CN100438291C - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供开关电源装置。在误差放大器(26)与转换电路(37)之间设有驱动控制电路(40)。轻负载时，驱动控制电路(40)的比较器(52)比较驱动MOSFET(4)时充电的扫描电路(57)的数值与误差放大器(26)的输出，扫描电路(57)的数值超过误差放大器(26)输出电平的时候，停止MOSFET(4)的接通工作，轻负载时抑制输出电压的上升。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及使用于电子设备等的开关电源，特别是具有改善功率因数功能，轻负载时谋求提高电力转换效率和控制过压的开关电源。
背景技术
有改善功率因数功能的开关电源装置，作为适应谐波电流规范(IEC/EN61000-3-2)，家电、通用制品抑制谐波准则，应用于OA机器、民生机器等的电子设备。例如，如下列专利文献1所示，具备MOSFET、串联连接MOSFET，有电抗器产生直流输出电压的升压电路、和对MOSFET的栅极端子给予控制信号，控制MOSFET通、断的控制电路，通过MOSFET的通、断工作，使电抗器内累积电能而且释放，取出电压值高于从交流电源输入交流电压的直流输出电压的交流-直流变换装置是众所周知的。
图8中示出对应谐波电流规范的现有开关电源装置的例子。如图8所示，开关电源装置具备：交流电源1；作为将来自交流电源1的交流输入转换为直流的整流电路的二极管电桥2；在二极管电桥2的正侧端子与负侧之间串联连接的升压电抗器3的主线圈31、作为开关元件的MOSFET 4和电流检测电阻7的串联电路；连接到升压电抗器3的主线圈31和MOSFET 4的连接点与二极管电桥2的负侧端子之间的整流平滑电路5；作为连接到整流平滑电路5输出侧的逆向变换电路的DC-DC变换器8；连接到DC-DC变换器8输出侧的负载9；以及使MOSFET 4通、断工作的控制电路10。整流平滑电路5具备连接到升压电抗器3的主线圈31和MOSFET 4的连接点与二极管电桥2的负侧端子之间的整流二极管15；以及连接到整流二极管15与二极管电桥2的负侧端子之间的平滑电容器16，DC-DC变换器8并联连接到平滑电容器16。主要由二极管电桥2和升压电抗器3构成的改善功率因数电路一边按正弦波输入电压跟随升压电抗器3的升压削波电路的输入电流，宛如输出电压是恒定的一样使开关工作，实现改善功率因数工作。将DC-DC变换器8连接到改善功率因数电路的后级而得到隔离要求的输出电压。
控制电路10具备：使整流二极管15输出电压分压的一对输出分压电阻21、22；产生第1基准电压的第1基准电源25；比较分压电阻21、22连接点29的电压和第1基准电压，产生比较连接点29的电压和第1基准电压输出的误差放大器26；连接到误差放大器26输出端子与地之间的电容器28；使二极管电桥2的输出电压分压的一对输入分压电阻23、24；产生输出值与输入分压电阻23、24连接点30的电压值与在误差放大器26输出端子的电压值之积成正比的乘法器27；比较产生在构成电流检测电路的电流检测电阻7上的电压与来自乘法器27的输出电压，当产生在电流检测电阻7上电压高于来自乘法器27的输出电压时产生输出的比较电路36；接收到了比较电路36的输出时进行置位，产生高电压电平输出的RS触发器RSF/F37；产生第2基准电压的第2基准电源34；比较在升压电抗器3副线圈32内产生的电压与第2基准电压而产生输出，使作为转换电路的RSF/F37复位的比较器35；以及使RSF/F37复位时产生的输出给予MOSFET 4的控制端子，即栅极端子的“或非”门33。比较器35的输出通过“或非”门33和电阻38直接给予MOSFET 4的栅极端子。将乘法器27的输出值设定为跟输入电压瞬时值与输出误差电压之积成正比的值。从电流检测电阻7给予比较电路36正输入端子的端子电压是与MOSFET 4流动的电流波形为相似波形。
工作时，如果将驱动信号加到MOSFET 4的栅极端子上，MOSFET 4就接通，从交流电源1通过二极管电桥2、升压电抗器3主线圈31、MOSFET 4、电流检测电阻7，开始在二极管电桥2里流动励磁电流，该励磁电流直线性上升，使升压电抗器3内累积电能。这时，将由二极管电桥2整流后的脉动电流电压加到升压电抗器3主线圈31上而加上反相电压的整流二极管15中没有电流流动。
一边增加MOSFET 4中流动的励磁电流，一边用电流检测电阻7检测作为与该励磁电流值对应的电平电压，将用电流检测电阻7测定的电流值给予比较电路36。把分压电阻21、22的连接点29电压电平与第1基准电源25的第1基准电压相比较，如果分压电阻21、22连接点29的输出电压高于第1基准电源25的基准电压，比较器26就产生输出。乘法器27将从输入分压电阻23、24供给的输入电压与比较器26的输出相乘，并给予比较电路36。比较电路36比较电流检测电阻7的输出与乘法器27的输出。如果流过电流检测电阻7的励磁电流增大，如乘法器27的输出高于电流检测电阻7的输出，比较电路36就产生高电压电平H输出，把置位信号给予RSF/F37，因而RSF/F37输出输出信号，MOSFET 4从接通(导通)转换为断开(非导通)。
在MOSFET 4导通时贮藏于升压电抗器3的电能，在断开MOSFET 4时通过整流二极管15、平滑电容器16和DC-DC变换器8供给负载9。这时，升压电抗器3副线圈32的电压极性反相，如果副线圈32的电压比连接到比较器35反相输入端子的基准电压34还大，比较器35的输出变为高电压电平H，RSF/F37被复位，MOSFET4通过“或非”门33和驱动电阻38而保持断开。流过升压电抗器3主线圈31的励磁电流到达零以前，保持MOSFET 4的断开状态。升压电抗器3的累积电能一旦释放完了，因为副线圈32的电压极性反相，比较器35的输出变为低电压电平L，所以MOSFET 4变为接通，下一个循环开始。在图8所示的开关电源装置，依靠调整MOSFET 4的接通时间，能够调节升压电抗器3内所累积的电能。MOSFET 4流动的励磁电流波形与输入正弦波的相似形状极其近似，因为来自整流平滑电路5的输出电压是恒定的，控制MOSFET 4的接通时间，能够改善开关电源装置的功率因数。
通过二极管电桥2整流以后，把与用分压电阻23、24分压后的全波整流电压波形相似的波形输入到乘法器27。并且，借助于误差放大器26求出由分压电阻21、22分压后的直流输出电压与基准电源25的基准电压之差，把表示此差值的误差放大器26输出给予乘法器27，因而与整流正弦波相似而且以直流输出电压放大后的乘法器27输出就是设定MOSFET 4目标值电流的目标值。通过极力进行使交流电源1从电压0升到峰值为止MOSFET 4的源-漏电流与作为目标值电流的正弦波近似的临界工作，使MOSFET 4的源-漏电流成为与输入正弦波相似而且同相位，就能够达到功率因数改善工作。
【专利文献1】特许第3381254号公报(图1)
在图8中示出的现有开关电源装置，轻负载时由于MOSFET 4的开关频率会提高，所以有产生控制电路10或MOSFET 4响应延迟的担心。在这种情况下，没能使MOSFET 4的接通脉冲完全缩小到最佳脉冲幅度，输出电压上升而对平滑电容器16施加过压。有增加故障产生的危险。轻负载时随着MOSFET 4的开关频率增大，控制电路10的开关损耗和发热量也增大，也存在电力转换效率大大降低的难点。进而，因为连接在“或非”门33与MOSFET 4的栅极端子之间的驱动电阻38上的发热量增加，存在需要大功率容量电阻的缺点。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供轻负载时能抑制输出电压上升的开关电源装置。
按照本发明的开关电源装置，它具备：连接到交流电源1的整流电路2；在整流电路2的正侧端子与负侧端子之间串联连接的升压电抗器3的主线圈31、开关元件4和检测流过开关元件4的电流的电流检测电路7；在升压电抗器3的主线圈31和开关元件4的连接点与整流电路2的负侧端子之间连接的整流平滑电路5；以及根据在升压电抗器3的副线圈32内感应的电压控制开关元件4的接通断开工作，从整流平滑电路5取出直流输出的控制电路10。控制电路10具备：输出整流平滑电路5的直流输出的输出电压与基准电压25之误差电压的误差放大器26；输出在整流电路2的正侧端子产生的脉动电流电压与误差放大器26输出之积的乘法器27；对乘法器27的输出与流过开关元件4的电流值进行比较的比较电路36；以及根据比较电路36的输出，把开关元件4转换为断开的转换电路37。设于误差放大器26与转换电路37之间的驱动控制电路40具备：上升或减少数值的扫描电路57；给开关元件4的驱动信号产生了的时候，使扫描电路57开始数值上升的复原电路50；将误差放大器26的输出电压或输出电压相当信号值与扫描电路57的数值进行比较，当扫描电路57的数值超过误差放大器26的输出电压或相当信号值时，产生给转换电路37的输出，停止开关元件4导通工作的比较器52。
轻负载时，比较器52比较误差放大器26的输出与扫描电路57的数值，当扫描电路57的数值超过误差放大器26的输出电平时，停止开关元件4的导通工作，能抑制输出电压上升。因此，能完全抑制对平滑电容器16施加过压和产生故障、随开关元件4的开关频率增加的开关损耗和发热量增大、功率转换效率的降低和驱动电阻38的发热。
本发明中，构成功率因数改善电路的控制电路，在轻负载时由于减少开关元件的接通时间幅度，相反延长断开的时间幅度，能抑制输出电压上升，能够防止输出电容的电压上升。因为缩短接通时间使开关频率降低，能够减少来自升压电抗器的磁致伸缩声音。并且，通过降低开关频率，减少开关损耗、抑制开关元件和驱动电阻发热、可提高轻负载时的功率转换效率。进而，可使用功率容量小的驱动电阻，所以能够获得低成本的开关电源装置。
附图说明
图1表示本发明的开关电源装置的电路图。
图2表示在图1中示出的驱动控制电路的第1实施例电路图。
图3表示在图2中示出的恒流电路实施例的电路图。
图4表示驱动控制电路在工作状态的电路各部分定时图的曲线。
图5表示驱动控制电路在非工作状态的电路各部分定时图的曲线。
图6表示在图1中示出的驱动控制电路的第2实施例电路图。
图7表示在图6中示出的恒流电路实施例的电路图。
图8表示现有开关电源装置的电路图。
具体实施方式
下面，通过图1～图7说明按照本发明的开关电源装置的实施例。但是，在图1～图3以及图6和图7中，对与图8中示出的地方实质上相同的部分附加相同的标号，并省略其说明。
图1是表示按照本发明的开关电源装置基本概念的电路图。如图1所示，本发明的开关电源装置具有：连接到比较电路36与作为转换电路的RSF/F37之间的“或”门42；串联连接到误差放大器26和乘法器27的连接点与“或”门42之间的MOSFET 4的驱动信号所输入的驱动控制电路40及开关41。在图2中示出驱动控制电路40的第1实施例。
在图2中示出的实施例，驱动控制电路40备有：比较器52，该比较器52有连接到误差放大器26与乘法器27的连接点的反相输入端子和连接到“或”门42的输入端子的输出端子；电平检测电路53，该电平检测电路53有连接到产生基准值的基准电源54的反相输入端子；MOSFET56，该MOSFET56有连接到比较器52和电平检测电路53的各非反相输入端子的漏极端子(一方的主端子)和接地的源极端子(另一方主端子)；控制用RSF/F 55，该控制用RSF/F 55有连接到电平检测电路53输出端子的置位端子和连接到MOSFET56栅极端子(控制端子)的输出端子；作为与MOSFET56并联连接的扫描电路的电容器57；对电容器57供给电流的第1恒流电路58；并联连接到第1恒流电路58的开关59及第2恒流电路60。电平检测电路53、基准电源54、控制用RSF/F 55和MOSFET56构成决定电容器57放电时期的复原电路50。
复原电路50备有：按照给予MOSFET 4栅极端子的驱动信号产生低电压电平输出信号(第1信号)，同时在电平检测电路53产生输出时，作为产生高电压电平输出信号(第2信号)的转换元件的控制用RSF/F 55；和接收到控制用RSF/F 55的低电压电平输出信号时变为断开，接收到控制用RSF/F 55的高电压电平输出信号时变为接通的作为开关元件的MOSFET56。电容器57在MOSFET56为断开时被充电，在MOSFET56为接通时放电。
图2中示出的比较器52虽名称与图1中示出的开关41不同，但借助误差放大器的输出电平在输出驱动控制电路信号的意义方面是有同样效用的元件，产生同一作用效果。“或非”门33的输出端子也连接到控制用RSF/F 55的复位端子和开关59。开关59在从“或非”门33给予高电压电平H驱动信号时变为接通，把恒流电路60的电流供给电容器57，而给予低电压电平L的驱动信号时变为断开。
误差放大器26输出电压为高的正常工作时，每当从“或非”门33将高电压电平H驱动信号给予MOSFET 4的栅极端子，与MOSFET4变成接通的同时，RSF/F 55被复位而且开关59变为接通，MOSFET56变为断开。因此，电容器57被第1恒流电路58和第2恒流电路60的合成电流充电，电容器57的电荷电平超过基准电源54的基准电压时，电平检测电路53产生输出，使RSF/F 55置位，因而MOSFET56变为接通，使电容器57放电。于是，正常工作时，电容器57按照MOSFET56的通、断工作而反复充放电，由于加到反相输入端子的误差放大器26输出电压V26比加到比较器52的非反相输入端子的电容器57电压V57还高，比较器52没有产生输出，驱动控制电路40不工作。
即使在误差放大器26输出电压降低的轻负载时，也对MOSFET4的栅极端子给予高电压电平H驱动信号，MOSFET 4变为接通，与对控制用RSF/F 55的复位端子施加高电压电平H电压的同时开关59变为接通。于是，用第1恒流电路58和第2恒流电路60的合成电流使电容器57充电，电容器57的端子电压上升。可是，轻负载时，误差放大器26的输出电压下降，因而电容器57的充电电压V57如果超过误差放大器26的输出电压V26，电容器57的充电电压V57被加到非反相输入端子的比较器52就产生高电压电平H输出信号，因而使RSF/F37置位并产生高电压电平H输出信号，所以“或非”门33产生低电压电平L输出信号，MOSFET 4变为断开。这时，开关59也变成断开，只靠第1恒流电路58流动电流充电的电容器57充电速度变慢了。于是，以低充电速度使电容器57累积电荷，所以可使处于断开状态的MOSFET 4的重开始接通工作时期延迟。
如果电容器57的充电电压V57比施加到电平检测电路53反相输入端子的基准电源54的基准电压V54还高，电平检测电路53就产生高电压电平H输出信号，使RSF/F 55置位。因此，RSF/F 55产生高电压电平H输出信号，MOSFET 56变为接通，电容器57放电，比较器52的输出从高电压电平H转换为低电压电平L。根据该状态，副线圈32的线圈电压反相，比较器35的输出从高电压电平H转换为低电压电平L时，MOSFET 4变为接通。这样，轻负载时，如果误差放大器26输出电压降低，驱动控制电路40的比较器52发送输出，把RSF/F37转换到置位状态，将电容器57充电到高于基准电源54的基准电压V54之前，RSF/F37保持置位状态。在RSF/F37保持置位状态的期间，MOSFET 4在延长了的期间中保持断开状态。
图3表示第2恒流电路60的具体电路图。即，第2恒流电路60有：由与第1恒流电路58并联连接到电源的一对双极晶体管65、66而构成的电流密勒电路62；和连接到另一个双极晶体管66集电极端子与构成开关59的双极晶体管集电极之间的电阻63。从一个双极晶体管65流到电容器57的充电电流和从另一个双极晶体管66流到开关59的电流实质上为同样的电流值。
图6表示按照本发明的开关电源装置的另一个实施例。图6是把可变恒流电路61和开关59的串联电路与电容器57并联连接，利用第1恒流电路58与可变恒流电路61的差额电流使电容器57充电的这一点与图2的电路不同。在图7中详细示出图6中所示的可变恒流电路61。在这里，图6中所示的开关59设为对于“或非”门33的输出为高电压电平H时变为断开的情况，图7中示出的开关59设为“或非”门33的输出为高电压电平H时变为接通的情况，高电压电平下两者都没有可变恒流电路61的电流流动。图7的可变恒流电路61包括由连接到电源的一对双极晶体管65、66构成，并输出电流的第1电流密勒电路62；和由把第1电流密勒电路的输出电流作为输入而流入电流的一对晶体管67、68构成的第2电流密勒电路64、构成第1电流密勒电路62的电流设定输入端子的晶体管66集电极通过电阻63连接到误差放大器26的输出端子。构成流入第2电流密勒电路64电流的输出端子的晶体管67的集电极、发射极并联连接到电容器57。并且，对可变恒流电路61进行接通/断开的开关用晶体管59的集电极、发射极并联连接在第2电流密勒电路64的输入端子与晶体管68的集电极、发射极间。
电容器57的电压比误差放大器26的输出电压还高的轻负载时，在MOSFET 4接通期间，开关59变为接通，可变恒流电路61不工作，所以电容器57被恒流电路58充电。一旦MOSFET 4断开，因开关59为断开，而使可变恒流电路61工作，由于分流恒流电路58的电流，所以电容器57的充电电流变为从恒流电路58的电流中减去可变恒流电路61的电流后的电流，电容器57的充电速度变慢了。
并且，有集电极、发射极并联连接到第2电流密勒电路64的输入端子与晶体管68的集电极、发射极间的开关用晶体管59进行可变恒流电路61的接通/断开。轻负载时，误差放大器26的输出电压下降，误差放大器26的输出电压越下降，加到电阻63上的电压就越提高，随之，负载越减轻，流过电阻63的电流就越增加。因此流过第1电流密勒电路62和第2电流密勒电路64的电流增大，由于电容器57的充电电流减少，轻负载时负载越减轻，电容器57的充电速度就越慢，延长了MOSFET 4的断开时间。相反，轻负载时，误差放大器26的输出电压下降的话，电容器57的电压就越早超过误差放大器26的电压，所以MOSFET 4的接通时间会缩短。
在图6的开关电源装置，从正常工作状态转移到轻负载，误差放大器26的输出下降时，给MOSFET 4栅极端子输入高电压电平H驱动信号，MOSFET 4变为接通，同时对RSF/F 55的复位端子给予高电压电平H控制信号，MOSFET56变为断开。因此，由第一恒流电路58流动的电流使电容器57充电，这时，开关59保持断开状态。电容器57的充电电压V57若比误差放大器26的输出电压V26还高，电容器57的充电电压V57加到非反相输入端子上的比较器52由于产生高电压电平H输出信号，所以使RSF/F37置位并输出高电压电平H信号，而因为“或非”门33产生低电压电平L输出，MOSFET 4则断开。与图2中示出的实施例部分工作不同，当给MOSFET 4栅极端子输入高电压电平H驱动信号时，开关59变为断开。因为可变恒流电路61不工作，电容器57被流过第1恒流电路58的电流充电。给MOSFET4的驱动信号变成低电压电平L的话，开关59就接通，可变恒流电路61工作。于是，设定流过第1恒流电路58的电流I58大于流过可变恒流电路61的电流I61，即设为I58＞I61，被第1恒流电路58与可变恒流电路61的差额电流充电的电容器57的充电速度变慢了。
电容器57的充电电压V57若高于基准电源54的基准电压V54，电平检测电路53则产生高电压电平H输出，使RSF/F 55置位。RSF/F 55产生高电压电平H输出，MOSFET56变为接通，电容器57放电。因此，比较器52的输出从高电压电平H转换为低电压电平L。在这个状态下，副线圈32的极性反相，如果比较器35从高电压电平H转换为低电压电平L输出信号，则MOSFET 4变为接通。因此，误差放大器26输出电压降低，MOSFET 4的接通期间将缩短，同时MOSFET 4断开期间会延长。误差放大器26的输出电压降低，可变恒流电路61有使恒流值增大的工作特性。误差放大器26的输出电压低于基准电源54的基准电压V54时，电容器57的充电电压就高于误差放大器26的输出电压，因而驱动控制电路40的比较器52给RSF/F 37发送输出。正常工作时，误差放大器26的输出越高，由控制用RSF/F 55产生低电压电平输出信号的期间就越短或设为固定，使来自整流平滑电路5的输出电压降低，同时轻负载时，误差放大器26的输出低，能够延长从控制用RSF/F 55产生低电压电平输出信号的期间。
本发明的上述实施例，不只是限定于上述实施例，进而各种变更都是可能的。除上述临界电流工作之外，即使电抗器电流为断续的不连续工作、电抗电流为连续的连续工作也都适用升压电抗器3的改善功率因数控制。DC-DC变换器8除逆向变换电路外，也可以使用RCC电路、正向转换电路、半桥式电路、桥式电路等。也可以由MOSFET等的双极晶体管以外的电流控制元件构成电流密勒电路，开关元件4也可以使用其它场效应晶体管、双极晶体管或其它开关而不用MOSFET。
上述驱动控制电路40的实施例，为了产生扫描电路57的二种斜率，从恒流源58、60给电容器57供应电流，转换恒流源使之产生有二种斜率的电压波形，其波形与误差放大器26的输出电压或基准电源54进行模拟的比较，根据各自的比较结果，进行了MOSFET 4驱动信号的截止、斜率变更或扫描电路57的复位，但也可以构成数字变换器的组合，在数字上比较，使用计数器或微机等数字电路计数的数值而不用电容器和恒流源的扫描电路与取入误差放大器26的输出电压作为数字信号的数值而不用基准电压源和变换器规定的数值。就变更斜率的方法而言，使用计数器的情况下也可以变更时钟频率。使用微机的情况下也可以变更时钟，也可以变更计数完了的步长值。若时钟或步长减半，斜率也减少一半(斜度更平稳)。
轻负载时可将本发明应用于谋求提高功率转换效率和控制过电压的所有开关电源装置里。

Claims (3)

1.一种开关电源装置，包括：连接到交流电源的整流电路；在整流电路的正侧端子与负侧端子之间串联连接的升压电抗器主线圈、开关元件和检测流过上述开关元件的电流的电流检测电路；在升压电抗器主线圈和开关元件的连接点与上述整流电路负侧端子之间连接的整流平滑电路；以及把根据在升压电抗器副线圈内感应的电压，控制上述开关元件的接通、断开工作的驱动信号给予上述开关元件控制端子，从上述整流平滑电路取出直流输出的控制电路，
上述控制电路包括：输出上述整流平滑电路直流输出的输出电压与基准电压的误差电压的误差放大器；输出在上述整流电路的正侧端子产生的脉动电流电压与上述误差放大器输出之积的乘法器；对该乘法器的输出电压与构成电流检测电路的电流检测电阻上的输出电压进行比较的比较电路；以及根据上述比较电路的输出把上述开关元件转换为断开的转换电路，
其特征在于：
在上述误差放大器与转换电路之间设有驱动控制电路，
该驱动控制电路包括：
上升或减少电压的扫描电路；
在产生了给上述开关元件的驱动信号的时候，使上述扫描电路开始电压上升的复原电路；和
将上述误差放大器的输出电压与上述扫描电路的电压进行比较，当上述扫描电路的电压超过上述误差放大器的输出电压时，产生给上述转换电路的输出，使上述开关元件的接通操作停止的比较器，
上述驱动控制电路具备电平检测电路和给予该电平检测电路的第1输入端子的基准值，
上述电平检测电路的第2输入端子连接到上述扫描电路，
上述电平检测电路在上述扫描电路的数值达到上述基准值时产生输出，
上述复原电路按照上述电平检测电路的输出使上述扫描电路的电压复原。
2.按照权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
上述驱动控制电路具备由给上述开关元件的驱动信号控制的斜率变更装置，
在上述误差放大器的输出电平小于上述基准值而且产生了给上述开关元件的驱动信号时，上述扫描电路开始上升电压，直到到达上述误差放大器的输出电压为止，在第1期间中以第1斜率上升电压，
上述扫描电路的电压在到达了上述误差放大器的输出电压时，比较器的输出停止给上述开关元件的驱动信号，
当停止给上述开关元件的驱动信号时，上述斜率变更装置在第2期间中以小于上述第1斜率的第2斜率使上述扫描电路的电压上升。
3.按照权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于：上述扫描电路的上述第1期间随着上述误差放大器的输出电压减少而变为一定或缩短，上述第2期间随着上述误差放大器的输出电压减少而延长。
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