC转换，交流(AC)线输入电压V_AC转换为直流(DC)输出电压V_O。桥式整流器10接收AC线输入电压V_AC以及AC线输入电流I_AC以产生整流输入电压V_IN。PFC电路20在PFC转换器的输出端产生DC输出电压V_O。电容器70耦接于PFC转换器的输出端，以维持DC输出电压V_O。PFC电路30与PFC电路50与第一PFC电路20并联，以产生上述DC输出电压V_O。一分压器包括串联的电阻器71、72、73、及75。此分压器接收DC输出电压V_O以分别产生回授信号V₁、V₂、以及V_N。回授信号V₁通过PFC电路20的回授端FB而提供至PFC电路20。回授信号V₂通过PFC电路30的回授端FB而提供至PFC电路30。回授信号V_N通过PFC电路50的回授端FB而提供至PFC电路50。回授信号V₁高于回授信号V₂，且回授信号V₂高于回授信号V_N。PFC电路20包括第一切换控制电路，其产生第一切换信号以调整PFC电路20的输出。第一切换信号的最大导通时间受限于PFC电路20的一最大导通时间电路，以决定PFC电路20的最大输出功率。第一切换信号的最大导通时间为可编程的。编程电阻器25耦接PFC电路20的第一切换控制电路，以编程第一切换信号的最大导通时间。PFC电路20还包括一限流电路，以决定PFC电路20的最大切换电流。

图2示出了根据本发明实施例的一PFC电路，例如图1的PFC电路20、30、及50。晶体管80通过电感器60与整流器85，切换来自PFC电路的整流输入电压V_IN的能量，以产生跨于电容器86的DC输出电压V_O。切换控制电路100在其输出端OUT上产生一切换信号V_G，以驱动晶体管80。电容器93耦接切换控制电路100的补偿端COM，以提供频率补偿给低于线频率的低频带。当晶体管80被切换信号V_G所导通时，电感器60将通过晶体管80而充电。电阻器90耦接晶体管80，以将流经晶体管80的电感器电流转换为一切换电流信号V_S。切换电流信号V_S接着被提供至切换控制电路100的感测端VS。一旦切换电流信号V_S超过一临界电压V_R2时，切换信号V_G被禁能以截止晶体管80，这实现了对PFC电路的逐周期(cycle-by-cycle)的电流限制。当晶体管80被切换信号V_G截止时，储存在电感器60的能量将被释放，以通过整流器85在PFC电路的输出端OUT上产生DC输出电压V_O。当电感器60的放电电流下降至零时，将在电感器60的辅助线圈上检测到零电压。切换控制电路100的检测端VD通过电阻器91耦接电感器60的辅助线圈，用来检测上述零电流状态。在检测到零电流状态后，将产生检测电压V_D。

图3示出了根据本发明实施例的切换控制电路100。斜坡产生器300相应切换信号V_G来产生一斜坡信号RMP与最大工作周期信号MD。切换控制电路100的端点MOT耦接斜坡产生器300，以决定斜坡信号RMP的上升斜率(slew rate)并决定切换信号V_G的最大导通时间。图1的编程电阻器25、35、及55分别耦接PFC电路20、30、及50的端点MOTR，以决定各自切换信号V_G的最大导通时间。PFC电路20、30、及50的切换控制电路的端点MOT分别耦接PFC电路20、30、及50的端点MOTR。

切换信号V_G的最大导通时间也决定了切换信号V_G的最小切换频率，其避免切换频率落入音频频带。误差放大器120的正端接收参考电压V_R。误差放大器120的负端通过切换控制电路100的回授端VFB来耦接PFC转换器的输出。切换控制电路100的回授端VFB接收回授信号V_FB，例如回授信号V₁、V₂、V_N。误差放大器120的输出端产生一误差信号，用以调整PFC转换器的DC输出电压V_O。误差放大器120为一转导误差放大器。误差放大器120的输出端还耦接切换控制电路100的补偿端COM。混波电路350产生一混波信号V_W，其与斜坡信号RMP与切换电流信号V_S成比例。比较器115的负端耦接误差放大器120的输出端。比较器115的正端接收混波信号V_W。比较器115的输出端产生第一重置信号，其被提供至或门135的第一输入端。比较器116产生第二重置信号，其被提供至或门135的第二输入端。或门135的第三输入端接收最大工作周期信号MD。比较器116作为限流电路，其比较临界电压V_R2与切换电流信号V_S，以实现逐周期的电流限制。或门135的输出端用来重置触发器140。触发器140则用来产生切换信号V_G。比较器110比较在检测端VD上的检测电压V_D与临界电压V_R1。当检测电压V_D低于临界电压V_R1时，在比较器110的输出端上产生一检测信号。检测信号被提供至与门130的第一输入端。触发器140由该检测信号通过与门130来致能。因此，切换信号V_G相应于检测信号而被致能，且一旦混波信号V_W高于误差信号时，切换信号V_G则被禁能。此外，一延迟电路200于切换信号V_G被禁能时用来产生一禁制信号INH。通过反相器131，该禁制信号INH被提供至与门130的第二输入端。禁制信号INH提供一延迟时间来延迟致能切换信号V_G，且因此决定了切换信号V_G的最大切换频率。在图3中，斜坡产生器300、或门135、触发器140、以及耦接各自PFC电路20/30/50的端点MOTR的编程电阻器25/35/55形成了一最大导通时间电路，用以限制切换信号V_G的最大导通时间。

图4示出了根据本发明实施例的延迟电路200。运算放大器210与215的正端分别连接补偿端COM与接收临界电压V_R3。运算放大器215的负端与输出端彼此连接。运算放大器210的输出端耦接晶体管220的栅极。晶体管220的源极耦接运算放大器210的负端。电阻器205耦接于晶体管220的源极与运算放大器215的输出端之间，晶体管230与231形成一电流镜。电流镜的输入端耦接晶体管220的漏极，电流源250与晶体管231并联。电流镜的输出端耦接晶体管270的漏极与反相器280的输入端。晶体管270的栅极接收切换信号V_G。晶体管270的源极耦接参考接地。电容器260与晶体管270并联。运算放大器210接收由图3的误差放大器120所产生的误差信号。运算放大器210及215、电阻器205、以及晶体管220、230、及231相耦接以产生电流I₂₃₁。电流源250提供电流I₂₅₀。藉由加总电流I₂₃₁与电流I₂₅₀来产生充电电流I_C。电流I₂₅₀确保充电电流I_C的最小量。电流I₂₃₁与误差信号成比例。由延迟电路200所产生的延迟时间由充电电流I_C与电容器260的电容值来决定。因此，延迟时间随着误差信号的减少而增加。相对于负载的减少，误差信号则相应比例地减少。临界电压V_R3定义了误差信号的一轻载条件。当切换信号V_G被致能而导通晶体管270时，电容器260将被放电。当切换信号V_G被禁能时，电容器260则将被充电。反相器280连接电容器260以产生禁制信号INH。

图5示出了根据本发明实施例的斜坡产生器300。运算放大器310、晶体管315、316及317、以及编程电阻器(例如图1的编程电阻器25)形成第一电压转电流转换器。第一电压转电流转换器接收参考电压V_R4以产生电流I₃₁₇。电流I₃₁₇用来对电容器319充电，以产生斜坡信号RMP。电流I₃₁₇决定斜坡信号RMP的上升斜率。与非门320的第一输入端接收切换信号V_G。与非门320的输出端耦接晶体管318的栅极，当切换信号V_G被禁能时，用以使电容器319放电。此外，一旦跨于电容器319的电压高于临界电压V_R5时，电容器319将被放电。这决定了切换信号V_G的最大导通时间。比较器325的输出端用来重置触发器330。反相器331由比较器325的输出端来驱动，以产生最大工作周期信号MD。触发器330由切换信号V_G来设定。触发器330的输出端耦接与非门320的第二输入端。因此，电流I₃₁₇、电容器319、以及临界电压V_R5决定了斜坡信号RMP的最大持续期间，更决定了切换信号V_G的最大导通时间。

图6示出了根据本发明实施例的混波电路350。运算放大器361、电阻器391、以及晶体管373、374及375形成第二电压转电流转换器。第二电压转电流转换器接收斜坡信号RMP以产生电流I₃₇₅。切换电流信号V_S被提供至缓冲放大器362。电流I₃₇₅被提供至电阻器392，其中，电阻器392耦接缓冲放大器362的输出端。因此，自电阻器392获得的混波信号V_W与斜波信号RMP和切换电流信号V_S的总合成比例。切换电流信号V_S的上升斜率随着整流输入电压V_IN的增加而增加。因此，混波信号V_W的上升斜率随着整流输入电压V_IN的增加而增加。因此，相对于整流输入电压V_IN的减少，切换信号V_G的导通时间成比例地增加。调变切换信号V_G的导通时间有助于减少PFC转换器的输入电流谐波。

本发明虽以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可做若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。

Claims

1.一种并联功率因子校正转换器，包括：

第一功率因子校正电路，用以在所述并联功率因子校正转换器的输出端上产生输出电压；

第二功率因子校正电路，与所述第一功率因子校正电路并联，用以产生所述输出电压；以及

分压器，接收所述输出电压，用以产生第一回授信号以及第二回授信号；

其中，所述第一回授信号被提供给所述第一功率因子校正电路，且所述第二回授信号被提供给所述第二功率因子校正电路；以及

其中，所述第一回授信号高于所述第二回授信号。

2.如权利要求1所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第一功率因子校正电路包括第一切换控制电路，用以产生第一切换信号来调整所述输出电压，所述第一切换信号的最大导通时间被限制以决定所述第一功率因子校正电路的最大输出功率。

3.如权利要求2所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第一功率因子校正电路包括第一最大导通时间电路，用以决定所述第一切换信号的所述最大导通时间。

4.如权利要求2所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第一切换信号的所述最大导通时间可被编程。

5.如权利要求2所述的并联功率因子校正转换器，还包括第一电阻器，耦接所述第一切换控制电路，用以编程所述第一切换信号的所述最大导通时间。

6.如权利要求1所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第一功率因子校正电路包括第一限流电路，用以限制所述第一功率因子校正电路的最大切换电流。

7.如权利要求1所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第二功率因子校正电路包括第二切换控制电路，用以产生第二切换信号来调整所述输出电压，所述第二切换信号的最大导通时间被限制以决定所述第二功率因子校正电路的最大输出功率。

8.如权利要求7所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第二功率因子校正电路包括第二最大导通时间电路，用以决定所述第二切换信号的所述最大导通时间。

9.如权利要求7所述的并联功率因子校正转换器，还包括第二电阻器，耦接所述第二切换控制电路，用以编程所述第二切换信号的所述最大导通时间。

10.如权利要求1所述的并联功率因子校正转换器，其中，所述第二功率因子校正电路包括第二限流电路，用以限制所述第二功率因子校正电路的最大切换电流。