CN104660022A - 为电源变换器提供过流保护的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了为电源变换器提供过流保护的系统和方法。该系统控制器包括第一控制器端子，该第一控制器端子被配置为向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括第二控制器端子，该第二控制器端子被配置为从感测电阻器接收感测电压。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。系统控制器被配置为处理与感测电压和基准电压相关联的信息，并确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值。

Description

为电源变换器提供过流保护的系统和方法

技术领域

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于可靠的过流保护的控制系统和方法。仅仅通过示例的方式，本发明的一些实施例已经被应用于电源变换器。但应认识到，本发明具有更加广泛的适用范围。

背景技术

电源变换器被广泛用于诸如便携式设备之类的消费类电子产品。电源变换器能够将电能从一种形式变换成另一种形式。作为示例，电能从交流(AC)被转换为直流(DC)、从DC转换为AC、从AC转换为AC、或从DC转换为DC。此外，电源变换器能够将电能从一个电压电平变换成另一电压电平。

电源变换器包括线性变换器和开关模式变换器。开关模式变换器通常使用脉冲宽度调制(PWM)机制或脉冲频率调制机制。这些机制通常通过包括各种保护组件的开关模式(switch-mode)控制器来实现。这些组件能够提供过压保护、过温保护、过流保护(OCP)以及过功率保护(over-power protection，OPP)。这些保护通常能够阻止电源变换器和所连接的电路受到永久损害。

例如，电源变换器包括开关和与开关串联的变压器绕组。流经开关和变压器绕组的电流可受到OCP系统的限制。如果OCP系统无效，则由于操作期间的热失控或开关时的过量电流和电压应力，电流能够达到即将对开关造成损害的电平。例如，当输出短路或过载发生时，能够达到此电流电平。因此，在很多离线反激式变换器中，由于过量电流和电流应力，在变压器次级侧上的整流组件受到永久损害。因此，对可靠的开关模式变换器来说有效的OCP系统很重要。

图1是具有过流保护的简化常规开关模式变换器。开关模式变换器100包括OCP比较器110，PWM控制器组件120，栅极驱动器130，开关140，电阻器150、152、154和156，以及初级绕组160。OCP比较器110、PWM控制器组件120和栅极驱动器130是用于PWM控制的芯片180的一部分。

例如，PWM控制器组件120生成PWM信号122，该PWM信号122由栅极驱动器130接收。在又一示例中，OCP比较器110接收和比较过流阈值信号112(例如，V_{th_oc})和电流感测信号114(例如，V_CS)，并且向PWM控制器组件120发送过流控制信号116。当初级绕组的电流大于限制电平时，PWM控制器组件120断开开关140并且关闭开关模式电源变换器100。

对于开关模式变换器来说，逐周期或逐脉冲控制机制通常被用于OCP。例如，逐周期控制方案限制最大电流，从而限制了由开关模式变换器递送的最大功率。该对于最大功率的限制能够保护电源变换器免受热失控。一些常规OCP系统使用基于线输入电压可调节的OCP阈值，而对于最大电流的实际限制以及由此产生的对最大功率的实际限制在线输入电压的较宽范围内并不总是恒定的。如图1所示，其他的常规OCP系统使用附加电阻器152和154，其中电阻器152和154在芯片180外部并被插入到V_in和电阻器150之间。然而，电阻器152消耗大量的功率，对于满足低待机功率的严格要求而言这通常是不希望的。例如，在输入AC电压为264伏特的情况下，2MΩ的电阻器152能够消耗大约70mW。

如图1所示，电流限制被表达如下：

$I_{\mathrm{Limit}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}\×t_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{th}\_\mathrm{oc}}}{R_s}$   (等式1)

其中，I_Limit表示电流限制。例如，电流限制是用于触发过流保护的电流阈值。此外，V_in是节点190处的(例如，与线输入电压VAC相关联的)桥式整流器的输出电压，以及V_{th_oc}是OCP比较器110的输入端子112处的电压电平。R_s是电阻器150的电阻，以及L_p是初级绕组160的电感。除此以外，t_on表示每个周期中开关140的接通时间。从而，初级绕组160中所存储的最大能量ε为

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2}\×L_p\×I_{\mathrm{Limit}}^2=\mathrm{PT}$   (等式2)

其中，T表示时钟周期，以及P表示最大功率。所以最大功率P能够被表达如下：

$P=\frac{L_p\×I_{\mathrm{Limit}}^2}{2T}=\frac{V_{\mathrm{in}}^2\×t_{\mathrm{on}}^2}{2\×L_p\×T}$   (等式3)

因此，通过控制电流限制I_Limit能够限制功率。然而，等式3没有考虑到“输出延迟”，该“输出延迟”包括通过到开关140的电流感测路径的传播延迟。例如，传播延迟包括通过OCP比较器110、PWM控制器组件120、栅极驱动器130的传播延迟以及关断开关140的响应延迟。在“输出延迟”期间，开关140保持接通，并且通过开关140的输入电流保持增加而不管该电流已经达到OCP比较器110的阈值电平。由于“输出延迟”产生的额外电流的增加幅度ΔI与桥式整流器的输出电压V_in成正比，如下所示：

$\mathrm{\ΔI}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}\×T_{\mathrm{delay}}$   (等式4)

其中T_delay表示“输出延迟”。

图2是示出了额外电流增加幅度与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图。如图2所示，对应于较高V_in的实际最大电流I_PEAK1大于对应于较低V_in的实际最大电流I_PEAK2。因此，在宽范围的桥式整流器的输出电压上，实际最大功率不是恒定的。所以，实际最大功率被表达如下：

$P=\frac{L_p\×{(I_{\mathrm{Limit}}+\mathrm{\ΔI})}^2}{2T}=\frac{V_{\mathrm{in}}^2\×{(t_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{delay}})}^2}{2\×L_p\×T}$   (等式5)

例如，T_delay取决于内部延迟、栅极电荷以及与栅极驱动器130有关的电路。在另一示例中，对于预定的开关模式变换器100而言，T_delay是恒定的，从而实际最大功率取决于桥式整流器的输出电压。为了补偿实际最大功率的变化，过流保护的阈值应该基于桥式整流器的输出电压来进行调整。

图3是示出了电流阈值和桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图。如图3所示，桥式整流器的输出电压V_in2低于桥式整流器的输出电压V_in1，并且V_in2的电流阈值I_{th_oc_vin2}大于V_in1的电流阈值I_{th_oc_vin1}。电流阈值随着桥式整流器的输出电压V_in的增加而降低。在电流阈值处，过流保护被触发。针对较高V_in所产生的最大电流I_PEAK1与针对较低V_in所产生的最大电流I_PEAK2是相同的。

例如，电流阈值与桥式整流器的输出电压具有如下关系：

$I_{\mathrm{th}\_\mathrm{oc}}\≈I_{\mathrm{th}\_\mathrm{oc}}\left(V_{\mathrm{in}1}\right)-\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{in}1}}{L_p}{T}_{\mathrm{delay}}$   (等式6)

其中I_{th_oc}是电流阈值，V_in是桥式整流器的输出电压，L_p是初级绕组的电感，以及T_delay是“输出延迟”。此外，I_{th_oc}(V_in1)是针对桥式整流器的输出电压V_in1而被预定的电流阈值。例如，V_in1是最小桥式整流器的输出电压。在另一示例中，流经开关和初级绕组的电流被感测。如果所感测的电流达到I_{th_oc}，PWM控制器组件发送信号以关断开关。在“输出延迟”之后，开关被关断。

在等式6中，第二项表示阈值偏移以补偿“输出延迟”的影响。图4是示出了阈值偏移与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图。如图4所示，项是取决于“输出延迟”和初级绕组的电感的斜率。如图4所示，电流阈值随着桥式整流器的输出电压的增加而降低。

至少有两种常规方法来实现根据图4作为桥式整流器的输出电压的函数的电流阈值。在一个示例中，如等式6所示，桥式整流器的输出电压被感测以生成与桥式整流器的输出电压成比例的偏移DC电压以便补偿“输出延迟”的影响。

在另一示例中，基于PWM信号的最大带宽感测桥式整流器的输出电压。PWM信号被应用于与电源变换器的初级绕组串联的开关的栅极。图5是示出了PWM信号最大带宽与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图。如图5所示，最大电流相对于桥式整流器的输出电压是恒定的，并且PWM信号的最大带宽随着桥式整流器的输出电压而变化。最大电流I_PEAK1等于最大电流I_PEAK2。最大电流I_PEAK1对应于较高的桥式整流器的输出电压和PWM信号510，并且最大电流I_PEAK2对应于较低的桥式整流器的输出电压和PWM信号520。如图5所示，针对较高桥式整流器的输出电压的PWM信号510的最大带宽较窄，针对较低桥式整流器的输出电压的PWM信号520的最大带宽较宽。如果最大电流相对于桥式整流器的输出电压是恒定的，则桥式整流器的输出电压由PWM信号的最大带宽来表示。因此，PWM信号的最大带宽能够被用于确定阈值偏移以补偿如等式6所示的“输出延迟”的影响。

根据图5，通过生成电流阈值I_{th_oc}能够实现补偿，其中I_{th_oc}是PWM信号的最大带宽的函数。例如，对于PWM信号510，电流阈值等于I_{th_oc_1}，对于PWM信号520，电流阈值等于I_{th_oc_2}。在另一示例中，I_{th_oc}相对于最大带宽的斜率被恰当地选出以补偿如等式6所示的“输出延迟”的影响。所选的斜率考虑到关于在用于PWM控制的芯片外部的电源变换器组件的信息。外部组件可包括初级绕组、电流感测电阻器以及功率MOSFET。

此外，为了实现高效率，在低桥式整流器的输出电压时，电源变换器通常在CCM模式下工作，而在高桥式整流器的输出电压时，在DCM模式下工作。图6示出了在CCM模式和DCM模式下的初级绕组的简化常规电流分布(current profile)。电流分布描述了作为时间的函数的电流量值。如图6(a)所示，在DCM模式下每个周期的脉冲宽度内，初级绕组的电流从I_L增加到电流限制I_p1。例如，I_L等于零。在每个周期被传递到负载的能量为：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2}\×L_p\×{(I\_p1)}^2$   (等式7)

相反，如图6(b)所示，在CCM模式下每个周期的脉冲宽度内，初级绕组的电流从I_i2增加到电流限制I_p2。例如，I_i2大于零。在每个周期被传递到负载的能量为：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2}\×L_p\×[{(I\_p2)}^2-{(I\_i2)}^2]$   (等式8)

其中，比值能够随着桥式整流器的输出电压而变化。例如，该比值随着桥式整流器的输出电压的降低而升高。如等式7和8所述，如果两个电流限制I_p1和I_p2相等，则在每个周期处，在DCM模式下被传递至负载的能量总量高于在CCM模式下被传递至负载的能量总量。

图7示出了作为桥式整流器的输出电压的函数在每个周期中被递送至负载的最大能量的简化图。作为桥式整流器的输出电压的函数，电流限制(等于I_p1或I_p2)被调节以补偿“输出延迟”，如图4所示，但等式7和等式8之间的差别没有被考虑进来。另外，图7看起来并未考虑到变化的比值因此，在桥式整流器的输出电压的整个范围内，最大能量不是恒定的。例如，如曲线1300所示，尽管DCM模式中的最大能量看起来大体上恒定，但CCM模式中的最大能量随着桥式整流器的输出电压的降低显著地降低。

图8和图9分别是在DCM模式下和CCM模式下的开关模式变换器的简化常规时序图。在图8中，曲线810、820、830和840分别表示在DCM模式下流经次级绕组的次级电流(例如，i_s)、流经初级绕组的初级电流(例如，i_p)、被用于驱动开关的驱动信号(例如，Gate)以及退磁信号(例如，Demag)。在图9中，曲线910、920、930和940分别表示在CCM模式下流经次级绕组的次级电流(例如，i_s)、流经初级绕组的初级电流(例如，i_p)、被用于驱动开关的驱动信号(例如，Gate)以及退磁信号(例如，Demag)。根据一些实施例，次级电流(例如，i_s)等于开关模式变换器的输出电流。

为了提高在CCM模式和在DCM模式下的最大能量的一致性，在不同模式下，电流阈值的补偿斜率或相对应的电压阈值的补偿斜率可以是不同的。具体地，如等式7和8所示，在CCM模式下的补偿斜率在量值上大于在DCM模式下的补偿斜率。然而，电源变换器的最大能量还能够受到诸如初级绕组的电感等系统的其他特性的影响。

因此，改进用于过流保护和过功率保护的技术是相当需要的。

发明内容

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于可靠的过流保护的控制系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例已被应用于电源变换器。但应认识到，本发明具有更广泛的适用范围。

根据一个实施例，用于保护电源变换器的系统控制器包括第一控制器端子，该第一控制器端子被配置成向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括第二控制器端子，该第二控制器端子被配置成从感测电阻器接收感测电压。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。系统控制器被配置成处理与感测电压和基准电压相关联的信息，确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，以及响应于平均输出电流大于阈值电流，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。电流阈值等于第一比值乘以第二比值。该第一比值等于初级绕组的第一匝数除以次级绕组的第二匝数，并且第二比值等于基准电压除以感测电阻器的电阻。

根据另一实施例，用于保护电源变换器的系统控制器包括调制和驱动组件，该组件被配置成生成驱动信号并且向开关输出该驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括过流保护组件，该组件被配置成从调制和驱动组件接收驱动信号、从感测电阻器接收感测电压、接收退磁信号、并至少部分基于驱动信号、感测电压以及退磁信号生成保护信号。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值，并且退磁信号与一个或多个退磁时段相关联。过流保护组件还被配置成至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号来确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于电源变换器的平均输出电流被确定为大于该电流阈值，将保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平。调制和驱动组件还被配置成接收保护信号，并响应于保护信号处于第二逻辑电平，生成驱动信号以使开关断开并且保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。

根据又一实施例，用于电源变换器的系统控制器包括第一控制器端子，该第一控制器端子被配置成向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括第二控制器端子，该第二控制器端子被配置成在一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号。系统控制器被配置成处理与该一个或多个输入信号相关联的信息，至少部分基于一个或多个输入信号确定与电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值，并且响应于与电源变换器相关联的温度大于该预定温度阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。另外，系统控制器还被配置成处理与一个或多个输入信号相关联的信息，至少部分基于该一个或多个输入信号确定与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值，并且响应于与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压大于该预定电压阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。此外，系统控制器还被配置成处理与一个或多个输入信号相关联的信息，并且至少部分基于该一个或多个输入信号生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。

根据又一实施例，用于电源变换器的系统控制器包括调制组件，该调制组件被配置成生成调制信号。该调制信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括驱动组件和退磁检测组件，其中驱动组件被配置成接收调制信号，并且该组件通过控制器端子被耦合至第一开关以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，而退磁检测组件被配置成从调制组件接收调制信号，向控制器端子输出第二电流以及至少部分基于与调制信号和第二电流相关联的信息生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且该退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。

根据又一实施例，用于保护电源变换器的方法包括向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括从感测电阻器接收感测电压。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。对开关输出驱动信号包括处理与感测电压和基准电压相关联的信息、确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于该平均输出电流大于该阈值电流，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经电源变换器的次级绕组的第二电流有关。电流阈值等于第一比值乘以第二比值。该第一比值等于初级绕组的第一匝数除以次级绕组的第二匝数，并且第二比值等于基准电压除以感测电阻器的电阻。

根据又一实施例，用于保护电源变换器的方法包括生成驱动信号。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组。另外，该方法包括接收驱动信号、感测电压和退磁信号。感测电压由感测电阻器生成并且表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。退磁信号与一个或多个退磁时段相关联。此外，该方法包括至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号生成保护信号。生成保护信号包括至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于电源变换器的平均输出电流被确定为大于该电流阈值，将保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平。另外，该方法包括接收保护信号，并且响应于该保护信号处于第二逻辑电平生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。

根据又一实施例，用于电源变换器的方法包括向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括在一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号，处理与该一个或多个输入信号相关联的信息、至少部分基于该一个或多个输入信号确定与电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值，并且响应于与电源变换器相关联的温度大于该预定温度阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。此外，该方法包括至少部分基于一个或多个输入信号确定与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值，并且响应于与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压大于该预定电压阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。另外，该方法包括至少部分基于一个或多个输入信号生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且该退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。

根据又一实施例，用于电源变换器的方法包括生成与一个或多个开关周期相关联的调制信号，接收调制信号以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，至少部分基于该调制信号输出第二电流，并且至少部分基于与该调制信号和该第二电流相关联的信息生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。

根据实施例可以实现一个或多个益处。参照下面的详细说明并结合附图，这些益处和各种附加的目的、特征以及本发明的优势能够被充分地理解。

附图说明

图1是具有过流保护的常规开关模式变换器的简化图；

图2是示出了额外电流增加幅度与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图；

图3是示出了电流阈值与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图；

图4是示出了阈值偏移与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图；

图5是示出了PWM信号最大带宽与桥式整流器的输出电压之间的常规关系的简化图；

图6示出了在CCM模式下和在DCM模式下的初级绕组的简化常规电流分布；

图7示出了作为桥式整流器的输出电压的常规函数的在每个周期中被递送至负载的最大能量的简化图；

图8和图9分别是在DCM模式下和CCM模式下的开关模式变换器的简化常规时序图；

图10是根据本发明的一个实施例的具有过流保护的简化电源变换器；

图11是根据本发明的一个实施例示出了如图10中所示的电源变换器的某些组件的简化图；

图12是根据本发明的一个实施例的如图10中所示的电源变换器在DCM模式下的简化时序图；

图13是根据本发明的另一实施例的如图10中所示的电源变换器在CCM模式下的简化时序图；

图14是根据本发明的一个实施例示出了作为如图10中所示的电源变换器的检测组件的一部分的退磁检测器的某些组件的简化图；

图15是根据本发明的另一实施例示出了作为如图10中所示的电源变换器的检测组件的一部分的退磁检测器的某些组件的简化图；

图16是根据本发明的另一实施例的具有过流保护的电源变换器的简化图；

图17是根据本发明的一个实施例示出了如图16中所示的电源变换器的某些组件的简化图；

图18是根据本发明的一个实施例的如图16和17中所示的电源变换器的某些组件在DCM模式下的简化时序图；

图19是根据本发明的另一实施例的如图16和17中所示的电源变换器的某些组件在CCM模式下的简化时序图；

图20是根据本发明的另一实施例示出了如图16中所示的电源变换器的某些组件的简化图。

具体实施方式

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于可靠的过流保护的控制系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例已被应用于电源变换器。但应认识到，本发明具有更广泛的适用范围。

如等式6、7和8所示，无论是电源变换器对于桥式整流器的输出电压的整个范围而言均在断续导电模式(DCM)下工作还是电源变换器在低桥式整流器的输出电压时在连续导电模式(CCM)下工作，而在高桥式整流器的输出电压时在DCM模式下工作，对作为桥式整流器的输出电压的函数的过流保护的阈值的调节取决于在用于PWM控制的芯片外部的一个或多个组件的一个或多个参数(例如，初级绕组的电感)。例如，如果对作为桥式整流器的输出电压的函数的过流保护的阈值的调节对于用于PWM控制的特定类型芯片是预定的，则该用于阈值的调节的预定函数仅能够对于给定的初级绕组的电感确保桥式整流器的输出电压的范围内恒定的最大能量。在另一示例中，用于PWM控制的特定类型的芯片被用于具有不同的初级绕组的电感量值的不同的变换器中；因而在一些变换器中，该用于调节的预定函数导致过度补偿，这使得在高桥式整流器的输出电压处的最大能量低于在低桥式整流器的输出电压处的最大能量，而在其他变换器中，该用于调节的预定函数导致欠补偿，这使得在高桥式整流器的输出电压处的最大能量高于在低桥式整流器的输出电压处的最大能量。

如图8所示，流经初级绕组的初级电流(例如，i_p)具有峰值(例如，I_p)，并且流经次级绕组的次级电流(例如，i_s)具有峰值(例如，I_s)。在一个实施例中，在DCM模式下，电源变换器的平均输出电流由下式决定：

$I_{o\_\mathrm{DCM}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{i}_s\mathrm{dt}=\frac{1}{T}(\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{demag}}}{\∫}}\frac{1}{2}{I}_s\mathrm{dt}+\underset{T_{\mathrm{demag}}}{\overset{T}{\∫}}0\mathrm{dt})=\frac{1}{2}{I}_s\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$   (等式9)

其中I_{o_DCM}表示在DCM模式下的平均输出电流，T表示驱动信号的周期，i_s表示次级电流，T_demag表示退磁时段，以及I_s表示次级电流的峰值。

例如，次级电流的峰值与初级电流的峰值具有以下关系：

$I_s=I_p\frac{N_p}{N_s}$   (等式10)

其中I_p表示初级电流的峰值，N_p表示初级绕组的匝数，以及N_s表示次级绕组的匝数。在另一示例中，等式9与等式10相结合，从而变成：

$I_{o\_\mathrm{DCM}}=\frac{1}{2}{I}_p\frac{N_p}{N_s}\×\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$   (等式11)

如图9所示，流经初级绕组的初级电流(例如，i_p)从第一量值(例如，i_p1)增加到第二量值(例如，i_p2)，并且流经次级绕组的次级电流(例如，i_s)从第一量值(例如，i_s1)增加到第二量值(例如，i_s2)。在一个实施例中，在CCM模式下，电源变换器的平均输出电流由下式决定：

$I_{o\_\mathrm{CCM}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{i}_s\mathrm{dt}=\frac{1}{T}(\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{demag}}}{\∫}}\frac{1}{2}(I_{s2}+I_{s1})\mathrm{dt}+\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{demag}}}{\∫}}0\mathrm{dt})=\frac{1}{2}(I_{s2}+I_{s1})\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$

                         (等式12)

其中I_{o_CCM}表示在CCM模式下的平均输出电流，T表示驱动信号的周期，i_s表示次级电流，以及T_demag表示退磁时段。此外，I_s1表示次级电流的第一量值，以及I_s2表示次级电流的第二量值。

例如，次级电流的第一量值和第二量值与相对应的初级电流的第一量值和第二量值具有以下关系：

$I_{s1}=I_{p1}\frac{N_p}{N_s}$   (等式13)

$I_{s2}=I_{p2}\frac{N_p}{N_s}$   (等式14)

其中，I_p1表示初级电流的第一量值，以及I_p2表示初级电流的第二量值。

在另一示例中，等式12与等式13和等式14相结合，从而变成：

$I_{o\_\mathrm{CCM}}=\frac{1}{2}(I_{p2}+I_{p1})\×\frac{N_p}{N_s}\×\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}$   (等式15)

根据某些实施例，等式11和15均由下列等式表示：

$I_o=I_{p\_\mathrm{mid}}\×\frac{N_p}{N_s}\×\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}=V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\×\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}\×\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{N_p}{N_s}$   (等式16)

其中，I_o表示在DCM模式下和在CCM模式下的平均输出电流。此外，I_{p_mid}表示开关在每个周期的接通时间的中点处(例如，如图8和9所示在T_on的中点处)的初级电流的量值。例如，在接通时间期间，开关是闭合的(例如，被接通的)。在另一示例中，如曲线830和930所示，接通时间的中点对应于驱动信号的脉冲宽度的中点。

根据某些实施例，等式16变为：

$I_o=(V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\×\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T})\×\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{N_p}{N_s}$   (等式17)

其中R_CS表示电流感测电阻器的电阻，以及V_{CS_mid}表示在接通时间的中点处(例如，如图8和图9所示在T_on的中点处)由流经电流感测电阻器的初级电流生成的电压。例如，V_{CS_mid}、T_demag和T是由给定芯片通过实时测量和/或计算确定的参数。

根据一些实施例，用于过流保护的输出电流阈值为：

$I_{o\_\mathrm{th}}=V_{\mathrm{ref}}\×\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{N_p}{N_s}$   (等式18)

其中I_{o_th}表示用于过流保护的输出电流的阈值，以及V_ref表示基准电压。例如，V_ref是为用于PWM控制的给定芯片预定的基准电压。在另一示例中，输出电流的阈值取决于初级绕组的匝数、次级绕组的匝数、电流感测电阻器的电阻以及预定的基准电压。根据本发明的某些实施例，如果用于过流保护的输出电流的阈值根据等式18而设置，则最大输出电流不取决于初级绕组的电感(例如，L_p)或时钟周期(例如，T)。

在一个实施例中，通过对比等式17和18可得出下式：

如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}<V_{\mathrm{ref}}$   (等式19)

则I_o＜I_{0_th}  (等式20)

在另一实施例中，通过对比等式17和18，还可得出下式：

如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}>V_{\mathrm{ref}}$   (等式21)

则I_o＞I_{0_th}  (等式22)

图10是根据本发明的一个实施例的具有过流保护的简化电源变换器。此图仅仅是示例，而不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代及修改。电源变换器1000(例如，电源变换系统)包括EMI滤波器1002，整流桥1004，缓冲电路(snubbercircuit)1006，比较器1010、1012和1014，欠压锁定(UVLO)组件1020，或(OR)门1022，触发器组件1024，振荡器(OSC)1026以及逻辑控制组件1028，栅极驱动器1030，检测组件1032，或(OR)门1034，开关1040，检测器组件1042，电容器1044和1046，非(NOT)门(inv)1048，电阻器1050、1052、1054、1056和1058，变压器1060，输出电容器1068，光耦合器1070，可调稳压器(adjustable regulator)1072(例如，TL431)，跨导放大器1074，计时器组件1076，开关1077、1078和1079，二极管1090和1092，前沿消隐(LEB)组件1094，斜坡补偿(slope compensation)组件1096，辅助绕组1108，二极管1116以及电阻器1114和1118。

例如，开关1040包括场效应晶体管(例如，功率MOSFET)。在另一示例中，开关1040包括双极结型晶体管。在又一示例中，电阻器1050被用作电流感测电阻器。在又一示例中，变压器1060包括初级绕组1062和次级绕组1064，并且次级绕组1064同时被耦合至初级绕组1062和辅助绕组1108。在又一示例中，二极管1090被用作整流二极管。在又一示例中，LEB组件1094被从电源变换器1000中移除。在又一示例中，二极管1116被替代为串联的多个二极管。

在一个实施例中，比较器1010、1012和1014，电阻器1056和1058，欠压锁定(UVLO)组件1020，OR门1022，触发器组件1024，振荡器1026，逻辑控制组件1028，栅极驱动器1030，检测组件1032，或(OR)门1034，检测器组件1042，电容器1044和1046，非(NOT)门1048，跨导放大器1074，计时器组件1076，开关1077、1078和1079，二极管1092以及斜坡补偿组件1096是用于PWM控制的芯片1080(例如，系统控制器)的一部分。在另一实施例中，用于PWM控制的芯片1080包括端子1081(例如，FB)、端子1082(例如，VDD)、端子1083(例如，PRT)、端子1084(例如，GND)、端子1085(例如，CS)以及端子1086(例如，DRV)。例如，芯片1080的欠压锁定(UVLO)组件1020在端子1082处接收芯片电源电压，并且作为响应，生成内部电源电压1021(例如，AVDD)。在另一示例中，内部电源电压约等于5伏特。

在又一实施例中，芯片1080(系统控制器)包括调制组件，该调制组件包括触发器组件1024和逻辑控制组件1028，并且芯片1080还包括驱动组件，该驱动组件包括栅极驱动器1030。在又一实施例中，芯片1080(例如，系统控制器)包括过流保护组件，该过流保护组件包括比较器1014、检测器组件1042、电容器1044和1046、非(NOT)门1048、跨导放大器1074、计时器组件1076以及开关1077、1078以及1079。例如，采样保持组件包括检测器组件1042、电容器1044和开关1077。在另一示例中，集成组件包括电容器1046、非(NOT)门1048、跨导放大器1074以及开关1078和1079。

根据一个实施例，电源变换器1000生成输出电压1067(例如，DC输出电压)。例如，如果输出电压1067变化，则输出电压1067的该变化由包括电阻器1052和1054的分压器处理，并且被传送至可调稳压器1072(例如，TL431)。根据一个实施例，作为响应，可调稳压器1072(例如，TL431)生成电流信号1073，该电流信号由光耦合器1070接收。根据另一实施例，作为响应，光耦合器1070通过端子1081(例如，FB)向芯片1080输出反馈信号。在另一示例中，反馈信号1071通过二极管1092和包括电阻器1056和1058的分压器被转换为信号1075。

根据另一实施例，当开关1040被闭合(例如，被接通)，初级绕组1062的初级电流流经电阻器1050(例如，电流感测电阻器)，作为响应，该电阻器生成电压信号1051。例如，电压信号1051通过端子1085(例如，CS)由芯片1080的LEB组件1094接收。在另一示例中，作为响应，LEB组件1094生成信号1095。根据又一实施例，信号1095由比较器1012和斜坡补偿组件1096二者接收。例如，斜坡补偿组件1096处理信号1095并生成信号1097。在另一示例中，信号1075和信号1097由比较器1010接收，并且信号1095和阈值电压1013(例如，V_th2)由比较器1012接收。

如图10所示，作为响应，比较器1010生成比较信号1011，并且比较器1012生成比较信号1015。例如，比较信号1011和1015由或(OR)门1022接收，其中或门1022向触发器组件1024发送信号1023。在另一示例中，触发器组件1024还从振荡器1026接收时钟信号1027，并且向逻辑控制组件1028发送信号1025。

在一个实施例中，逻辑控制组件1028还接收信号1087和1088，并生成信号1089。例如，信号1089被发送至栅极驱动器1030，作为响应，该栅极驱动器生成驱动信号1031。在另一示例中，驱动信号1031被发送至开关1040，并被用于驱动(例如，接通或关断)开关1040。在另一实施例中，比较信号1011和1015被用于生成信号1023以控制驱动信号1031的占空比。例如，比较信号1011被用于使输出电压1067(例如，DC输出电压)稳定。在另一示例中，比较信号1015被用于确保流经开关1040和电阻器1050的初级电流的峰值在每个开关周期期间不超过预定阈值。

根据一个实施例，芯片1080(例如，系统控制器)的端子1083被用于实现过温保护(OTP)、过压保护(OVP)以及退磁检测。例如，在第一时段(例如，开关周期)期间，端子1083被配置成接收第一输入信号，并且OTP机制是否被触发是基于至少与第一输入信号相关联的信息确定的。在另一示例中，在与第一时段不同的第二时段(例如，另一开关时段)期间，端子1083被配置成接收第二输入信号，并且OVP机制是否被触发是基于至少与第二输入信号相关联的信息确定的。在又一示例中，在第一时段和第二时段期间，端子1083被配置成分别接收第一输入信号和第二输入信号，并且退磁时段在第一时段期间是基于至少与第一输入信号相关联的信息被检测的，以及在第二时段期间是基于至少与第二输入信号相关联的信息被检测的。

如图10所示，端子1083被连接至电阻器1114(例如，R_OVP)和二极管1116(例如，正极)，并且电阻器1118(例如，R_T)被连接至二极管1116(例如，负极)。例如，电阻器1114被配置成从辅助绕组1108接收电压信号1142。作为示例，电压信号1142映射了输出电压1067。在另一示例中，电阻器1118是随着温度改变其阻值的热电阻器(例如，热敏电阻)。在又一示例中，电阻器1118具有负温度系数，即电阻器1118的电阻随着温度的升高而降低。

在一个实施例中，如果电源变换器1000的温度超过温度阈值，则OTP被触发，并且芯片1080(例如，系统控制器)在端子1086处输出驱动信号1031以断开(例如，关断)开关1040。例如，电源变换器1000被关闭并且开关1040被保持断开。在另一示例中，在被关闭之后，电源变换器被(例如，自动地或手动地)重新启动并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在第一预定时段中被保持断开，其中第一预定时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。

在另一实施例中，如果电压信号1142超过电压阈值，则OVP被触发，并且芯片1080(例如，系统控制器)输出驱动信号1031以断开(例如，关断)开关1040。例如，电源变换器1000被关闭并且开关1040被保持断开。在另一示例中，在电源变换器被关闭之后，其被(例如，自动地或手动地)重新启动并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在第二预定时段中被保持断开，其中第二时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。在又一示例中，第二预定时段与第一预定时段相同。

如图10所示，检测组件1032被配置成实现过温保护(OTP)、过压保护(OVP)和退磁检测。根据一个实施例，在第一时段(例如，开关周期)期间，检测组件1032通过端子1083接收第一输入信号，并且基于至少与第一输入信号相关联的信息输出信号1033以指示OTP机制是否被触发。根据另一实施例，在与第一时段不同的第二时段(例如，另一开关周期)期间，检测组件1032通过端子1083接收第二输入信号，并且基于至少与第二输入信号相关联的信息输出信号1035以指示OVP机制是否被触发。

根据又一实施例，信号1033和1035由或(OR)门1034接收，并且作为响应，或(OR)门1034生成信号1087以指示OTP机制是否被触发或OVP机制是否被触发。例如，如果OTP机制、OVP机制或二者均被触发，则信号1087处于逻辑高电平。在另一示例中，信号1087由逻辑控制组件1028接收。在又一示例中，如果信号1087处于逻辑高电平，逻辑控制组件1028使电源变换器1000关闭并且使开关1040保持断开。在又一示例中，在电源变换器被关闭之后，其被(例如，自动地或手动地)重新启动并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在预定时段中被保持断开，其中该预定时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。

根据又一实施例，在第一时段和第二时段期间，检测组件1032分别使用第一输入信号和第二输入信号以便于基于至少与第一输入信号相关联的信息检测第一时段的退磁时段，并且基于至少与第二输入信号相关联的信息检测第二时段的退磁时段。例如，检测组件1032输出与退磁过程有关的退磁信号1037。在另一示例中，退磁信号1037在退磁时段期间处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外处于逻辑低电平。

如图10所示，检测组件1042接收驱动信号1031并生成信号1043。例如，检测组件1042在一个或多个之前的周期中处理驱动信号1031以确定驱动信号1031的当前周期的接通时间的中点，并且在所确定的接通时间的中点处检测组件1042还在信号1043中生成脉冲。在另一示例中，信号1043由开关1077接收，其中开关1077在信号1043的脉冲期间被闭合以便于在接通时间的中点对电压信号1051进行采样。在又一示例中，在接通时间的中点(例如，V_{CS_mid})处被采样的电压信号1051被保持在电容器1044上。

在一个实施例中，退磁信号1037由开关1078和非门(inv)1048接收，并且作为响应，非门1048向开关1079输出信号1049。例如，退磁信号1037在退磁时段期间处于逻辑高电平，在退磁时段之外处于逻辑低电平。在另一示例中，在退磁时段期间，开关1078被闭合并且开关1079被断开，但在退磁时段之外，开关1078被断开并且开关1079被闭合。

在另一实施例中，跨导放大器1074包括端子1036和1038。例如，端子1036(例如，“+”端)接收基准电压1047(例如，V_ref)。在另一示例中，在退磁时段期间，端子1038(例如，“-”端)通过闭合的开关1078被连接至电容器1044，而在退磁时段之外，端子1038(例如，“-”端)通过闭合的开关1079被偏置于地。在又一示例中，跨导放大器1074输出电流1075(例如，I_c)以对电容器1046进行充电或放电。

根据一个实施例，电流1075(例如，I_c)由下式决定：

I_c＝g_m[(V_ref-V_{CS_mid})×T_demag+(V_ref-0)×(T-T_demag)]  (等式23)

则I_c＝g_m(V_ref×T-V_{CS_mid}×T_demag)  (等式24)

其中I_c表示对电容器1046进行充电或放电的电流1075，g_m表示跨导放大器1074的跨导，V_ref表示基准电压1047，以及V_{CS_mid}表示在接通时间的中点被采样的电压信号1051。此外，T_demag表示退磁时段，以及T表示驱动信号1031的周期。

根据另一实施例，如果根据等式24，电流1075(例如，I_c)具有正值，则电流1075从跨导放大器1074流至电容器1046并且对电容器1046进行充电。根据又一实施例，如果根据等式24，电流1075(例如，I_c)具有负值，则电流1075从电容器1046流至跨导放大器1074并且对电容器1046进行放电。

在一个实施例中，如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}<V_{\mathrm{ref}}$   (等式25)

则I_c＞0  (等式26)

其中，电流1075对电容器1046进行充电。例如，如等式26所示，通过充电电流1075，横跨电容器1046的电压(例如，电压1117)增加。在另一示例中，在充电的时段之后，横跨电容器1046的电压(例如，电压1117)变得非常接近内部电源电压1021(例如，AVDD)以至于跨导放大器1074用作电流源的性能也变得接近于零，并且最终充电电流1075的量值下降到零。在又一示例中，如果电流1075保持为正，则根据等式18和20可得到下式：

$I_0<V_{\mathrm{ref}}\&times;\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\&times;\frac{N_p}{N_s}$   (等式27)

其中I₀表示在DCM模式下和在CCM模式下的电源变换器1000的平均输出电流；因而OCP机制未被触发。

在另一实施例中，如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}>V_{\mathrm{ref}}$   (等式28)

则I_c＜0  (等式29)

其中电流1075对电容器1046进行放电。例如，如等式29所示，横跨电容器1046的电压(例如，电压1117)通过放电电流1075被降低。在另一示例中，在放电的时段之后，横跨电容器1046的电压(例如，电压1117)变得非常接近于零以至于跨导放大器1074作为电流吸收器(current sink)的性能也变得接近于零，并且最终放电电流1075的量值下降为零。在又一示例中，如果电流1075在时段内保持为负并使横跨电容器1046的电压(例如，电压1117)降低到接近于零，则根据等式18和22可得到下式：

$I_0>V_{\mathrm{ref}}\&times;\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\&times;\frac{N_p}{N_s}$   (等式30)

其中I₀表示在DCM模式下和CCM模式下的平均输出电流；因而OCP机制被触发。

如图10所示，比较器1014接收阈值电压1115(例如，V_th1)和电压1117，并生成输出信号1119。在一个实施例中，如果电压1117变得比阈值电压1115(例如，3.6伏特)小，则比较器1014改变输出信号1119(例如，从逻辑低电平至逻辑高电平)。在另一实施例中，计时器组件1076接收输出信号1119并生成信号1088。

根据一个实施例，响应于输出信号1119的改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)，计时器组件1076开始计时以确定输出信号1119是否在预定时段内保持不变(例如，处于逻辑高电平)。例如，如果输出信号1119被确定为自从输出信号1119被改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)之后在预定时段内保持不变(例如，处于逻辑高电平)，则计时器组件1076改变信号1088(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)。在另一示例中，如果输出信号1119被确定为自从输出信号1119被改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)之后并未在预定时段内保持不变(例如，并未保持处于逻辑高电平)，则计时器组件1076不改变信号1088(例如，信号1088保持处于逻辑低电平)。

根据另一实施例，如果输出信号1119被确定为自输出信号1119从逻辑低电平变为逻辑高电平起在预定时段期间从逻辑高电平变回逻辑低电平，则计时器组件1076重置计时器，并且信号1088保持处于逻辑低电平。例如，在输出信号1119被确定为从逻辑高电平变回逻辑低电平之后，如果输出信号1119又从逻辑低电平变为逻辑高电平，则计时器组件1076再次确定自从输出信号1119从逻辑低电平变为逻辑高电平之后其在预定时段内是否保持处于逻辑高电平不变。在另一示例中，如果输出信号1119被确定为在预定时段内保持处于逻辑高电平不变，则计时器组件1076将信号1088从逻辑低电平变为逻辑高电平。在又一示例中，如果输出信号1119被确定为并未在预定时段内保持处于逻辑高电平不变，则计时器组件1076不会改变信号1088，并且信号1088保持处于逻辑低电平。

在又一实施例中，信号1088由逻辑控制组件1028接收。例如，如果信号1088处于逻辑高电平，则逻辑控制组件1028使电源变换器1000关闭并使开关1040保持断开。在另一示例中，在电源变换器1000被关闭之后，其(例如，自动地或手动地)重新启动，并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在预定时段内被保持断开，其中预定时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。在又一示例中，开关1040在预定时段内被保持断开，其中预定时段的持续时间大于电源变换器1000的自动恢复周期。

根据一个实施例，如果电源变换器1000的温度超过温度阈值，则OTP被触发，并且芯片1080(例如，系统控制器)在端子1086处输出驱动信号1031以断开(例如，关断)开关1040。例如，电源变换器1000被关闭并且开关1040被保持断开。在另一示例中，在电源变换器1000被关闭之后，其(例如，自动地或手动地)重新启动并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在第一预定时段内被保持断开，其中第一预定时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。

根据另一实施例，如果电压信号1142超过电压阈值，则OVP被触发，并且芯片1080(例如，系统控制器)输出驱动信号1031以断开(例如，关断)开关1040。例如，电源变换器1000被关闭并且开关1040被保持断开。在另一示例中，在电源变换器1000被关闭之后，其(例如，自动地或手动地)重新启动并且再次开始调制。在又一示例中，开关1040在第二预定时段内被保持断开，其中第二预定时段的持续时间大于电源变换器1000的开关周期。

图11是根据本发明的一个实施例示出了电源变换器1000的某些组件的简化图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。如图11所示，检测组件1032包括电流源组件1132和1134，开关1136、1138、1140、1142和1144，OTP检测器1146，OVP检测器1148以及退磁检测器1180。

根据一个实施例，响应于开关信号1150(例如，S₀)，开关1136和1142被闭合或断开，并且响应于开关信号1152(例如，S₁)，开关1138和1140被闭合或断开。例如，响应于开关信号1154(例如，S_OVP)，开关1144被闭合或断开。在一些实施例中，在不同的开关周期期间通过控制开关1136、1138、1140、1142和1144来执行OVP检测和OTP检测。

图12是根据本发明的一个实施例的在DCM模式下的电源变换器1000的简化时序图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形1202表示作为时间的函数的驱动信号1031(例如，GATE)，波形1204表示作为时间的函数的开关信号1154(例如，S_OVP)，波形1206表示作为时间的函数的开关信号1150(例如，S₀)，以及波形1208表示作为时间的函数的开关信号1152(例如，S₁)。此外，波形1210表示作为时间的函数的开关1040的漏极电压(例如，Drain)，并且波形1220表示作为时间的函数的退磁信号1037(例如，Demag)。

如图12所示，至少存在三个开关周期T₁、T₂和T₃。例如，开关周期T₁开始于时间t₀并且结束于时间t₂，开关周期T₂开始于时间t₂并且结束于时间t₄，以及开关周期T₃开始于时间t₄并且结束于时间t₆。在另一示例中，第一开关周期T₁内的时段T_S0开始于时间t₀并且结束于时间t₁，在第二开关周期T₂内的时段T_OVP开始于时间t₂并且结束于时间t₃，以及在第三开关周期T₃内的时段T_S1开始于时间t₄并且结束于时间t₅。在另一示例中，t₀≤t₁≤t₂≤t₃≤t₄≤t₅≤t₆。

在一个实施例中，在不同的开关周期期间交替执行OVP检测和OTP检测，并且在每一个开关周期内均执行退磁检测。例如，在开关周期T₁和T₃期间执行OTP检测，在开关周期T₂期间执行OVP检测，并且在这些开关周期T₁、T₂和T₃期间均执行退磁检测。在另一示例中，在开关周期T₁、T₂和T₃之后，在下三个开关周期期间仍然以与开关周期T₁、T₂和T₃相同的方式执行OVP检测、OTP检测和退磁检测。在又一示例中，如由波形1220所示出的，退磁信号1037在每一个退磁时段期间(例如，在每一个T_demag期间)均处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外退磁信号1037处于逻辑低电平。

如由波形1202所示出的，根据一个实施例，在开关周期T₁的起始处(例如，在t₀处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，如由波形1206所示出的，在开关周期T₁的起始处(例如，在t₀处)，开关信号1150(例如，S₀)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_S0(例如，直到t₁)期间保持处于逻辑高电平以使开关1136和1142被闭合(例如，被接通)。在另一示例中，如图11所示，当开关1136和1142被闭合(例如，被接通)时，电流源组件1132为OTP检测提供电流1160(例如，I_OTP0)。

如由波形1202所示出的，根据另一实施例，在开关周期T₂的起始处(例如，在t₂处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，当驱动信号1031处于逻辑低电平时，电压信号1142与输出电压1067有关。在另一示例中，如由波形1204所示出的，在开关周期T₂的起始处(例如，在t₂处)，开关信号1154(例如，S_OVP)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_OVP(例如，直到t₃)期间保持处于逻辑高电平以使开关1144闭合(例如，被接通)。在又一示例中，电流1188流经电阻器1114和端子1083(例如，PRT)，并且被OVP检测器1148接收以用于OVP检测。

如由波形1202所示出的，根据又一实施例，在开关周期T₃的起始处(例如，在t₄处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，如由波形1208所示出的，在开关周期T₃的起始处(例如，在t₄处)，开关信号1152(例如，S₁)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_S1(例如，直到t₅)期间保持处于逻辑高电平以使开关1138和1140闭合(例如，被接通)。在又一示例中，当开关1138和1140被闭合(例如，被接通)时，电流源组件1134为OTP检测提供电流1158(例如，I_OTP1)。

在一个实施例中，基于至少与电压信号1184相关联的信息实现OTP检测。例如，电流1188(例如，I_OVP)由下式确定：

$I_{\mathrm{OVP}}=\frac{V_2-V_1}{R_{\mathrm{OVP}}}$   (等式31)

其中V₁表示电压信号1184，V₂表示电压信号1142，以及R_OVP表示电阻器1114的电阻。在另一示例中，电压信号1184由下式确定：

V₁＝V_D+(I_OVP+I_OTP)×R_T  (等式32)

其中V_D表示二极管1116的接通电压(例如，正向电压)，I_OTP表示电流1186，以及R_T表示电阻器1118的电阻。在又一示例中，结合等式31和32，电压信号1184由下式确定：

$V_1=\frac{R_{\mathrm{OVP}}}{R_{\mathrm{OVP}}+R_T}\&times;V_D+\frac{R_T}{R_{\mathrm{OVP}}+R_T}\&times;V_2+\frac{R_T\&times;R_{\mathrm{OVP}}}{R_{\mathrm{OVP}}+R_T}\&times;I_{\mathrm{OTP}}$   (等式33)

根据某些实施例，假设二极管1116的接通电压(例如，正向电压)不随着电流1186而改变，在用于OTP检测的不同时段之间电压信号1184的改变由下式确定：

${\mathrm{\&Delta;V}}_1=V_1\left(S_0\right)-V_1\left(S_1\right)=\frac{R_T\&times;R_{\mathrm{OVP}}}{R_{\mathrm{OVP}}+R_T}\&times;{\mathrm{\&Delta;I}}_{\mathrm{OTP}}$   (等式34)

其中V₁(S₀)表示电压信号1184在时段T_S0期间的量值，V₁(S₁)表示电压信号1184在时段T_S1期间的量值，以及ΔI_OTP表示在时段T_S0和T_S1之间电流1186的变化。例如，在时段T_S0和T_S1之间电流1186的变化由下式确定：

ΔI_OTP＝I_OTP0-I_OTP1  (等式35)

其中I_OTP0表示电流1160，并且I_OTP1表示电流1158。

图13是根据本发明的另一实施例的在CCM模式下的电源变换器1000的简化时序图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形1302表示作为时间的函数的驱动信号1031(例如，GATE)，波形1304表示作为时间的函数的开关信号1154(例如，S_OVP)，波形1306表示作为时间的函数的开关信号1150(例如，S₀)，以及波形1308表示作为时间的函数的开关信号1152(例如，S₁)。此外，波形1310表示作为时间的函数的开关1040的漏极电压(例如，Drain)，并且波形1320表示作为时间的函数的退磁信号1037(例如，Demag)。

如图13所示，至少存在三个开关周期T₁、T₂和T₃。例如，开关周期T₁开始于时间t₀并且结束于时间t₂，开关周期T₂开始于时间t₂并且结束于时间t₄，以及开关周期T₃开始于时间t₄并且结束于时间t₆。在另一示例中，在第一开关周期T₁内的时段T_S0开始于时间t₀并且结束于时间t₁，在第二开关周期T₂内的时段T_OVP开始于时间t₂并且结束于时间t₃，以及在第三开关周期T₃内的时段T_S1开始于时间t₄并且结束于时间t₅。在另一示例中，t₀≤t₁≤t₂≤t₃≤t₄≤t₅≤t₆。

在一个实施例中，在不同的开关周期内交替执行OVP检测和OTP检测，并且在每一个开关周期内均执行退磁检测。例如，在开关周期T₁和T₃期间执行OTP检测，在开关周期T₂期间执行OVP检测，并且在这些开关周期T₁、T₂和T3期间均执行退磁检测。在另一示例中，在开关周期T₁、T₂和T3之后，在下三个开关周期期间仍然以与开关周期T₁、T₂和T3相同的方式执行OVP检测、OTP检测和退磁检测。在又一示例中，如由波形1320所示出的，退磁信号1037在每一个退磁时段期间(例如，在每一个T_demag期间)均处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外退磁信号1037处于逻辑低电平。

如由波形1302所示出的，根据一个实施例，在开关周期T₁的起始处(例如，在t₀处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，如由波形1306所示出的，在开关周期T₁的起始处(例如，在t₀处)，开关信号1150(例如，S₀)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_S0(例如，直到t₁)期间保持处于逻辑高电平以使开关1136和1142闭合(例如，被接通)。在另一示例中，如图11所示，当开关1136和1142被闭合(例如，被接通)时，电流源组件1132为OTP检测提供电流1160(例如，I_OTP0)。

如由波形1302所示出的，根据另一实施例，在开关周期T₂的起始处(例如，在t₂处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，当驱动信号1031处于逻辑低电平时，电压信号1142与输出电压1067有关。在另一示例中，如由波形1304所示出的，在开关周期T₂的起始处(例如，在t₂处)，开关信号1154(例如，S_OVP)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_OVP(例如，直到t₃)期间保持处于逻辑高电平以使开关1144闭合(例如，被接通)。在又一示例中，电流1188流经电阻器1114和端子1083(例如，PRT)，并且被OVP检测器1148接收以用于OVP检测。

如由波形1302所示出的，根据又一实施例，在开关周期T₃的起始处(例如，在t₄处)，驱动信号1031从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且开关1040被断开(例如，被关断)。例如，如由波形1308所示出的，在开关周期T₃的起始处(例如，在t₄处)，开关信号1152(例如，S₁)从逻辑低电平改变为逻辑高电平，然后在时段T_S1(例如，直到t₅)期间保持处于逻辑高电平以使开关1138和1140闭合(例如，被接通)。在又一示例中，当开关1138和1140被闭合(例如，被接通)时，电流源组件1134为OTP检测提供电流1158(例如，I_OTP1)。

在一个实施例中，基于至少与电压信号1184相关联的信息实现OTP检测。例如，根据等式31来确定电流1188(例如，I_OVP)。在另一示例中，根据等式32来确定电压信号1184。在又一示例中，结合等式31和32，根据等式33来确定电压信号1184。在另一示例中，假设二极管1116的接通电压(例如，正向电压)不随着电流1186而改变，根据等式34来确定在用于OTP检测的不同时段之间的电压信号1184的改变。例如，根据等式35来确定在时段T_S0和T_S1之间的电流1186的改变。

如上面所讨论的以及这里进一步强调的，图11、12和13仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。例如，时段T_OVP在时段T_S0和时段T_S1二者之前。在另一示例中，时段T_OVP跟随在时段T_S0和时段T_S1二者之后。在又一示例中，包括时段T_S1的开关周期T₃紧跟在包括时段T_S0的开关周期T₁之后。在又一示例中，包括时段T_S0的开关周期T₁紧跟在包括时段T_S1的开关周期T₃之后。在又一示例中，包括时段T_S1的开关周期T₃与包括时段T_S0的开关周期T₁之间相隔一个或多个开关周期。在又一示例中，包括时段T_OVP的开关周期T₂紧跟在包括时段T_S1的开关周期T₃之后。在又一示例中，包括时段T_OVP的开关周期T₂与包括时段T_S0的开关周期T₁之间相隔一个或多个开关周期。在又一示例中，包括时段T_OVP的开关周期T₂与包括时段T_S1的开关周期T₃之间相隔一个或多个开关周期。

图14是根据本发明的一个实施例示出了作为电源变换器1000的检测组件1032的一部分的退磁检测器1180的某些组件的简化图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。退磁检测器1180包括电平转换组件1410，触发器组件1420，电阻器1430和1432，电容器1434，电流源1440和1442，比较器1450，单次脉冲发生器1460，非(NOT)门1470和1474，或(OR)门1480和1482，以及与非(NAND)门1490、1492和1494。例如，信号微分组件(signal differential component)包括电容器1434和电阻器1430。在另一示例中，信号处理组件包括电平转换组件1410，触发器组件1420，单次脉冲发生器1460，非门1470和1474，或门1480和1482，以及与非门1490、1492和1494。

在一个实施例中，电平转换组件1410接收驱动信号1031并生成信号1411(Gate_sense)。例如，驱动信号1031是高电压信号，其中该信号被转换成低电压信号，并且低电压信号为信号1411。在另一示例中，信号1411由单次脉冲发生器1460，非门1470和或门1482接收。在另一实施例中，单次脉冲发生器1460接收信号1411并生成脉冲信号1461。例如，如果信号1411从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则单次脉冲发生器1460在脉冲信号1461中生成脉冲(例如，负脉冲)。在另一示例中，脉冲信号1461在任何脉冲外处于逻辑高电平，并且在脉冲内处于逻辑低电平。在又一示例中，脉冲信号1461的脉冲(例如，负脉冲)被用于阻隔(screen)电压信号1184的高频振荡成分。在另一示例中，当开关1040刚刚被断开(例如，被关断)时，该电压信号1184的高频振荡成分由开关1040的漏电感和寄生电容生成。

在另一实施例中，脉冲信号1461由非门1474以及与非门1490和1494接收。例如，非门1474响应于脉冲信号1461生成信号1475，并向或门1480输出信号1475。在另一示例中，或门1480接收信号1475以及还从比较器1450(Comp1)接收比较信号1451，并且生成信号1481。

如图14所示，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测驱动信号1031的下降沿来确定。例如，在DCM模式下，退磁时段的结束通过使用至少电容器1434、电阻器1430和1432、电流源1440和1442、比较器1450、或门1480以及触发器组件1420以向或门1482输出信号1427来确定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁时段的结束通过使用由或门1482接收的信号1411来确定。

根据一个实施例，在DCM模式下，电容器1434、电阻器1430和1432、电流源1440和1442以及比较器1450被用于确定在每个开关周期内的退磁时段的结束。例如，比较器1450包括端子1452(例如，“+”端)和端子1454(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1452(例如，“+”端)接收电压信号1441，并且端子1454(例如，“-”端)接收电压信号1443。在又一示例中，作为响应，比较器1450向或门1480输出比较信号1451，其中或门1480生成信号1481。

根据另一实施例，在退磁时段期间，电压信号1441在量值上大于电压信号1443。例如，在退磁时段期间，

V_A＝I₂×R₂  (等式36)

V_B＝I₁×R₁  (等式37)

V_A-V_B＝V_OS＞0  (等式38)

其中V_A表示电压信号1441，并且V_B表示电压信号1443。此外，I₂表示由电流源1440提供的电流，并且I₁表示由电流源1442提供的电流。另外，V_OS表示电压信号1441减去电压信号1443的电压信号。在另一示例中，在退磁时段期间，V_OS大于零(例如，约为150mV)，并且比较信号1451处于逻辑高电平。

根据又一实施例，在退磁时段的结束处，包括电容器1434和电阻器1430的差分电路生成负脉冲，其中该负脉冲具有负值。例如，此负脉冲使比较信号1451从逻辑高电平改变为逻辑低电平。在另一示例中，比较信号1451由或门1480接收，其中或门还生成信号1481。在又一示例中，比较信号1451从逻辑高电平到逻辑低电平的改变使信号1481从逻辑高电平改变为逻辑低电平。

如图14所示，触发器组件1420(例如，被重置于逻辑低电平的下降沿触发的D触发器)包括端子1422(例如，“clk”端)、端子1424(例如，“D”端)、端子1426(例如，“Q”端)、端子1428(例如，端)以及端子1472(例如，“R”端)。例如，端子1472从非门1470接收信号1471，其中非门1470也接收信号1411。在另一示例中，端子1424接收处于逻辑高电平的预定电压。在又一示例中，端子1422接收信号1481。

在一个实施例中，如果端子1424接收处于逻辑高电平的预定电压，并且如果信号1481从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则触发器组件1420(例如，下降沿触发的D触发器)通过端子1426输出处于逻辑高电平的信号1427。在另一实施例中，处于逻辑高电平的信号1427由或门1482接收并由或门1482和与非门1490使用以重置包括与非门1492和1494的RS触发器以便于指示在DCM模式下的退磁时段的结束。例如，与非门1494输出退磁信号1037(Demag)。

根据另一实施例，在CCM模式下，当驱动信号1031处于逻辑低电平时，比较器1450的比较信号1451在全部时段内保持处于逻辑高电平。例如，当驱动信号1031从逻辑低电平改变为逻辑高电平时，信号1411也从逻辑低电平改变为逻辑高电平，并且信号1411由或门1482和与非门1490使用以重置包括与非门1492和1494的RS触发器以便于指示在CCM模式下的退磁时段的结束。在另一示例中，与非门1494输出退磁信号1037(Demag)。

如上面所讨论的以及这里进一步强调的，图14仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。例如，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测电压信号1184的上升沿来确定。

图15是根据本发明的另一实施例示出了作为电源变换器1000的检测组件1032的一部分的退磁检测器1180的某些组件简化图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。退磁检测器1180包括电平转换组件1510、触发器组件1520、电阻器1530，电容器1534，电压补偿组件1540，比较器1550，单次脉冲发生器1560，非门1570和1574，或门1580和1582以及与非门1590、1592和1594。例如，信号处理组件包括电平转换组件1510，触发器组件1520，单次脉冲发生器1560，非门1570和1574，或门1580和1582，以及与非门1590、1592和1594。

在一个实施例中，电平转换组件1510接收驱动信号1031并生成信号1511(例如，Gate_sense)。例如，驱动信号1031是高电压信号，其中该信号被转换成低电压信号，并且低电压信号为信号1511。在另一示例中，信号1511由单次脉冲发生器1560、非门1570和或门1582接收。在另一实施例中，单次脉冲发生器1560接收信号1511并生成脉冲信号1561。例如，如果信号1511从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则单次脉冲发生器1560在脉冲信号1561中生成脉冲(例如，负脉冲)。在另一示例中，脉冲信号1561在任何脉冲外处于逻辑高电平，并且在脉冲内处于逻辑低电平。在又一示例中，脉冲信号1561的脉冲(例如，负脉冲)被用于阻隔电压信号1184的高频振荡成分。在另一示例中，当开关1040刚刚被断开(例如，被关断)时，该电压信号1184的高频振荡成分由开关1040的漏电感和寄生电容生成。

在另一实施例中，脉冲信号1561由非门1574以及与非门1590和1594接收。例如，非门1574响应于脉冲信号1561生成信号1575，并向或门1580输出信号1575。在另一示例中，或门1580接收信号1575以及还从比较器1550(Comp1)接收信号1551，并且生成信号1581。

如图15所示，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测驱动信号1031的下降沿来确定。例如，在DCM模式下，退磁时段的结束通过使用至少电容器1534、电阻器1530、电压补偿组件1540、比较器1550、或门1580以及触发器组件1520以向或门1582输出信号1527来确定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁时段的结束通过使用信号1511来确定，其中信号1511由或门1582接收。

根据一个实施例，在DCM模式下，电容器1534、电阻器1530、电压补偿组件1540以及比较器1550被用于确定每个开关周期内的退磁时段的结束。例如，比较器1550包括端子1552(例如，“+”端)和端子1554(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1552(例如，“+”端)接收电压信号1541，并且端子1554(例如，“-”端)接收电压信号1543。在又一示例中，作为响应，比较器1550向或门1580输出比较信号1551，其中或门1580生成信号1581。

根据另一实施例，电压信号1184由电阻器1530接收并由电阻器1530和电容器1534延迟以生成电压信号1541。例如，电压信号1541表示被延迟的信号1184。在另一示例中，电压信号1541由比较器1550的端子1552接收。根据又一实施例，电压信号1184由电压补偿组件1540接收并被减少了预定量值(例如，V_OS)以生成电压信号1543。例如，V_OS约等于150mV。在另一示例中，电压信号1543表示被减小的信号1184。在另一示例中，电压信号1543由比较器1550的端子1554接收。

如图15所示，比较器1550接收电压信号1541和1543，并生成比较信号1551。例如，在退磁时段的结束处，后期的电压1184变成比早期的电压1184小了预定量值(例如，V_OS)，并且比较信号1551从逻辑高电平改变为逻辑低电平。在另一示例中，比较信号1551由或门1580接收，其中或门1580还生成信号1581。在又一示例中，比较信号1551从逻辑高电平到逻辑低电平的改变使信号1581从逻辑高电平变为逻辑低电平。

如图15所示，触发器组件1520(例如，被重置于逻辑低电平的下降沿触发的D触发器)包括端子1552(例如，“clk”端)、端子1524(例如，“D”端)、端子1526(例如，“Q”端)、端子1528(例如，端)以及端子1572(例如，“R”端)。例如，端子1572从非门1570接收信号1571，其中非门1570还接收信号1511。在另一示例中，端子1524接收处于逻辑高电平的预定电压。在又一示例中，端子1522接收信号1581。

在一个实施例中，如果端子1524接收处于逻辑高电平的预定电压，并且如果信号1581从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则触发器组件1520(例如，下降沿触发的D触发器)通过端子1526输出处于逻辑高电平的信号1527。在另一实施例中，处于逻辑高电平的信号1527由或门1582接收并由或门1582和与非门1590使用以重置包括与非门1592和1594的RS触发器以便于指示在DCM模式下的退磁时段的结束。例如，与非门1594输出退磁信号1037(Demag)。

根据另一实施例，在CCM模式下，当驱动信号1031处于逻辑低电平时，比较器1550的比较信号1551在全部时段内保持处于逻辑高电平。例如，当驱动信号1031从逻辑低电平改变为逻辑高电平时，信号1511也从逻辑低电平改变为逻辑高电平，并且信号1511由或门1582和与非门1590使用以重置包括与非门1592和1594的RS触发器以便于指示在CCM模式下的退磁时段的结束。在另一示例中，与非门1594输出退磁信号1037。

如上面所讨论的以及这里进一步强调的，图15仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。例如，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测电压信号1184的上升沿来确定。在另一示例中，如图15中所示的电平转换组件1510、触发器组件1520、比较器1550、单次脉冲发生器1560、非门1570和1574、或门1580和1582以及与非门1590、1592和1594分别与图14中所示的电平转换组件1410、触发器组件1420、比较器1450、单次脉冲发生器1460、非门1470和1474、或门1480和1482以及与非门1490、1492和1494相同。

图16是根据本发明的另一实施例的具有过流保护的简化电源变换器。此图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。电源变换器1600(例如，电源转换系统)包括EMI滤波器1602，整流桥1064，缓冲电路1606，比较器1610、1612和1614，欠压锁定(UVLO)组件1620，或门1622，触发器组件1624，振荡器(OSC)1626，以及逻辑控制组件1628，栅极驱动器1630，退磁检测器1632，开关1640，检测器组件1642，电容器1644和1646，非门1648，电阻器1650、1652、1654、1656和1658，变压器1660，输出电容器1668，光耦合器1670，可调稳压器1672(例如，TL431)，跨导放大器1674，计时器组件1676，开关1677、1678和1679，二极管1690和1692，前沿消隐(LEB)组件1694，斜坡补偿组件1696，辅助绕组2608以及检测组件2632。

例如，开关1640包括场效应晶体管(例如，功率MOSFET)。在另一示例中，开关1640包括双极结型晶体管。在又一示例中，电阻器1650被用作电流感测电阻器。在又一示例中，变压器1660包括初级绕组1662和次级绕组1664，并且次级绕组1664同时被耦合至初级绕组1662和辅助绕组2608。在又一示例中，二极管1690被用作整流二极管。在又一示例中，LEB组件1694被从电源变换器1600中移除。

在一个实施例中，比较器1610、1612和1614，电阻器1656和1658，欠压锁定(UVLO)组件1620，OR门1622，触发器组件1624，振荡器1626，逻辑控制组件1628，栅极驱动器1630，退磁检测器1632，检测器组件1642，电容器1644和1646，非门1648，跨导放大器1674，计时器组件1676，开关1677、1678和1679，二极管1692，斜坡补偿组件1696以及检测组件2632是用于PWM控制的芯片1680(例如，系统控制器)的一部分。在另一实施例中，用于PWM控制的芯片1680包括端子1681(例如，FB)、端子1682(例如，VDD)、端子1683(例如，BO)、端子1684(例如，GND)、端子1685(例如，CS)、以及端子1686(例如，DRV)。例如，芯片1680的欠压锁定(UVLO)组件1620在端子1682处接收芯片电源电压，并且作为响应，生成内部电源电压1621(例如，AVDD)。在另一示例中，内部电源电压约等于5伏特。在又一实施例中，芯片1680(例如，系统控制器)包括调制组件，该调制组件包括触发器组件1624和逻辑控制组件1628，并且芯片1680还包括驱动组件，该驱动组件包括栅极驱动器1630。

在又一实施例中，芯片1680(系统控制器)包括调制组件，该调制组件包括触发器组件1624和逻辑控制组件1628，并且芯片1680还包括驱动组件，该驱动组件包括栅极驱动器1630。在又一实施例中，芯片1680(例如，系统控制器)包括过流保护组件，该过流保护组件包括比较器1614、检测器组件1642、电容器1644和1646、非门1648、跨导放大器1674、计时器组件1676以及开关1677、1678以及1679。例如，采样保持组件包括检测器组件1642、电容器1644和开关1677。在另一示例中，集成组件包括电容器1646、非门1648、跨导放大器1674以及开关1678和1679。

根据一个实施例，电源变换器1600生成输出电压1667(例如，DC输出电压)。例如，如果输出电压1667变化，则输出电压1667的该变化由包括电阻1652和1654的分压器处理并被传送至可调稳压器1672(例如，TL431)。根据一个实施例，作为响应，可调稳压器1672(例如，TL431)生成电流信号1673，该电流信号由光耦合器1670接收。根据另一实施例，作为响应，光耦合器1670通过端子1681(例如，FB)向芯片1680输出反馈信号。在另一示例中，反馈信号1671通过二极管1692和包括电阻1656和1658的分压器被转换为信号1675。

根据另一实施例，当开关1640被闭合(例如，被接通)时，初级绕组1662的初级电流流经电阻器1650(例如，电流感测电阻器)，作为响应，该电阻器生成电压信号1651。例如，电压信号1651通过端子1685(例如，CS)由芯片1680的LEB组件1694接收。在另一示例中，作为响应，LEB组件1694生成信号1695。根据又一实施例，信号1695由比较器1612和斜坡补偿组件1696二者接收。例如，斜坡补偿组件1696处理信号1695并生成信号1697。在另一示例中，信号1675和信号1697由比较器1610接收，并且信号1695和阈值电压1613(例如，V_th2)由比较器1612接收。

如图16所示，作为响应，比较器1610生成比较信号1611，并且比较器1612生成比较信号1615。例如，比较信号1611和1615分别由或门1622接收，其中或门1622向触发器组件1624发送信号1623。在另一示例中，触发器组件1624还从振荡器1626接收时钟信号1627，并且向逻辑控制组件1628发送信号1625。

在一个实施例中，逻辑控制组件1628还接收信号1687(Brownout，掉电信号)和1688，并生成信号1689(例如，PWM信号)。例如，信号1689被发送至栅极驱动器1630，作为响应，该栅极驱动器生成驱动信号1631(DRV)。在另一示例中，驱动信号1631被发送至开关1640并被用于驱动(例如，接通或关断)开关1640。在另一实施例中，比较信号1611和1615被用于生成信号1623以控制驱动信号1631的占空比。例如，比较信号1611被用于使输出电压1667(例如，DC输出电压)稳定。在另一示例中，比较信号1615被用于确保在每个开关周期期间流经开关1640和电阻器1650的初级电流的峰值不超过预定阈值。

如图16所示，EMI滤波器1602接收AC输入电压1601并生成电压信号2623和2625。例如，电压信号2623和2625被整流桥1604接收。在另一示例中，电压信号2623还由分压器接收，其中分压器包括电阻器2614和2618。在又一示例中，分压器生成信号2621。

根据一个实施例，芯片1680(例如，系统控制器)的端子1683被用于实现掉电保护(Brownout protection，BO)。例如，端子1683被配置成从包括电阻器2614和2618的分压器接收信号2621(例如，电压信号)。在另一示例中，检测组件2632通过端子1683接收信号2621，并且基于至少与信号2621相关联的信息输出信号1687以指示BO机制是否被触发。在又一示例中，如果BO机制被触发，则信号1687处于逻辑高电平，并且如果BO机制未被触发，则信号1687处于逻辑低电平。在又一示例中，当AC输入电压1601的幅度变得过小时，掉电保护(BO)被执行以保护电源变换器1600。

根据另一实施例，如果BO机制被触发，则芯片1680(例如，系统控制器)在端子1686处输出驱动信号1631以断开(例如，关断)开关1640。例如，电源变换器1600被关闭，并且开关1640被保持断开。在另一示例中，在电源变换器1600被关闭之后，其(自动地或手动地)重新启动并再次开始调制。在又一示例中，开关1640在预定时段内被保持断开，其中该预定时段的持续时间大于电源变换器1600的开关周期。

如图16所示，检测组件1642接收驱动信号1631并生成信号1643。例如，检测组件1642在一个或多个之前的周期中处理驱动信号1631以确定驱动信号1631的当前周期的接通时间的中点，并且检测组件1642还在所确定的接通时间的中点处于信号1643中生成脉冲。在另一示例中，信号1643由开关1677接收，其中开关1677在信号1643的脉冲期间被闭合以便于在接通时间的中点对电压信号1651进行采样。在又一示例中，在接通时间的中点(例如，V_{CS_mid})处，被采样的电压信号1651被保持在电容器1644上。

在一个实施例中，退磁检测器1632接收信号1689和驱动信号1631并生成退磁信号1637(Demag)。在另一示例中，退磁信号1637由开关1678和非门1648接收，并且作为响应，非门1648向开关1679输出信号1649。例如，退磁信号1637在退磁时段期间处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外处于逻辑低电平。在又一示例中，在退磁时段期间，开关1678被闭合并且开关1679被断开，但在退磁时段之外，开关1678被断开并且开关1679被闭合。

在另一实施例中，跨导放大器1674包括端子1636和1638。例如，端子1636(例如，“+”端)接收基准电压1639(例如，V_ref)。在另一示例中，在退磁时段期间，端子1638(例如，“-”端)通过闭合的开关1678被连接至电容器1644，而在退磁时段之外，端子1638(例如，“-”端)通过闭合的开关1679被偏置于地。在又一示例中，跨导放大器1674输出电流1675(例如，I_c)以对电容器1646进行充电或放电。

根据一个实施例，电流1675(例如，I_c)由下式决定：

  (等式39)

则I_c＝g_m(V_ref×T-V_{CS_mid}×T_demag)  (等式40)

其中I_c表示对电容器1646进行充电或放电的电流1675，g_m表示跨导放大器1674的跨导，V_ref表示基准电压1639，以及V_{CS_mid}表示在接通时间的中点处的被采样的电压信号1651。此外，T_demag表示退磁时段，以及T表示驱动信号1631的周期。

根据另一实施例，如果根据等式40，电流1675(例如，I_c)具有正值，则电流1675从跨导放大器1674流至电容器1646并且对电容器1646进行充电。根据又一实施例，如果根据等式24，电流1675(例如，I_c)具有负值，则电流1675从电容器1646流至跨导放大器1674并且对电容器1646进行放电。

在一个实施例中，如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}<V_{\mathrm{ref}}$   (等式41)

则I_c＞0  (等式42)

其中，电流1675对电容器1646进行充电。例如，如等式42所示，通过充电电流1675，横跨电容器1646的电压(例如，电压2617)被增大。在另一示例中，在充电的时段之后，横跨电容器1646的电压(例如，电压2617)变得非常接近内部电源电压1621(例如，AVDD)以至于跨导放大器1674用作电流源的性能也变得接近于零，并且最终充电电流1675的量值下降到零。在又一示例中，如果电流1675保持为正，则根据等式18和20可得到下式：

$I_0<V_{\mathrm{ref}}\&times;\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\&times;\frac{N_p}{N_s}$   (等式43)

其中I₀表示在DCM模式下和在CCM模式下的电源变换器1600的平均输出电流；因而OCP机制不会被触发。

在另一实施例中，如果 $V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{mid}}\&times;\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T}>V_{\mathrm{ref}}$   (等式44)

则I_c＜0  (等式45)

其中电流1675对电容器1646进行放电。例如，如等式45所示，横跨电容器1646的电压(例如，电压2617)通过放电电流1675被降低。在另一示例中，在放电的时段之后，横跨电容器1646的电压(例如，电压2617)变得非常接近于零以至于的跨导放大器1674作为电流吸收器的性能也变得接近于零，并且最终放电电流1675的量值下降为零。在又一示例中，如果电流1675在时段内保持为负并使横跨电容器1646的电压(例如，电压2617)降低到接近于零，则根据等式18和22可得到下式：

$I_0>V_{\mathrm{ref}}\&times;\frac{1}{R_{\mathrm{CS}}}\&times;\frac{N_p}{N_s}$   (等式46)

其中I₀表示在DCM模式下和CCM模式下的平均输出电流；因而OCP机制被触发。

如图16所示，比较器1614接收阈值电压2615(例如，V_th1)和电压2617，并生成输出信号2619。在一个实施例中，如果电压2617变得比阈值电压2615(例如，3.6伏特)小，则比较器1614改变输出信号2619(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)。在另一实施例中，计时器组件1676接收输出信号2619并生成信号1688。

根据一个实施例，响应于输出信号2619的改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)，计时器组件1676开始计时以确定输出信号2619是否在预定时段内保持不变(例如，处于逻辑高电平)。例如，如果输出信号2619被确定为自从其改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)之后在预定时段内保持不变(例如，处于逻辑高电平)，则计时器组件1676改变信号1688(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)。在另一示例中，如果输出信号2619被确定为自从其改变(例如，从逻辑低电平变为逻辑高电平)之后并未在预定时段内保持不变(例如，并未保持处于逻辑高电平)，则计时器组件1676不改变信号1688(例如，信号1688保持处于逻辑低电平)。

根据另一实施例，如果输出信号2619被确定为自从其从逻辑低电平变为逻辑高电平之后在预定时段期间从逻辑高电平变回逻辑低电平，则计时器组件1676重置计时器，并且信号1688保持处于逻辑低电平。例如，在输出信号2619被确定为从逻辑高电平变回逻辑低电平之后，如果输出信号2619又从逻辑低电平变为逻辑高电平，则计时器组件1676再次确定自从输出信号2619从逻辑低电平变为逻辑高电平之后其在预定时段内是否保持处于逻辑高电平不变。在另一示例中，如果输出信号2619被确定为在预定时段内保持处于逻辑高电平不变，则计时器组件1676将信号1688从逻辑低电平变为逻辑高电平。在又一示例中，如果输出信号2619被确定为并未在预定时段内保持处于逻辑高电平不变，则计时器组件1676不会改变信号1688，并且信号1688保持处于逻辑低电平。

根据一个实施例，信号1688由逻辑控制组件1628接收。例如，如果信号1688处于逻辑高电平，则逻辑控制组件1628使电源变换器1600关闭并使开关1640保持断开。在另一示例中，在电源变换器1600被关闭之后，其(例如，自动地或手动地)重新启动，并且再次开始调制。在又一示例中，开关1640在预定时段内被保持断开，其中预定时段的持续时间大于电源变换器1600的开关周期。在又一示例中，开关1640在预定时段内被保持断开，其中预定时段的持续时间大于电源变换器1600的自动恢复周期。

根据另一实施例，信号1687由逻辑控制器1628接收。例如，如果信号1687处于逻辑高电平，则逻辑控制组件1628使电源变换器1600关闭并使开关1640保持断开。在另一示例中，在电源变换器1600被关闭之后，其(例如，自动地或手动地)重新启动，并且再次开始调制。在又一示例中，开关1640在预定时段内被保持断开，其中预定时段的持续时间大于电源变换器1600的开关周期。

如上面所讨论的以及这里进一步强调的，图16仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。例如，代替电压信号2623，电压信号2625由包括电阻器2614和2618的分压器接收，并且分压器生成信号2621。

图17是根据本发明的一个实施例示出了电源变换器1600的某些组件的简化图。此图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。电源变换器1600的栅极驱动器1630包括晶体管2702和2704、非门2710和2712、与非门2720和2722、或非门2730、触发器组件2740以及单次脉冲发生器2750。退磁检测器1632包括电平转换组件1710，开关1712，触发器组件1720，电阻器1730和1732，电容器1734，电流源1740和1742，比较器1750，单次脉冲发生器1760，非门1770、1772和1774，或门1780和1782，以及与非门1790、1792和1794。例如，信号微分组件包括比较器1734和电阻器1730。在另一示例中，信号处理组件包括电平转换组件1710，触发器组件1720，单次脉冲发生器1760，非门1770和1774，或门1780和1782，以及与非门1790、1792和1794。

在一个实施例中，栅极驱动器1630接收信号1689并生成驱动信号1631，并且退磁检测器1632接收信号1689和驱动信号1631并生成退磁信号1637(例如，Demag)。例如，栅极驱动器1630的晶体管2702从非门2710处接收信号2711(例如，Dr_up)，并且栅极驱动器1630的晶体管2704从非门2712接收信号2713(例如，Dr_down)。在另一示例中，晶体管2702的源极和晶体管2704的漏极被连接至端子1686(例如，DRV)，其中端子1686被连接至场效应晶体管1640的栅极。在又一示例中，晶体管2702和2704生成驱动信号1631，该驱动信号由场效应晶体管1640和电平转换组件1710接收。在又一示例中，当开关1712被闭合时，驱动信号1631还由电容器1734接收。

在另一实施例中，电平转换组件1710接收驱动信号1631并生成信号1711(例如，Gate_sense)。例如，驱动信号1631为高电平信号，其被转换为低电平信号，并且低电平信号为信号1711。在另一示例中，信号1711由单次脉冲发生器1760、非门1770、和或门1782接收。

在又一实施例中，单次脉冲发生器1760接收信号1711并生成(例如，具有一个或多个负脉冲的)脉冲信号1761(Blanking)。例如，脉冲信号1761的一个或多个负脉冲被用于阻隔高频振荡信号成分。在另一示例中，当开关1640刚刚被断开(例如，被关断)时，此高频振荡信号成分由开关1640的漏电感和寄生电容生成。

在另一实施例中，脉冲信号1761由非门1774以及与非门1790和1794接收。例如，非门1774向应于脉冲信号1761生成信号1775，并向或门1780输出信号1775。在另一示例中，或门1780接收信号1775以及还从比较器1750(例如，Comp1)接收信号1751并生成信号1781。

图18是根据本发明的一个实施例的如图16和17所示的电源变换器1600的某些组件在DCM模式下的简化时序图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形1810表示作为时间的函数的信号2711(Dr_up)，波形1820表示作为时间的函数的信号2713(Dr_down)，波形1830表示作为时间的函数的驱动信号1631(DRV)，以及波形1840表示作为时间的函数的脉冲信号1761(Blanking)。此外，波形1850表示流经次级绕组1664的电流(Isec)，波形1860表示作为时间的函数的开关1640的漏极电压(Drain)，以及波形1870表示作为时间的函数的退磁信号1637(Demag)。

例如，开关周期包括接通时段和关断时段，而关断时段包括退磁时段。在另一示例中，波形1810在接通时段期间处于逻辑高电平，而在关断时段期间处于逻辑低电平。在又一示例中，波形1870在退磁时段期间处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平。

图19是根据本发明的另一实施例的如图16和17所示的电源变换器1600的某些组件在CCM模式下的简化时序图。该图仅仅作为示例，并且不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形1910表示作为时间的函数的信号2711(Dr_up)，波形1920表示作为时间的函数的信号2713(Dr_down)，波形1930表示作为时间的函数的驱动信号1631(DRV)，以及波形1940表示作为时间的函数的脉冲信号1761(Blanking)。此外，波形1950表示流经次级绕组1664的电流(Isec)，波形1960表示作为时间的函数的开关1640的漏极电压(Drain)，以及波形1970表示作为时间的函数的退磁信号1637(Demag)。

例如，开关周期包括接通时段和关断时段，而关断时段包括退磁时段。在另一示例中，波形1910在接通时段期间处于逻辑高电平，而在关断时段期间处于逻辑低电平。在又一示例中，波形1970在退磁时段期间处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平。

回到图17，单次脉冲发生器1760接收信号1711并生成脉冲信号1761。例如，如果信号1711从逻辑高电平变为逻辑低电平，则单次脉冲发生器1760在脉冲信号1761中生成负脉冲(例如，如由波形1840和/波形1940所示)。在另一示例中，在没有负脉冲的情况下，脉冲信号1761处于逻辑高电平(例如，如由波形1840和/波形1940所示)。在又一示例中，如由波形1840和/波形1940所示，脉冲信号1761的负脉冲具有t₂的脉冲宽度。

在一个实施例中，单次脉冲发生器2750接收信号1689并生成脉冲信号2761。例如，如果信号1689从逻辑高电平变为逻辑低电平，则响应于信号1689的下降沿，单次脉冲发生器2750在脉冲信号2761中生成正脉冲。在另一示例中，在没有正脉冲的情况下，脉冲信号2761处于逻辑低电平。

在另一实施例中，脉冲信号2761由触发器组件2740接收，其中触发器组件生成信号2741。例如，信号2741由或非门2730接收，并且或非门2730还接收信号1689并生成信号2731。在另一示例中，信号2731由与非门2722接收，其中与非门2722还被连接至与非门2720以及非门2710和2712。在又一示例中，响应于脉冲信号2761的负脉冲，非门2712在信号1689的下降沿处在信号2713中生成正脉冲(例如，如由波形1820和/波形1920所示)。在又一示例中，如由波形1820和/波形1920所示，信号2713的正脉冲具有t₁的脉冲宽度(例如，1μs)。

在又一实施例中，开关周期包括接通时段和关断时段，而关断时段包括退磁时段。例如，信号1689在接通时段期间处于逻辑高电平，而在关断时段期间处于逻辑低电平。在又一示例中，信号1773在接通时段期间处于逻辑低电平，而在关断时段期间处于逻辑高电平。

根据一个实施例，如果信号1689保持处于逻辑高电平，则晶体管2702保持被接通，并且晶体管2704保持被断开，以使得驱动信号1631保持处于逻辑高电平，并且开关1640保持可靠地闭合(例如，被可靠地接通)。例如，当开关1640被接通时，电源变换器1600在初级侧上存储能量。在另一示例中，当信号1689处于逻辑高电平时，非门1772接收处于逻辑高电平的信号1689并生成处于逻辑低电平的信号1773。在又一示例中，如果信号1773处于逻辑低电平，则开关1712被断开，并且电容器1734与端子1686(例如，DRV)断开。

根据另一实施例，如果信号1689从逻辑高电平变为逻辑低电平，则晶体管2702被关断，并且晶体管2704在信号2713的正脉冲期间(例如，如由波形1820和/波形1920所示)被接通。例如，在信号2713的正脉冲期间，驱动信号1631被可靠地从逻辑高电平拉至逻辑低电平(例如，如由波形1830和/波形1930所示)，以使开关1640被断开(例如，被关断)。

如图17所示，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测驱动信号1631的下降沿来确定。例如，在DCM模式下，退磁时段的结束通过使用至少电容器1734、电阻器1730和1732、电流源1740和1742、比较器1750、或门1780以及触发器组件1720以向或门1782输出信号1727来确定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁时段的结束通过使用信号1711来确定，其中信号1711由或门1782接收。

根据一个实施例，在DCM模式下，电容器1734、电阻器1730和1732、电流源1740和1742以及比较器1750被用于确定在每个开关周期内的退磁时段的结束。例如，比较器1750包括端子1752(例如，“+”端)和端子1754(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1752(例如，“+”端)接收电压信号1741，并且端子1754(例如，“-”端)接收电压信号1743。在又一示例中，作为响应，比较器1750向或门1780输出比较信号1751，其中或门1780生成信号1781。

根据另一实施例，在退磁时段期间，电压信号1741在量值上大于电压信号1743。例如，在退磁时段期间，

V_A＝I₂×R₂  (等式47)

V_B＝I₁×R₁  (等式48)

V_A-V_B＝V_OS＞0  (等式49)

其中V_A表示电压信号1741，并且V_B表示电压信号1743。此外，I₂表示由电流源1740提供的电流，并且I₁表示由电流源1742提供的电流。另外，V_OS表示电压信号1741减去电压信号1743的电压信号。在另一示例中，在退磁时段期间，V_OS大于零(例如，约为150mV)，并且比较信号1751处于逻辑高电平。

如图18所示，在信号2713的正脉冲之后(例如，如由波形1820所示)，晶体管2702和2704均被关断(例如，如由波形1810和1820在至少部分关断时段期间所示)，因此端子1686处于高阻态。例如，当晶体管2702和2704均变为关断时，端子1686的高阻态开始并在退磁过程的结束处结束。在另一示例中，在退磁过程的结束处，当端子1686仍处于高阻态时，开关1640的漏极电压开始谐振(例如，如由波形1860所示)，并且小电流1713当端子1686仍处于高阻态时从电容器1734通过开关1712和端子1686流动以对开关1640的寄生电容C_gd充电。在又一示例中，仅当端子1686处于高阻态时，小电流1713才影响驱动信号1631。

在又一示例中，开关1640为MOS晶体管，并且寄生电容C_gd是MOS晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容。在又一示例中，电流1713使电压信号1741突然下降，以使比较器1752将比较信号1751从逻辑高电平改变为逻辑低电平。在又一示例中，比较信号1751由或门1780接收，其中或门1780还生成信号1781。在又一示例中，比较信号1751从逻辑高电平到逻辑低电平的改变使信号1781从逻辑高电平变为逻辑低电平。

如图17所示，触发器组件1720(例如，被重置于逻辑低电平的下降沿触发的D触发器)包括端子1722(例如，“clk”端)、端子1724(例如，“D”端)、端子1726(例如，“Q”端)、端子1728(例如，端)以及端子1772(例如，“R”端)。例如，端子1772从非门1770接收信号1771，其中非门1770还接收信号1711。在另一示例中，端子1724接收处于逻辑高电平的预定电压。在又一示例中，端子1722接收信号1781。

在一个实施例中，如果端子1724接收处于逻辑高电平的预定电压，并且如果信号1781从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则触发器组件1720(例如，下降沿触发的D触发器)通过端子1726输出处于逻辑高电平的信号1727。在另一实施例中，处于逻辑高电平的信号1727由或门1782接收，并由或门1782和与非门1790使用以重置包括与非门1792和1794的RS触发器以便指示在DCM模式下的退磁时段的结束。例如，与非门1794输出退磁信号1637。在另一示例中，退磁信号1637在退磁时段期间处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平(例如，如由波形1870所示)。

在另一实施例中，在CCM模式下，当驱动信号1631处于逻辑低电平时，比较器1750的信号1751在整个时段期间保持处于逻辑高电平。例如，当驱动信号1631从逻辑低电平改变为逻辑高电平时，信号1711也从逻辑低电平改变为逻辑高电平，并且该信号由或门1782和与非门1790使用以重置包括与非门1792和1794的RS触发器以便指示在CCM模式下的退磁时段的结束。在另一示例中，与非门1794输出退磁信号1637。在又一示例中，退磁信号1637在退磁时段期间处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平(例如，如由波形1970所示)。

如图17所示，与非门1794还向触发器组件2740输出退磁信号1637。在一个实施例中，在DCM模式下，在退磁时段的结束处，退磁信号1637从逻辑高电平改变为逻辑低电平并重置触发器组件2740，以使晶体管2704被接通(例如，如由波形1820所示)并且开关1640被可靠地断开(例如，被关断)。例如，在不经过这种对触发器组件2740进行重置的情况下，开关1640可能被初级绕组1662和寄生电容C_gd生成的谐振信号错误地闭合(例如，被接通)。

在另一实施例中，在CCM模式下，在退磁时段的结束同时也是关断时段的结束处，退磁信号1637从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且驱动信号1631从逻辑低电平改变为逻辑高电平。例如，在退磁时段期间，但是在正脉冲(例如，具有t₁的脉冲宽度)之外，信号2713保持处于逻辑低电平(例如，如由波形1920所示)，并且端子1686处于高阻态(例如，如由在至少部分关断时段期间当波形1910和1920均处于逻辑低电平以使晶体管2702和2704被关断时的波形1930所示)。

例如，端子1686的高阻态开始于晶体管2702和2704均变为关断时并在退磁过程的结束处结束，其中退磁过程的结束也是关断时段的结束。在另一示例中，在退磁过程的结束处，当端子1686仍处于高阻态时，开关1640的漏极电压开始谐振(例如，如由波形1960所示)，并且当端子1686仍处于高阻态时，小电流1713从电容器1734通过开关1712和端子1686流动以对开关1640的寄生电容C_gd充电。在又一示例中，仅当端子1686处于高阻态时，小电流1713才影响驱动信号1631。在又一示例中，在退磁时段期间，开关1640的漏极电压随着时间降低(例如，如由波形1960所示)，这样即使端子1686处于高阻态(例如，如由波形1930所示)，开关1640在退磁时段期间也不会被错误地闭合(例如，被接通)。

图20是根据本发明的另一实施例示出了电源变换器1600的某些组件的简化图。此图仅仅是示例，而不应不恰当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代及修改。电源变换器1600的栅极驱动器1630包括晶体管3002和3004、非门3010和3012、与非门3020和3022、或非门3030、触发器组件3040以及单次脉冲发生器3050。退磁检测器1632包括电平转换组件2010，开关2012，触发器组件2020，电阻器2030、2032、2034和2036，电流源2040、2042和2044，缓冲器2050，单次脉冲发生器2060，电阻器2062，非门2070、2072和2074，或门2080和2082，以及与非门2090、2092和2094。例如，共栅比较器包括晶体管2030、2032、2034和2036，电流源2040、2042和2044以及电阻器2062。在另一示例中，信号处理组件包括电平转换组件2010，触发器组件2020，缓冲器2050，单次脉冲发生器2060，非门2070和2074，或门2080和2082，以及与非门2090、2092和2094。

在一个实施例中，栅极驱动器1630接收信号1689并生成驱动信号1631，并且退磁检测器1632接收信号1689和驱动信号1631并生成退磁信号1637(例如，Demag)。例如，栅极驱动器1630的晶体管3002从非门3010处接收信号3011(例如，Dr_up)，并且栅极驱动器1630的晶体管3004从非门3012接收信号3013(例如，Dr_down)。在另一示例中，晶体管3002和3004生成驱动信号1631。在又一示例中，当开关2012被闭合时，驱动信号1631还由电阻器2062和晶体管2036接收。

在另一实施例中，电平转换组件2010接收驱动信号1631并生成信号2011(例如，Gate_sense)。例如，驱动信号1631为高电压信号，其被转换为低电压信号，并且低电压信号为信号2011。在另一示例中，信号2011由单次脉冲发生器2060、非门2070、和或门2082接收。

根据一个实施例，单次脉冲发生器2060接收信号2011并生成(例如，具有一个或多个负脉冲的)脉冲信号2061(例如，Blanking)。例如，脉冲信号2061的一个或多个负脉冲被用于阻隔高频振荡信号成分。在另一示例中，此高频振荡信号成分由开关1640的漏电感和寄生电容在开关1640刚刚被断开(例如，被关断)时生成。

根据另一实施例，脉冲信号2061由非门2074以及与非门2090和2094接收。例如，非门2074响应于脉冲信号2061生成信号2075，并向或门2080输出信号2075。在另一示例中，或门2080接收信号2075以及还从缓冲器2050接收信号2051并生成信号2081。

如图20所示，单次脉冲发生器2060接收信号2011并生成脉冲信号2061。例如，如果信号2011从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则单次脉冲发生器2060在脉冲信号2061中生成负脉冲。在另一示例中，在没有负脉冲的情况下，脉冲信号2061处于逻辑高电平。

在一个实施例中，单次脉冲发生器3050接收信号1689并生成脉冲信号3061。例如，如果信号1689从逻辑高电平变为逻辑低电平，则响应于信号1689的下降沿，单次脉冲发生器3050在脉冲信号3061中生成正脉冲。在另一示例中，在没有正脉冲的情况下，脉冲信号3061处于逻辑低电平。

在另一实施例中，脉冲信号由触发器组件3040接收，其中触发器组件生成信号3041。例如，信号3041由或非门3030接收，并且或非门3030还接收信号1689并生成信号3031。在另一示例中，信号3031由与非门3022接收，其中与非门3022还被连接至与非门3020以及非门3010和3012。在又一示例中，响应于脉冲信号3061的负脉冲，非门3012在信号1689的下降沿处在信号3013中生成正脉冲。

在又一实施例中，开关周期包括接通时段和关断时段，而关断时段包括退磁时段。例如，信号1689在接通时段期间处于逻辑高电平，而在关断时段期间处于逻辑低电平。在又一示例中，信号2073在接通时段期间处于逻辑低电平，而在关断时段期间处于逻辑高电平。

根据一个实施例，如果信号1689保持处于逻辑高电平，则晶体管3002保持为接通，并且晶体管3004保持为断开，以使得驱动信号1631保持处于逻辑高电平，并且开关1640可靠地保持闭合(例如，被可靠地接通)。例如，当开关1640被接通时，电源变换器1600在初级侧上存储能量。在另一示例中，当信号1689处于逻辑高电平时，非门2072接收处于逻辑高电平的信号1689并生成处于逻辑低电平的信号2073。在又一示例中，如果信号2073处于逻辑低电平，则开关2012被断开，并且电阻器2062和晶体管2034从端子1686(例如，DRV)断开。

根据另一实施例，如果信号1689从逻辑高电平变为逻辑低电平，则晶体管3002被关断，并且晶体管3004在信号3013的正脉冲期间被接通。例如，在信号3013的正脉冲期间，驱动信号1631被可靠地从逻辑高电平拉至逻辑低电平，以使开关1640被断开(例如，被关断)。

如图20所示，对于DCM模式和CCM模式二者而言，退磁时段的起始通过检测驱动信号1631的下降沿来确定。例如，在DCM模式下，退磁时段的结束通过使用至少晶体管2030、2032、2034和2036，电流源2040、2042和2044，电阻器2062，缓冲器2050，或门2080，以及触发器组件2020以向或门2082输出信号2027来确定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁时段的结束通过使用信号2011来确定，其中信号2011由或门2082接收。

根据一个实施例，在DCM模式下，晶体管2030、2032、2034和2036，电流源2040、2042和2044，电阻器2062以及缓冲器2050被用于确定每个开关周期内的退磁时段的结束。例如，在信号3013的正脉冲之后，晶体管3002和3004(例如，至少在部分关断时段期间)均被关断，因而端子1686处于高阻态。在另一示例中，当晶体管3002和3004均变为关断时，端子1686的高阻态开始，并且高阻态在退磁过程的结束处结束。在又一示例中，在退磁过程的结束处，当端子1686仍处于高阻态时，开关1640的漏极电压开始谐振，并且小电流2013通过开关2012和端子1686从晶体管2030流出以对开关1640的寄生电容器C_gd进行充电。在又一示例中，仅当端子1686处于高阻态时，小电流2013才影响驱动电流1631。

在又一示例中，当开关1640的漏极电压降低时，由于开关1640的寄生电容的存在，驱动信号1631变为负电压，甚至小于-I₀×R，其中I₀表示流经电阻器2062的电流，并且R表示电阻器2062的电阻。在另一示例中，开关1640是MOS晶体管，并且寄生电容器C_gd是在MOS晶体管栅极和漏极之间的寄生电容。在又一示例中，如果驱动信号1631变为小于-I₀×R，则晶体管2032被关断，而晶体管2034被接通，从而缓冲器2050将其输出信号2051从逻辑高电平改变为逻辑低电平。

根据另一实施例，输出信号2051由或门2080接收，其中或门2080还生成信号2081。在又一示例中，输出信号2051从逻辑高电平到逻辑低电平的改变使信号2081从逻辑高电平改变为逻辑低电平。

如图20所示，触发器组件2020(例如，下降沿触发的D触发器)包括端子2022(例如，“clk”端)、端子2024(例如，“D”端)、端子2026(例如，“Q”端)、端子2028(例如，端)以及端子2072(例如，“R”端)。例如，端子2072从非门2070接收信号2071，其中非门还接收信号2011。在另一示例中，端子2024接收处于逻辑高电平的预定电压。在又一示例中，端子2022接收信号2081。

在一个实施例中，如果端子2024接收处于逻辑高电平的预定电压，并且如果信号2081从逻辑高电平改变为逻辑低电平，则触发器组件2020(例如，下降沿触发的D触发器)通过端子2026输出处于逻辑高电平的信号2027。在另一实施例中，处于逻辑高电平的信号2027由或门2082接收并由或门2082和与非门2090使用以重置包括与非门2092和2094的RS触发器，以便于指示在DCM模式下退磁时段的结束。例如，与非门2094输出退磁信号1637。在另一示例中，退磁信号1637在退磁时段内处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平。

在另一实施例中，在CCM模式下，当驱动信号1631处于逻辑低电平时，缓冲器2050的输出信号2051在整个时段期间保持处于逻辑高电平。例如，当驱动信号1631从逻辑低电平改变为逻辑高电平时，信号2011也从逻辑低电平改变为逻辑高电平，并且该信号由或门2082和与非门2090使用以重置包括与非门2092和2094的RS触发器以便指示在CCM模式下的退磁时段的结束。在另一示例中，与非门2094输出退磁信号1637。在又一示例中，退磁信号1637在退磁时段期间处于逻辑高电平，而在退磁时段之外处于逻辑低电平。

如图20所示，与非门2094还向触发器组件3040输出退磁信号1637。在一个实施例中，在DCM模式下，退磁信号1637在退磁时段的结束处从逻辑高电平改变为逻辑低电平并重置触发器组件3040，以使晶体管3004被接通并且开关1640被可靠地断开(例如，被关断)。例如，在不经过这种对触发器组件3040进行重置的情况下，开关1640可能通过初级绕组1662和寄生电容C_gd生成的谐振信号被错误地闭合(例如，被接通)。

在另一实施例中，在CCM模式下，退磁信号1637在退磁时段的结束同时也是关断时段的结束处从逻辑高电平改变为逻辑低电平，并且驱动信号1631从逻辑低电平改变为逻辑高电平。例如，在退磁时段期间，但是在正脉冲之外，信号3013保持处于逻辑低电平，并且端子1686处于高阻态(例如，当晶体管3002和3004均在至少部分关断时段期间被关断时)。在另一示例中，端子1686的高阻态在晶体管3002和3004变为关断时开始，并在退磁过程的结束处结束，其中退磁过程的结束也是关断时段的结束。在又一示例中，在退磁过程的结束处，开关1640的漏极电压在端子1686仍处于高阻态时开始谐振，并且小电流2013在端子1686仍处于高阻态时从晶体管2030和电阻器2062通过开关2012和端子1686流动以对开关1640的寄生电容C_gd充电。在又一示例中，仅当端子1686处于高阻态时，小电流2013才影响驱动信号1631。在又一示例中，在退磁时段期间，开关1640的漏极电压随着时间降低，这样即使端子1686处于高阻态，开关1640在退磁时段期间也不会被错误地闭合(例如，被错误地接通)。

根据另一实施例，用于保护电源变换器的系统控制器包括第一控制器端子，该第一控制器端子被配置成向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括第二控制器端子，该第二控制器端子被配置成从感测电阻器接收感测电压。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。系统控制器被配置成处理与感测电压和基准电压相关联的信息，确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，以及响应于平均输出电流大于阈值电流，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。电流阈值等于第一比值乘以第二比值。该第一比值等于初级绕组的第一匝数除以次级绕组的第二匝数，并且第二比值等于基准电压除以感测电阻器的电阻。例如，至少根据图10和/或图16来实现该系统控制器。

根据又一实施例，用于保护电源变换器的系统控制器包括调制和驱动组件，该组件被配置成生成驱动信号并且向开关输出该驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括过流保护组件，该组件被配置成从调制和驱动组件接收驱动信号、从感测电阻器接收感测电压、接收退磁信号、并至少部分基于驱动信号、感测电压以及退磁信号生成保护信号。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值，并且退磁信号与一个或多个退磁时段相关联。过流保护组件还被配置成至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号来确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于电源变换器的平均输出电流被确定为大于该电流阈值，将保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平。调制和驱动组件还被配置成接收保护信号，并响应于保护信号处于第二逻辑电平，生成驱动信号以使开关断开并且保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。例如，至少根据图10和/或图16来实现该系统控制器。

根据又一实施例，用于电源变换器的系统控制器包括第一控制器端子，该第一控制器端子被配置成向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括第二控制器端子，该第二控制器端子被配置成在一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号。系统控制器被配置成处理与该一个或多个输入信号相关联的信息，至少部分基于一个或多个输入信号确定与电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值，并且响应于与电源变换器相关联的温度大于该预定温度阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。另外，系统控制器还被配置成处理与一个或多个输入信号相关联的信息，至少部分基于该一个或多个输入信号确定与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值，并且响应于与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压大于该预定电压阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。此外，系统控制器还被配置成处理与一个或多个输入信号相关联的信息，并且至少部分基于该一个或多个输入信号生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。例如，至少根据图10、图11、图14、和/或图15来实现该系统控制器。

根据又一实施例，用于电源变换器的系统控制器包括调制组件，该调制组件被配置成生成调制信号。该调制信号与一个或多个开关周期相关联。此外，系统控制器包括驱动组件和退磁检测组件，其中驱动组件被配置成接收调制信号，并且该组件通过控制器端子被耦合至第一开关以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，而退磁检测组件被配置成从调制组件接收调制信号，向控制器端子输出第二电流以及至少部分基于与调制信号和第二电流相关联的信息生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且该退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。例如，至少根据图16、图17和/或图20来实现该系统控制器。

根据又一实施例，用于保护电源变换器的方法包括向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组，并且驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括从感测电阻器接收感测电压。感测电压表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。对开关输出驱动信号包括处理与感测电压和基准电压相关联的信息、确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于该平均输出电流大于该阈值电流，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经电源变换器的次级绕组的第二电流有关。电流阈值等于第一比值乘以第二比值。该第一比值等于初级绕组的第一匝数除以次级绕组的第二匝数，并且第二比值等于基准电压除以感测电阻的阻值。例如，至少根据图10和/或图16来实现该方法。

根据又一实施例，用于保护电源变换器的方法包括生成驱动信号。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。电源变换器还包括被耦合至初级绕组的次级绕组。另外，该方法包括接收驱动信号、感测电压和退磁信号。感测电压由感测电阻器生成并且表示流经电源变换器的初级绕组的第一电流的量值。退磁信号与一个或多个退磁时段相关联。此外，该方法包括至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号生成保护信号。生成保护信号包括至少部分基于驱动信号、感测电压和退磁信号确定电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于电源变换器的平均输出电流被确定为大于该电流阈值，将保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平。另外，该方法包括接收保护信号，并且响应于该保护信号处于第二逻辑电平生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。电源变换器的平均输出电流与流经次级绕组的第二电流有关。例如，至少基于图10和/或图16来实现该方法。

根据又一实施例，用于电源变换器的方法包括向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流。该驱动信号与一个或多个开关周期相关联。此外，该方法包括在一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号，处理与该一个或多个输入信号相关联的信息、至少部分基于该一个或多个输入信号确定与电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值，并且响应于与电源变换器相关联的温度大于该预定温度阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。此外，该方法包括至少部分基于一个或多个输入信号确定与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值，并且响应于与电源变换器的次级绕组相关联的输出电压大于该预定电压阈值，生成驱动信号以使开关断开并保持断开以保护电源变换器。另外，该方法包括至少部分基于一个或多个输入信号生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且该退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。例如，至少根据图10、图11、图14和/或图15来实现该方法。

根据又一实施例，用于电源变换器的方法包括生成与一个或多个开关周期相关联的调制信号，接收调制信号以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，至少部分基于该调制信号输出第二电流，并且至少部分基于与该调制信号和该第二电流相关联的信息生成退磁信号。对于一个或多个开关周期中的每一个周期，退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段，并且退磁信号在退磁时段期间处于第一逻辑电平，而在退磁时段之外处于第二逻辑电平。例如，至少根据图16、图17和/或图20来实现该方法。

例如，本发明的各种实施例的一些或全部组件每个都通过使用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件和硬件组件的一个或多个组合，单独地和/或与至少另一组件相结合地实现。在另一示例中，本发明的各种实施例的一些或全部组件每个都单独地和/或与至少另一组件相结合地实现在一个或多个电路中，该一个或多个电路例如是一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路。在又一示例中，本发明的各种实施例和/或示例能够被组合在一起。

尽管已经描述了本发明的具体的实施例，但是本领域普通技术人员将要理解的是存在于所描述的实施例等效的其他实施例。因此，应当理解的是本发明不由具体的已说明的实施例限制，而仅由所附的权利要求的范围来限制。

Claims (38)

1.一种用于保护电源变换器的系统控制器，所述系统控制器包括：

第一控制器端子，该第一控制器端子被配置为向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述电源控制器还包括被耦合至所述初级绕组的次级绕组，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；以及

第二控制器端子，该第二控制器端子被配置为从感测电阻器接收感测电压，所述感测电压表示流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流的量值；

其中所述系统控制器被配置为：

处理与所述感测电压和基准电压相关联的信息；

确定所述电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，所述电源变换器的所述平均输出电流与流经所述次级绕组的第二电流有关；并且

响应于所述平均输出电流大于阈值电流，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以保护所述电源变换器；

其中所述电流阈值等于第一比值乘以第二比值，所述第一比值等于所述初级绕组的第一匝数除以所述次级绕组的第二匝数，所述第二比值等于所述基准电压除以所述感测电阻器的电阻。

2.根据权利要求1所述的系统控制器，还被配置为：响应于所述平均输出电流大于所述阈值电流，在不经过任何调制的情况下生成所述驱动信号以使得所述开关断开。

3.根据权利要求1所述的系统控制器，还被配置为：响应于所述平均输出电流大于所述阈值电流，生成所述驱动信号以使得所述开关在持续时间大于所述一个或多个开关周期中的一个开关周期的时段内保持断开。

4.一种用于保护电源变换器的系统控制器，所述系统控制器包括：

调制和驱动组件，该调制和驱动组件被配置为生成驱动信号并向开关输出所述驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述电源变换器还包括被耦合至所述初级绕组的次级绕组，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；

过流保护组件，该过流保护组件被配置为从所述调制和驱动组件接收所述驱动信号，从感测电阻器接收感测电压，接收退磁信号，并且至少部分基于所述驱动信号、所述感测电压和所述退磁信号来生成保护信号，所述感测电压表示流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流的量值，所述退磁信号与一个或多个退磁时段相关联；

其中：

所述过流保护组件还被配置为至少部分基于所述驱动信号、所述感测电压和所述退磁信号确定所述电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于所述电源变换器的所述平均输出电流被确定为大于所述电流阈值，将所述保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平；并且

所述调制和驱动组件还被配置为接收所述保护信号，并响应于所述保护信号处于所述第二逻辑电平，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并保持断开以保护所述电源变换器；

其中所述电源变换器的所述平均输出电流与流经所述次级绕组的第二电流有关。

5.根据权利要求4所述的系统控制器，其中所述电流阈值等于第一比值乘以第二比值，所述第一比值等于所述初级绕组的第一匝数除以所述次级绕组的第二匝数，所述第二比值等于所述基准电压除以所述感测电阻器的电阻。

6.根据权利要求4所述的系统控制器，其中所述调制和驱动组件还被配置为：响应于所述保护信号处于所述第二逻辑电平，在不经过任何调制的情况下生成所述驱动信号以使得所述开关断开。

7.根据权利要求4所述的系统控制器，其中所述调制和驱动组件还被配置为：响应于所述保护信号处于所述第二逻辑电平，生成所述驱动信号以使得所述开关在持续时间大于所述一个或多个开关周期中的一个开关周期的时段内保持断开。

8.根据权利要求4所述的系统控制器，其中所述过流保护组件包括：

采样保持组件，该采样保持组件被配置为接收所述驱动信号和所述感测信号，并至少部分基于所述驱动信号和所述感测信号生成第一信号；

集成组件，该集成组件被配置为接收所述第一信号和所述退磁信号，并至少部分基于所述第一信号、所述退磁信号和基准电压生成第二信号；

比较器，该比较器被配置为接收所述第二信号和阈值信号，并至少部分基于所述第二信号和所述阈值信号生成比较信号；以及

计时器组件，该计时器组件被配置为接收所述比较信号并至少部分基于所述比较信号生成所述保护信号。

9.一种用于电源变换器的系统控制器，所述系统控制器包括：

第一控制器端子，该第一控制器端子被配置为向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；以及

第二控制器端子，该第二控制器端子被配置为在所述一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号；

其中所述系统控制器被配置为：

处理与所述一个或多个输入信号相关联的信息；

至少部分基于所述一个或多个输入信号确定与所述电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值；

响应于与所述电源变换器相关联的所述温度大于所述预定温度阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以保护所述电源变换器；

其中所述系统控制器还被配置为：

处理与所述一个或多个输入信号相关联的信息；

至少部分基于所述一个或多个输入信号确定与所述电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值；并且

响应于与所述电源变换器的所述次级绕组相关联的所述输出电压大于所述预定电压阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以保护所述电源变换器；

其中所述系统控制器还被配置为：

处理与所述一个或多个输入信号相关联的信息；

至少部分基于所述一个或多个输入信号生成退磁信号；

其中，对于所述一个或多个开关周期中的每个开关周期，

所述退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段；并且

所述退磁信号在所述退磁时段期间处于第一逻辑电平并且在所述退磁时段之外处于第二逻辑电平。

10.根据权利要求9所述的系统控制器，还包括：

处理与所述一个或多个输入信号和所述驱动信号相关联的信息；并且

至少部分基于所述一个或多个输入信号和所述驱动信号生成所述退磁信号。

11.根据权利要求9所述的系统控制器，其中：

所述第一逻辑电平是逻辑高电平；并且

所述第二逻辑电平是逻辑低电平。

12.根据权利要求9所述的系统控制器，还被配置为：响应于与所述电源变换器相关联的所述温度大于所述预定温度阈值，在不经过任何调制的情况下生成所述驱动信号以使得所述开关断开。

13.根据权利要求9所述的系统控制器，还被配置为：响应于与所述电源变换器相关联的所述温度大于所述预定温度阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关在持续时间大于所述一个或多个开关周期中的一个开关周期的第一时段内保持断开。

14.根据权利要求9所述的系统控制器，还被配置为：响应于与所述电源变换器的所述次级绕组相关联的所述输出电压大于所述预定电压阈值，在不经过任何调制的情况下生成所述驱动信号以使得所述开关断开。

15.根据权利要求9所述的系统控制器，还被配置为：响应于与所述电源变换器的所述次级绕组相关联的所述输出电压大于所述预定电压阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关在持续时间大于所述一个或多个开关周期中的一个开关周期的第一时段内保持断开。

16.根据权利要求9所述的系统控制器，还包括退磁检测组件，该退磁检测组件被配置为：

处理与所述一个或多个输入信号相关联的信息；

至少部分基于所述一个或多个输入信号生成所述退磁信号。

17.根据权利要求16所述的系统控制器，其中所述退磁检测组件包括：

信号微分组件，该信号微分组件被配置为接收所述一个或多个输入信号并生成第一输出信号；

比较器组件，该比较器组件被配置为接收所述第一输出信号和基准信号，并至少部分基于所述第一输出信号和所述基准信号生成比较信号；以及

信号处理组件，该信号处理组件被配置为接收所述比较信号并至少部分基于所述比较信号生成所述退磁信号。

18.根据权利要求17所述的系统控制器，其中所述信号处理组件还被配置为接收所述驱动信号并至少部分基于所述比较信号和所述驱动信号生成所述退磁信号。

19.根据权利要求16所述的系统控制器，其中所述退磁检测组件包括：

比较器，该比较器被配置为接收第一处理后的信号和第二处理后的信号，并至少部分基于所述第一处理后的信号和所述第二处理后的信号生成第一输出信号，所述第一处理后的信号和所述第二处理后的信号二者均与所述一个或多个输入信号有关；以及

信号处理组件，该信号处理组件被配置为接收所述比较信号并至少部分基于所述比较信号生成所述退磁信号。

20.根据权利要求19所述的系统控制器，其中所述信号处理组件还被配置为接收所述驱动信号并至少部分基于所述比较信号和所述驱动信号生成所述退磁信号。

21.一种用于电源变换器的系统控制器，所述系统控制器包括：

调制组件，该调制组件被配置为生成调制信号，所述调制信号与一个或多个开关周期相关联；

驱动组件，该驱动组件被配置为接收所述调制信号，并且该驱动组件通过控制器端子被耦合至第一开关以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流；

退磁检测组件，该退磁检测组件被配置为从所述调制组件接收所述调制信号、向所述控制器端子输出第二电流、并至少基于与所述调制信号和所述第二电流相关联的信息生成退磁信号；

其中，对于所述一个或多个开关周期中的每个开关周期，

所述退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段；并且

所述退磁信号在所述退磁时段期间处于第一逻辑电平并且在所述退磁时段之外处于第二逻辑电平。

22.根据权利要求21所述的系统控制器，其中所述一个或多个开关周期中的每个开关周期包括接通时段和关断时段，所述关断时段包括所述退磁时段。

23.根据权利要求22所述的系统控制器，其中所述驱动组件还被配置为使所述控制器端子在所述关断时段的至少部分时段期间进入高阻态。

24.根据权利要求23所述的系统控制器，其中：

所述退磁检测组件还被配置为：响应于所述退磁时段的结束，向所述控制器端子输出所述第二电流；并且

如果所述控制器端子处于所述高阻态，则所述第二电流从所述退磁检测组件流至所述控制器端子以影响由所述第一开关接收的驱动信号。

25.根据权利要求22所述的系统控制器，其中：

所述驱动组件包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管包括第一晶体管端子，所述第二晶体管包括第二晶体管端子，所述第一晶体管端子和所述第二晶体管端子被连接至所述控制器端子；

所述驱动组件还被配置为在所述关断时段的至少部分时段期间关断所述第一晶体管和所述第二晶体管二者。

26.根据权利要求25所述的系统控制器，其中：

所述退磁检测组件还被配置为：响应于所述退磁时段的结束，向所述控制器端子输出所述第二电流；并且

如果所述控制器端子处于所述高阻态，则所述第二电流从所述退磁检测组件流至所述控制器端子以影响由所述第一开关接收的驱动信号。

27.根据权利要求26所述的系统控制器，其中所述第一开关是包括被连接至所述控制器端子的栅极端子的第三晶体管。

28.根据权利要求21所述的系统控制器，其中：

所述第一逻辑电平是逻辑高电平；并且

所述第二逻辑电平是逻辑低电平。

29.根据权利要求21所述的系统控制器，其中所述退磁检测组件包括：

非门，该非门被配置为接收所述调制信号并生成第一输入信号；

第二开关，该第二开关被配置为接收所述第一输入信号，并且该第二开关被耦合至所述控制器端子；

信号微分组件，该信号微分组件被耦合至所述第二开关并且被配置为生成第二输入信号；

比较器组件，该比较器组件被配置为接收所述第二输入信号和基准信号，并至少部分基于所述第二输入信号和所述基准信号生成比较信号；并且

信号处理组件，该信号处理组件被配置为接收所述比较信号并至少部分基于所述比较信号生成所述退磁信号。

30.根据权利要求29所述的系统控制器，其中：

所述驱动组件被配置为：从所述调制组件接收所述调制信号并从所述信号处理组件接收所述退磁信号，至少部分基于所述调制信号和所述退磁信号生成驱动信号，以及通过所述控制器端子向所述第一开关输出所述驱动信号以便于影响流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流；并且

所述信号微分组件被配置为：如果所述第二开关被闭合，则通过所述第二开关接收所述驱动信号。

31.根据权利要求29所述的系统控制器，其中：

所述一个或多个开关周期中的所述每个开关周期包括接通时段和关断时段，所述关断时段包括所述退磁时段；并且

所述第二开关还被配置为：响应于所述第一输入信号，在所述关断时段期间被闭合以允许所述第二电流响应于所述退磁时段的结束从所述退磁检测组件流至所述控制器端子。

32.根据权利要求21所述的系统控制器，其中所述退磁检测组件包括：

非门，该非门被配置为接收所述调制信号并生成第一输入信号；

第二开关，该第二开关被配置为接收所述第一输入信号，并且该第二开关被耦合至所述控制器端子；

共栅比较器，该共栅比较器被耦合至所述第二开关，并且被配置为生成第二输入信号；以及

信号处理组件，该信号处理组件被配置为接收所述第二输入信号并至少部分基于所述第二输入信号生成所述退磁信号。

33.根据权利要求32所述的系统控制器，其中：

所述驱动组件被配置为：从所述调制组件接收所述调制信号并从所述信号处理组件接收所述退磁信号，至少部分基于所述调制信号和所述退磁信号生成驱动信号，以及通过所述控制器端子向所述第一开关输出所述驱动信号以便于影响流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流；并且

所述共栅比较器被配置为：如果所述第二开关被闭合，则通过所述第二开关接收所述驱动信号。

34.根据权利要求32所述的系统控制器，其中：

所述一个或多个开关周期中的每个开关周期包括接通时段和关断时段，所述关断时段包括所述退磁时段；并且

所述第二开关还被配置为：响应于所述第一输入信号，在所述关断时段期间被闭合以允许所述第二电流响应于所述退磁时段的结束从所述退磁检测组件流至所述控制器端子。

35.一种用于保护电源变换器的方法，所述方法包括：

向开关输出驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述电源变换器还包括被耦合至所述初级绕组的次级绕组，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；以及

从感测电阻器接收感测电压，所述感测电压表示流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流的量值；

其中所述向开关输出驱动信号包括：

处理与所述感测电压和基准电压相关联的信息；

确定所述电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，所述电源变换器的所述平均输出电流与流经所述次级绕组的第二电流有关；并且

响应于所述平均输出电流大于阈值电流，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并保持断开以保护所述电源变换器；

其中所述电流阈值等于第一比值乘以第二比值，所述第一比值等于所述初级绕组的第一匝数除以所述次级绕组的第二匝数，所述第二比值等于所述基准电压除以所述感测电阻器的电阻。

36.一种用于保护电源变换器的方法，该方法包括：

生成驱动信号，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；

向开关输出所述驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述电源变换器还包括被耦合至所述初级绕组的次级绕组；

接收所述驱动信号、感测电压和退磁信号，所述感测电压由感测电阻器生成并且所述感测电压表示流经所述电源变换器的所述初级绕组的所述第一电流的量值，所述退磁信号与一个或多个退磁时段相关联；

至少部分基于所述驱动信号、所述感测电压和所述退磁信号生成保护信号，其中生成保护信号包括：至少部分基于所述驱动信号、所述感测电压和所述退磁信号确定所述电源变换器的平均输出电流是否大于电流阈值，并且响应于所述电源变换器的所述平均输出电流被确定为大于所述电流阈值，将所述保护信号从第一逻辑电平改变为第二逻辑电平；

接收所述保护信号；以及

响应于所述保护信号处于第二逻辑电平，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以包括所述电源变换器；

其中所述电源变换器的所述平均输出电流与流经所述次级绕组的第二电流有关。

37.一种用于电源变换器的方法，所述方法包括：

向开关提供驱动信号以影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关周期相关联；

在所述一个或多个开关周期期间接收一个或多个输入信号；

处理与所述一个或多个输入信号相关联的信息；

至少部分基于所述一个或多个输入信号确定与所述电源变换器相关联的温度是否大于预定温度阈值；

响应于与所述电源变换器相关联的所述温度大于所述预定温度阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以保护所述电源变换器；

至少部分基于所述一个或多个输入信号确定与所述电源变换器的次级绕组相关联的输出电压是否大于预定电压阈值；

响应于所述与所述电源变换器的所述次级绕组相关联的输出电压大于所述预定电压阈值，生成所述驱动信号以使得所述开关断开并且保持断开以保护所述电源变换器；以及

至少部分基于所述一个或多个输入信号生成退磁信号；

其中，对于所述一个或多个开关周期中的每个开关周期，

所述退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段；并且

所述退磁信号在所述退磁时段期间处于第一逻辑电平并且在所述退磁时段之外处于第二逻辑电平。

38.一种用于电源变换器的方法，所述方法包括：

生成与一个或多个开关周期相关联的调制信号；

接收所述调制信号以便于影响流经电源变换器的初级绕组的第一电流；

至少部分基于所述调制信号输出第二电流；以及

至少基于与所述调制信号和所述第二电流相关联的信息生成退磁信号；

其中，对于所述一个或多个开关周期中的每个开关周期，

所述退磁信号表示与退磁过程有关的退磁时段；并且

所述退磁信号在所述退磁时段期间处于第一逻辑电平并且在所述退磁时段之外处于第二逻辑电平。