CN102035395A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供开关电源装置。现有的频率控制方式的模拟谐振型开关电源装置存在下述问题，在电源启动时从二次侧绕组释放变压器的储存能量的期间较长，所以开关频率降低到可听频带。本发明的开关电源装置，在启动时的软启动期间中进行PWM控制，在软启动期间结束后切换为频率控制，由此抑制开关元件的应力并消除可听振荡频率，并且电力转换效率良好。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及在电子设备等中使用的开关电源，尤其涉及能够实现稳定的电源的启动动作的开关电源装置。

背景技术

以往，在OA设备和民用设备等中采用开关电源装置，该开关电源装置通过控制开关元件导通/截止来进行输出电压控制。近年来，基于对环境保护及节能的考虑，要求开关电源装置的高效率化。为了抑制开关电源装置中的开关元件的损耗，有采用电压谐振或电流谐振的装置，控制其谐振动作的控制电路通常利用单片的集成电路构成。

图6是表示以往的开关电源装置的结构的电路图。该开关电源装置是模拟谐振型开关电源装置，如图6所示，具有交流电源1、电桥整流器DB、平滑用电容器C1、变压器T、开关元件Q1、电流检测电阻R1、整流用二极管D1、输出电容器C2、误差放大器4、光耦合器PCa、PCb、电容器C9、辅助电源用电容器C10、二极管D10、和用于控制开关元件Q1的控制部3b。

控制部3b具有作为外部输入端子与开关元件Q1的漏极端子连接的启动器端子、电源的输入端子(Vcc端子)、反馈信号输入端子(FB端子)、过电流保护端子(OC端子)、变压器T的辅助绕组D的电压检测端子(ZC端子)、用于向开关元件Q1输出控制信号的DR端子、以及控制部3b的接地端子(GND端子)。

变压器T具有一次绕组P和二次绕组S和辅助绕组D，向二次侧电路传递能量。并且，开关元件Q1与变压器T的一次绕组P连接。

误差放大器4连接在Vout-SG之间，根据输出电压Vout与内部的基准电压之差，控制流过光耦合器PCa的电流。光耦合器PCa利用发光二极管构成，将针对基准电压的误差反馈到一次侧。并且，光耦合器PCb是根据光耦合器PCa的发光二极管的光而动作的光电晶体管，其集电极与控制部3b的FB端子连接，同时发射极与GND连接。

控制部3b用的辅助电源构成为使二极管D10和电容器C10与辅助绕组D连接，对在变压器T的辅助绕组D感应出的电压进行整流平滑，同时对自身具有的电容器C10充电，向控制部3b的Vcc端子供给电力。在开关元件Q1截止的期间中，在二次绕组S感应的电压通过整流用的二极管D1和输出电容器C2被整流平滑，并作为二次侧输出电压从Vout输出给负载。

并且，控制部3b如图6所示，由启动器StartUp、内部电源Reg、逻辑电路NOR1、OR1、比较器BD、F、OCP、触发器FF1、电阻R4、R5、R6、二极管D3、基准电压Vz、Voc、驱动电路BF构成。

内部电源Reg根据由Vcc端子供给的电力使控制部3b启动，同时向控制部3b整体供给其进行动作所需要的电力。并且，启动器StartUp在电源接通时向内部电源Vcc端子供给预定的电压，在控制部3b的振荡开始后停止供给，由此被切换为从变压器T的辅助绕组D进行整流得到的辅助电源。

内部电源Reg的电压Vreg通过在外部与FB端子连接的光耦合器PCb和电容器C9，在FB端子生成来自二次侧的反馈电压。

内部电源Reg的电压Vreg通过电阻R4和二极管D3和电阻R5和电阻R6与GND连接，FB端子与电阻R4和二极管D3的阳极连接。并且，电阻R5和电阻R6与比较器F的反转端子连接，并被提供与FB端子电压成正比的电压。

OC端子与开关元件Q1的源极端子和电阻R1连接，并被施加与流过开关元件Q1的电流量对应的电压，向比较器F的非反转端子及比较器OCP的非反转端子输出电压信号。

在从控制电路3的OC端子输出的与流过开关元件Q1的电流量对应的电压信号，超过反转输入端子的电压Vfb的情况下，比较器F输出H信号。由此，在OC端子电压信号的电压值超过FB端子示出的与来自二次侧的反馈量对应的电压值vfb时，比较器F将H电平的信号通过OR电路OR1输入触发器FF1的S端子，通过逻辑电路NOR1和驱动电路BF使开关元件Q1截止，并能够将二次侧的输出电压值控制为一定值。

在从OC端子输出的电压信号超过基准电压值voc的情况下，比较器OCP把流过开关元件Q1的电流量视为过电流，并输出H信号。

在通过比较器OCP、比较器F中的任一个比较器输入了H信号的情况下，逻辑电路OR1将H信号输出给触发器FF1的S端子。

比较器BD的非反转端子与ZC端子连接，ZC端子通过电阻R3与变压器T的辅助绕组D连接。比较器BD的反转端子与基准电压Vz连接，比较器BD的输出端子与触发器FF1的R端子及逻辑电路NOR1的一个输入端子连接。

比较器BD将辅助绕组D的反馈电压与基准电压Vz进行比较，将变压器T的储存能量通过二次绕组S向二次侧释放能量后，检测出绕组电压的极性已反转。在辅助绕组D的绕组电压低于基准电压Vz的时间点，比较器BD的输出端子向触发器FF1的R端子和逻辑电路NOR1输出L信号，并通过反馈电路BF使开关元件Q1从截止变为导通。

触发器FF1根据输入S端子的信号和输入R端子的信号，从Q端子输出控制信号。触发器FF1的Q端子与逻辑电路NOR1的另一个输入端子连接。并且，逻辑电路NOR1的输出与驱动电路BF连接。开关元件Q1根据逻辑电路NOR1的输出被控制导通/截止。

下面，说明以往的开关电源装置的动作。首先，通过交流电源1输出的正弦波电压在电桥整流器DB被实施整流，通过平滑电容器C1、再通过变压器T的一次绕组P输出给开关元件Q1的漏极端子。开关元件Q1由控制部3b控制导通/截止，使电流流过二次绕组S及辅助绕组D，以便向变压器T的各个绕组供给能量。

流过二次绕组S的电流通过二极管D1和输出电容器C2被实施整流平滑，成为直流电力，并从Vout输出给外部的负载。

通过反复进行开关元件Q1的导通/截止动作，Vout的输出电压缓慢上升，在达到利用误差放大器4设定的基准电压时，流过光耦合器PCa的光电二极管的电流增加。此时，由于流过光耦合器PCb的光电二极管的电流增加，所以电容器C9放电，FB端子的电压下降。由此，控制部3b按照上面所述通过比较器F、逻辑电路OR1、触发器FF1、逻辑电路NOR1、缓存电路BF，控制开关元件Q1，使Vout的输出电压变稳定。

流过辅助绕组D的电流通过二极管D10和电容器C10被实施整流平滑，并被用作控制部3b的辅助电源，向Vcc端子供给电力。如上面所述，在Vcc端子一次达到启动电压时，来自启动器StartUp的电力供给停止，所以针对启动后的Vcc端子的电力供给由包括辅助绕组D和二极管D10和电容器C10的辅助电源电路进行。辅助绕组D的极性与二次绕组S相同，所以Vcc的电压与Vout的输出电压成正比。

这里，开关元件Q1由截止变为导通的动作，利用了在变压器T的二次绕组S释放电力后产生的变压器的振荡波形。即，对应于变压器的辅助绕组D的振荡波形的波谷，使开关元件Q1导通。

并且，为了防止错误动作，使具有由于刚刚截止后的振荡而不能再导通的时间，另外为了降低较小负载时的开关损耗，延长截止时间并形成低开关频率，采取这种手段等的技术例如已在日本特开2002-315330号公报中公开。

【先行技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本特开2002-315330号公报

前面叙述的模拟谐振型振荡扼流转换器是自激式振荡，所以根据输入电压及负载条件而变动，但是考虑到效率提高和可听频率提高，往往在所述条件的范围内将振荡频率设定为20[kHz]附近。

图7表示现有技术的疑似谐振型振荡扼流转换器的动作波形的一部分。

图7(a)表示流过开关元件Q1的电流波形，图7(b)表示流过二次侧二极管D1的电流波形，图7(c)表示开关元件Q1的漏极—源极间电压波形。

时刻t1～t2表示开关元件Q1导通的状态，时刻t2～t4表示开关元件Q1截止的状态，其中，时刻t2～t3是从二次绕组S释放变压器T的储存能量的期间，是电流流过二次侧二极管D1的期间，时刻t3～t4是变压器T振荡的1/2周期。

这里，疑似谐振型振荡扼流转换器的自激式振荡的周期利用下式(4)表示。

Ton＝开关导通时间

Toff＝开关截止时间

Lp＝一次绕组P的电感值

Vin＝输入电压

Vo＝输出电压

Ippk＝一次绕组电流的峰值

Ispk＝二次绕组电流的峰值

Vf＝二次侧整流二极管的顺时针电压

Cqr＝电压谐振电容器电容

Cmos＝开关元件的主端子间电容

Ton＝(Lp/Vin)×Ippk…(1)

Toff＝(Ls×Ispk)/(Vo×Vf)…(2)

$\mathrm{Tlc}=2\×\mathrm{\Π}\×\sqrt{(\mathrm{Lp}\×(\mathrm{Cqr}+\mathrm{Cmos}))}\·\·\·\left(3\right)$

振荡扼流转换器的周期＝Ton+Toff+Tlc/2…(4)

根据式(1)得知输入电压越低Ton时间越长的趋势，根据式(2)得知输出电压越低Toff时间越长的趋势。

因此，在电源启动时是从输入电压较低的状态开始，而且输出电压是从0V开始，所以周期是较长的时间，存在自激式振荡的模拟谐振型振荡扼流转换器的电源启动时的开关频率降低到可听频带的问题。这个问题是如先行技术文献那样利用设定截止时间、延长截止时间的方法不能解决的本质内容。

并且，在民用设备中，存在在电源启动时产生刺耳声音的不良问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于，提供一种能够实现稳定的电源启动动作的开关电源装置。

为了解决上述问题，本发明的开关电源装置具有与变压器的一次绕组连接的开关元件，当在所述变压器的一次侧输入了电压时，控制电路对所述开关元件进行导通/截止控制，由此对在所述变压器的二次绕组感应的电压进行整流平滑而输出给负载，所述开关电源装置的特征在于，在启动时的期间，进行基于PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制的导通/截止控制，在启动后切换为频率控制，稳定地控制输出给负载的电压。

并且，本发明的特征在于，从PWM控制到频率控制的切换兼作软启动期间。

并且，本发明的特征在于，在所述PWM控制中，将导通时间固定或者将截止时间固定。

并且，本发明的特征在于，在所述软启动期间，阶段地增加流过开关元件的电流来进行限制。

根据本发明，能够提供一种实现稳定的电源启动动作的开关电源装置，而不会降低电源效率。

附图说明

图1是本发明的实施方式的开关电源装置的结构概况。

图2是说明本发明的第1实施方式的开关电源装置的启动时的动作的图。

图3是说明本发明的第1实施方式的开关电源装置的一次侧控制电路的图。

图4是说明本发明的第1实施方式的开关电源装置的动作的时序图。

图5是本发明的第2实施方式的开关电源装置的一次侧控制电路的结构图。

图6是现有技术的开关电源装置的电路结构图。

图7是表示现有技术的开关电源装置的动作波形的一部分的图。

标号说明

1交流电源；2开关电源装置；DB电桥整流器；3、3a、3b一次侧控制电路；4误差放大器；T变压器；P变压器T的一次绕组；S变压器T的二次绕组；D变压器T的辅助绕组；R1～R6、R6a电阻；C1～C3、C9、C10电容器；D1、D3、D10二极管；Q1开关元件；PCa、PCb光耦合器；OCP、F、BD比较器；FF1触发器；BF缓存电路；NOR1、OR1、OR2、NOT1逻辑电路；Voc、Vz基准电压。

具体实施方式

下面，参照附图说明用于实施本发明的方式。

【实施例1】

图1是本发明的开关电源装置的结构图的概况。

图1所示的开关电源装置2的电力转换电路是模拟谐振型振荡扼流转换器。

交流电源1的交流电压通过电桥整流器DB和电容器C1被整流平滑成为直流电压，直流电压经由变压器T的一次绕组P，并通过开关元件Q1的导通动作来储存电磁能量，在开关元件Q1截止时，通过二极管D1和电容器C2对在变压器T的二次绕组S感应的电压进行整流平滑，向输出Vout供给电力。

这里，本发明的控制电路3由启动器10、控制部16、转换来自二次侧输出电压的误差信号的反馈11、进行电源启动时的软启动的软启动器14、开关SW、频率控制12、PWM控制13、负载短路检测15构成。

图2是说明本发明的开关电源装置的启动时的动作的图。

在电源启动时，从启动器10向控制电路3供给电源电压，然后在时刻t0～t1，利用软启动功能，通过PWM控制来控制开关电源装置(振荡扼流转换器)，开始向负载供给电力。在时刻t1之后，在控制电路的软启动期间结束后，通过开关SW快速切换为频率控制。

并且，具有负载短路检测15，流过开关元件Q1的漏极电流作为信号通过电阻R3输入负载短路检测15，负载短路检测15根据漏极电流的值检测是否是过负载，在检测到过负载时，在检测到的时间点，开关元件Q1从导通变为截止。

下面，参照附图说明用于实施本发明的方式。

图3是表示本发明的第1实施方式的开关电源装置的一次侧控制电路的结构的图。另外，本发明的开关电源装置的整体结构与使用图6说明的现有的开关电源装置相同，只是把图6中的控制电路3b替换为图2中记述的控制电路3。

另外，在表示图3和图5的各个实施方式的图中，对于和图6中的构成要素相同及等同的部分，利用与前述要素相同的标号进行表示，并省略重复的说明。

该开关电源装置2如图3所示，具有交流电源1、电桥整流器DB、平滑电容器C1、变压器T、开关元件Q1、开关元件Q1的漏极电流检测用电阻R1、电压谐振电容器C3、二次侧整流用二极管D1、输出平滑电容器C2、误差放大器4、光耦合器PCa、PCb、电容器C9、构成辅助电源的二极管D10和电解电容器C10、用于控制开关元件Q1的控制部3。

交流电源1与电桥整流器DB连接，交流电源1的交流电压通过电桥整流器DB被转换为直流电压。电桥整流器DB的直流输出电压中包含的脉动电流成分，通过连接在电桥整流器DB的正极和负极两个输出端子之间的电容器C1变平滑，成为脉动电流少的直流电压。

在开关电源装置2设置具有一次绕组P、二次绕组S、辅助绕组D的变压器T。电桥整流器DB的正极输出端子与变压器T的一次绕组P的一个端子连接，一次绕组P的另一个端子与开关元件即MOSFET Q1的漏极端子连接。并且，MOSFET Q1的源极端子通过电阻R1与电桥整流器DB的负极输出端子(以下，把与电桥整流器DB的负极输出端子连接的线设为接地电位GND1)连接。

电容器C10将二极管D10的阴极端子和控制电路3的Vcc端子连接，二极管D10的阳极端子与变压器T的辅助绕组D的一个端子及电阻R3的一个端子连接，电阻R3的另一个端子与控制电路3的ZC端子连接。电容器C9的一个端子和光耦合器PCb的光电晶体管的集电极及控制电路3的FB端子被连接，电容器C9的另一个端子、光耦合器PCb的光电晶体管的发射极端子、辅助绕组D的另一个端子、控制电路3的GND端子及接地电位GND被连接。并且，在开关元件即MOSFET Q1的漏极端子上连接有电压谐振电容器C3的一个端子和控制电路3的DV端子，在MOSFET Q1的源极端子上连接有电压谐振电容器C3的另一个端子，再连接由控制电路3的OC端子。

二极管D1的阳极端子与变压器T的二次绕组S的一个端子连接，二极管D1的阴极端子、电容器C2的正极端子、光耦合器PCa的光电二极管的阳极端子、误差放大器4的电压检测端子及对负载的输出端子Vout被连接，光耦合器PCa的光电二极管的阴极端子和误差放大器4的控制端子被连接，变压器T的二次绕组S的另一个端子、电容器C2的负极端子、误差放大器4的负极端子及对负载的输出的SG端子被连接。

下面，具体说明控制电路3的内部结构。

图3中的控制电路3由启动器StartUp、内部电源Reg、逻辑电路NOR1、OR1、OR2、NOT1、比较器BD、F、OCP、触发器FF1、电阻R4、R5、R6、二极管D3、基准电压Vz、Voc、驱动电路BF、软启动器SoftStart、振荡器MaxON、开关SW构成。

振荡器MaxON与逻辑电路NOR1的第2输入端子及逻辑电路OR1的第1输入端子连接。

逻辑电路NOR1的第1输入端子、逻辑电路OR1的第2输入端子及开关SW1的一个端子被连接。逻辑电路NOR1的第3输入端子和触发器FF1的输出Q相连接，触发器FF1的重设端子R与逻辑电路OR2的输出连接，触发器FF1的设定端子S与逻辑电路OR1的输出连接。逻辑电路NOR1的输出与缓存电路BF的输入端子及软启动SoftStart的输入端子连接，软启动SoftStart的输出与逻辑电路NOT1的输入端子及振荡器MaxON的导通截止端子连接。逻辑电路NOT1的输出与开关SW1的导通截止控制端子连接。

在逻辑电路OR1的第1输入端子上连接有比较器F的输出，在第2输入端子上连接有比较器OCP的输出。比较器OCP和F的非反转端子彼此连接，通过控制电路端子OC与开关元件Q1的源极端子、电阻R1的一个端子及电压谐振电容器C3的另一个端子连接。在比较器OCP的反转端子上连接有基准电压Voc，在比较器F的反转端子上连接有电阻R5的另一端及电阻R6的一个端子。

在电阻R5的一个端子上连接有二极管D3的阴极，在二极管D3的阳极连接有电阻R4的另一个端子及控制电路3的FB端子。内部电源Reg的电源电压Vreg与电阻R4的一个端子连接。与现有技术相同，光耦合器PCb的集电极端子及电容器C9的一个端子与控制电路3的FB端子连接。

比较器BD的输出与开关SW的另一个端子连接，在比较器BD的反转输入端子上连接有基准电压Vz，在非反转输入端子上通过控制电路3的ZC端子连接有电阻R3的另一个端子。电阻R3的一个端子与变压器T的辅助绕组D的点极性的端子连接。这里，辅助绕组D的点极性与变压器T的二次绕组S的电力供给侧的极性为同极。

各个基准电压Voc、Vz的负极端子及电阻R6的另一个端子与控制电路3的GND端子连接，电阻R1的另一个端子及电容器C9、光耦合器PCb的晶体管的发射极端子、平滑电容器C1的负极端子及电桥整流器DB的负极端子被连接。

缓存电路BF的输出通过控制电路3的DR端子，与开关元件Q1的栅极端子连接。

这里，说明图3中的一次侧控制电路3的新的内部结构。

软启动电路SoftStart从电源启动时起计测时间，在到达预定的时间时，发送L电平的输出信号，通过逻辑电路NOT1使开关SW导通，而且使振荡器MaxOn的振荡停止。例如，软启动电路SoftStart的结构由定时器电路、或者在对逻辑电路NOR1的输出信号脉冲计数预定次数后输出的计数器电路构成。

振荡器MaxOn确定PWM控制时的振荡频率，而且限制开关元件的最大导通幅度。振荡器MaxOn的输出通过所述软启动电路SoftStart进行导通截止控制，在截止状态下保持L电平。

开关SW是选择基于振荡器MaxOn的PWM控制、或者基于比较器BD输出信号的频率控制中的任一种控制来控制电路3的控制的开关，通过所述软启动电路SoftStart进行导通截止控制。

图4是说明本发明的第1实施方式的开关电源装置的动作的时序图。

下面，参照图3所示的控制电路3的内部结构、图4所示的时序图，说明从启动时的PWM控制向频率控制切换的动作。

在截止到图4的时刻t6的软启动期间中，软启动电路SoftStart的输出信号vso为H电平，在该期间，开关SW是截止状态，且是PWM控制，所以逻辑电路NOR1的第1输入端子电压r1成为L电平。并且，振荡器MaxOn的输出信号输出如时刻t1～t3那样的周期tmax的脉冲波形。

这里，在时刻t1，振荡器MaxOn的H电平的输出信号被输入逻辑电路OR2的一个输入端子，逻辑电路OR2的输出为H电平，并输入触发电路的重设端子，触发电路成为重设状态。信号r1～r3全部为L电平，所以逻辑电路NOR1的输出信号Vd反转成为H电平。信号vd通过缓存电路BF使开关元件Q1成为导通状态，使变压器T的一次绕组P的激励电流流过电阻R1，在电阻R1产生电压vr。电压Vr在时刻t2达到基准电压Voc的电平时，比较器OCP的输出信号从L电平反转为H电平，通过逻辑电路OR1将触发电路FF1设定为设定状态。通过使触发电路FF1成为设定状态，Q输出反转，信号r3成为H电平，通过逻辑电路NOR1及缓存电路BF使开关元件Q1成为截止状态。

然后，在时刻t3，振荡器MaxOn的H电平的输出信号被输入逻辑电路OR2的一个输入端子，并反复与上述相同的动作。

这里，通过反复上述动作，从变压器T向未图示的二次侧负载供给电力，输出电压Vout上升并接近额定电压时，在时刻t3～t8，从二次侧的误差放大器4通过光耦合器PCa、PCb流过电流，使FB端子电压fb缓慢下降。因此，比较器F的反转端子电压vfb也成正比地下降，在时刻t4，在比电阻R1的电压vr低的时间点，比较器F的输出反转成为H电平，通过逻辑电路OR1将触发电路FF1设定为设定状态。通过使触发电路FF1成为设定状态，Q输出反转，信号r3成为H电平，通过逻辑电路NOR1及缓存电路BF使开关元件Q1成为截止状态。此时，由于电压vr没有达到基准电压Voc的电平，所以比较器OCP的输出信号vcp保持L电平的状态。

在时刻t5，振荡器MaxOn的H电平的输出信号被输入逻辑电路OR2的一个输入端子，并反复与上述相同的动作。

当软启动期间在时刻t6结束时，软启动SoftStart的输出信号vso成为L电平，通过逻辑电路NOT1使开关SW成为导通状态，而且振荡器MaxOn切换为截止状态，信号r2保持L电平状态。信号r1上连接比较器BD的输出信号，比较器BD的非反转输入端子被输入比基准电压Vz低的电压，所以比较器BD的输出是L电平，信号r1保持L电平不变，信号r4及信号r3也同样不变。因此，在时刻t7的开关元件Q1的导通状态不会变化。

然后，在比较器F的反转端子电压vfb低于电阻R1的电压vr的时刻t8，比较器F的输出反转成为H电平，通过逻辑电路OR1将触发电路FF1设定为设定状态。通过使触发电路FF1成为设定状态，Q输出反转，信号r3成为H电平，通过逻辑电路NOR1及缓存电路BF使开关元件Q1成为截止状态。此时，由于电压vr没有达到基准电压Voc的电平，所以比较器OCP的输出信号vcp保持L电平的状态。

并且，在时刻t8，比较器BD的非反转输入端子被输入比基准电压Vz高的电压，所以信号r1反转成为H电平，使逻辑电路NOR1的输出信号vd保持L电平，而且通过逻辑电路OR2向触发电路FF1的重设端子输入H电平，使之成为重设状态。这里，触发电路FF1的Q输出反转成为L电平，但由于逻辑电路NOR1的第1输入信号r1是H电平，所以逻辑电路NOR1的输出信号vd保持L电平。

在时刻t5～t8，激励电流流过变压器T的一次绕组P，由此储存的电力在时刻t8～t9结束对二次侧负载的电力释放，在时刻t9，变压器T的各个绕组电压产生振荡，辅助绕组D的电压的极性瞬时反转，成为比基准电压vz低的电压。这里，比较器BD的输出反转成为L电平，所以信号r1成为L电平，通过逻辑电路NOR1、缓存电路BF使开关元件Q1从截止状态成为导通状态。

在时刻t10，比较器F的反转端子电压vfb比电阻R1的电压vr低，所以与时刻t8相同，开关元件Q1从导通状态切换为截止状态，并反复与从上述时刻t8起相同的动作。

【实施例2】

图5表示本发明的第2实施方式。图5所示的本发明的第2实施方式的电路结构，相对于图3所示的本发明的第1实施方式，将一次侧控制电路3的软启动SoftStart及电阻R6替换为输出两输出信号的软启动SoftStart1及电阻R6a，从软启动SoftStart1的输出端子vsr连接到可以改变电阻R6a的电阻值的端子，除此之外的结构完全相同。

在二次侧的输出电压达到恒定电压的期间、而且是在软启动期间中，通过将电阻R6a的电阻值从较小的值缓慢改变为较大的值，限制流过开关元件Q1的电流并使其进行开关，能够防止在电源启动时过大的电流流过开关元件Q1。

本发明的实施方式不限于前述实施例，能够实现各种变更。虽然控制方式被设为PWM控制，但也可以使截止期间固定、导通期间固定、或者阶段地改变实施例2的电阻R6a的电阻值，并阶段地改变流过开关元件的电流值来进行控制。关于软启动期间的预定的时间设定，除了计数开关元件Q1的栅极信号vd的计数电路之外，也可以采用基于电容器的充电电压和基于预定的基准电压的时间常数电路。

以上，根据本实施方式能够提供一种开关电源装置，与现行的频率控制的启动动作不同，通过在启动时进行PWM控制，能够抑制开关元件的应力并消除可听振荡频率，而且电力转换效率良好。

以上通过具体的实施方式说明了本发明，但这些实施方式只是示例，本发明当然不能限定于这些实施方式。

产业上的可利用性

本发明能够用作实现稳定的电源启动动作的控制方式，而不会降低电源效率。

Claims (4)

1.一种开关电源装置，其具有与变压器的一次绕组连接的开关元件，当在所述变压器的一次侧输入了电压时，控制电路对所述开关元件进行导通/截止控制，由此对在所述变压器的二次绕组中感应的电压进行整流平滑而输出给负载，

所述开关电源装置的特征在于，

在启动时的期间，进行基于PWM控制的导通/截止控制，在启动后切换为频率控制，稳定地控制输出给负载的电压。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，从PWM控制到频率控制的切换兼作软启动期间。

3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，在所述PWM控制中，将导通时间固定或者将截止时间固定。

4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，在所述软启动期间，阶段地增加流过开关元件的电流来进行限制。

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