CN113765068A - 开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路 - Google Patents

开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路 Download PDF

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Abstract

公开了一种开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路。通过根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线确定过流参考阈值，当输出电流采样信号和过流参考阈值满足预定条件时，生成过流保护触发信号，以使得开关型变换器进入保护状态。由此，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。

Description

开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路。
背景技术
为了减少安全隐患，开关型变换器需要在不同的输出电压下，满足LPS(LimitedPower Source，限功率电源)的规范。具体而言，LPS规定了开关型变换器的输出电压、输出电流和输出功率。为了防止输出电流过流或输出功率过高对电路造成损坏，通常需要在开关型变换器中设置过流保护电路，当输出电流超过一定值时，控制开关型变换器关闭，以降低安全隐患。
现有技术中的过流保护方法，在输出电压较低时，过流保护点较大，超过LPS对输出电流的限制。也即，不能实现同时满足LPS要求和过流保护。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供一种开关型变换器及其对应的控制方法和控制电路，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。
第一方面，本发明实施例提供了一种控制方法，应用于开关型变换器，所述方法包括：
根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系；以及
响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述过流保护触发信号用于使得所述开关型变换器的功率开关关断，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述方法还包括：
响应于未生成所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
在一些实施例中，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
在一些实施例中，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，通过辅助电压采样信号确定所述输出电压采样信号；
其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压来获得。
在一些实施例中，所述输出电流采样信号通过如下步骤获取：
根据所述辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述变压器处于退磁期间；以及
根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
在一些实施例中，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
在一些实施例中，所述根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号包括：
在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，保持电流确定电路的滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号；
在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零；以及
通过所述电流确定电路的滤波电路生成所述输出电流采样信号。
第二方面，本发明实施例提供了一种控制电路，应用于开关型变换器，所述控制电路包括：
过流保护电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系；以及
控制信号生成电路，被配置为响应于接收到所述过流保护触发信号，控制所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述控制信号生成电路还被配置为响应于未接收到所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
在一些实施例中，所述过流保护电路包括：
参考阈值生成电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值；以及
触发信号生成电路，被配置为响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号。
在一些实施例中，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
在一些实施例中，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，所述参考阈值生成电路包括：
输出电压采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取输出电压采样信号，其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压获取；以及
阈值确定电路，被配置为根据所述输出电压采样信号和所述过流保护曲线确定所述过流参考阈值。
在一些实施例中，所述过流保护电路还包括：
输出电流检测电路，被配置为根据所述辅助电压采样信号和原边电流采样信号获取输出电流采样信号，所述原边电流采样信号用于表征流过所述原边绕组的电流。
在一些实施例中，所述输出电流检测电路包括：
退磁时间采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述开关型变换器的变压器处于退磁期间；
电流峰值采样电路，被配置为根据所述原边电流采样信号获取电流峰值采样信号；以及
电流确定电路，被配置为根据所述退磁时间采样信号和所述电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
在一些实施例中，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
在一些实施例中，所述触发信号生成电路包括：
比较电路，被配置为获取所述输出电流采样信号和所述过流参考阈值的比较结果；以及
计时电路，被配置为响应于所述比较结果为输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长，输出所述过流保护触发信号。
在一些实施例中，所述电流确定电路包括：
第一输入端，被配置为接收所述电流峰值采样信号；
第一输出端，被配置为输出所述输出电流采样信号；
第一开关；
滤波电路，与所述第一开关串联在所述第一输入端和第一输出端之间，至少包括一个电容；
第二开关，与所述第一开关串联在所述第一输入端和接地端之间；以及
逻辑电路，被配置为在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，控制所述第一开关导通，第二开关关断，以保持所述滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号，在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零，以使得所述滤波电路输出所述输出电流采样信号。
第三方面，本发明实施例提供了一种开关型变换器，所述开关型变换器包括：
功率级电路，至少包括功率开关；以及
如第二方面所述的控制电路。
第三方面，本发明实施例提供了一种集成电路，所述集成电路包括第二方面所述的控制电路。
本发明实施例的技术方案通过根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线确定过流参考阈值，当输出电流采样信号和过流参考阈值满足预定条件时，生成过流保护触发信号，以使得开关型变换器进入保护状态。由此，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明一个实施例的开关型变换器的电路图；
图2是本发明另一个实施例的开关型变换器的电路图；
图3是本发明实施例的控制电路的示意图；
图4是本发明实施例的开关型变换器的信号波形图；
图5是本发明实施例的过流保护电路的电路图；
图6是本发明实施例的电流确定电路的电路图；
图7是本发明一个实施例的过流保护曲线的示意图；
图8是本发明另一个实施例的过流保护曲线的示意图；
图9是本发明又一个实施例的过流保护曲线的示意图；
图10是本发明实施例的参考阈值生成电路的电路图；
图11是本发明实施例的LPS曲线的示意图；
图12是本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明实施例的开关型变换器的电路图。在图1所示的实施例中，以所述开关型变换器为隔离式开关型变换器为例进行说明，具体包括原边侧电路和副边侧电路，原边侧电路和副边侧电路通过变压器T1连接，变压器T1将原边侧电路输出的电信号变压后输出到副边侧电路，其中，变压器T1包括原边侧电路的原边绕组Lp和副边侧电路的副边绕组Ls。
进一步地，原边侧电路将接收到的外部交流电信号Vac经过整流滤波后得到直流信号Vin，通过变压器T1(原边绕组Lp和副边绕组耦合)输出至副边侧电路，副边侧电路将接收到的电信号经过整流滤波后得到输出电压Vout，通过输出端口XP1输出。
具体地，原边侧电路包括功率级电路、辅助电压采样电路、原边电流采样电路、控制电路U1和其它电路。其中，功率级电路包括输入端A1和A2、原边整流电路、原边绕组Lp和功率开关M1。
输入端A1和A2用于接收外部电信号Vac。进一步地，所述外部电信号为交流电信号。本发明实施例对外部电信号不做限制，外部电信号可以是220V或380V的交流市电，也可以是其它交流电信号。同时，对输入端A1和A2接收电信号的方式也不做限制，其可以是通过插头的方式直接与外部电源接口连接，也可以是通过无线的方式接收外部电信号。
原边整流电路与输入端A1和A2连接，用于对外部电信号Vac进行整流。在图1所示的实施例中，原边整流电路为全桥整流电路，包括二极管D1、D2、D3和D4。
应理解，本发明实施例的整流电路不限于图1所示的方式，具有其它结构的整流电路(例如半桥整流)也同样适用。还应理解，本发明以二极管整流方式为例进行说明，但整流电路也可以采用同步整流方式，通过多个受控开关实现对外部电信号进行整流。
进一步地，原边侧电路还包括电容C1，连接在所述原边整流电路的输出端，用于对整流电路输出的电信号进行滤波。外部电信号Vac经过整流滤波后的信号为Vin。
功率开关M1和原边绕组Lp串联在整流电路的输出端和接地端之间。其中，功率开关M1受控导通和关断，以控制所述原边绕组Lp的输出电流和/或输出电压。
在本实施例中，功率开关M1为晶体管，晶体管Qa可以采用MOSFET(金属氧化物半导体晶体管，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)。应理解，双极性晶体管(bipolar junction transistor，BJT)或绝缘栅双极型晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)也可以适用于本发明实施例的技术方案。
进一步地，原边侧电路还包括电容C2、电阻R1和二极管D5，其中，电容C2和电阻R1形成并联电路，并联电路与二极管D5串联形成串联电路，串联电路连接在所述原边绕组Lp的两端，从而形成RCD缓冲电路，以吸收漏感能量，避免电压尖峰。
应理解，本发明实施例不限于图1所示的功率级电路，可以被替换为具有其它结构的功率变换器，例如，具有升压型拓扑、降压型拓扑或升降压型拓扑的开关型变换器，只要能够通过控制开关型变换器的功率开关的占空比或开关频率调节输出电流和/或电压的强度即可。
进一步地，辅助电压采样电路用于获取辅助电压采样信号，其中，所述辅助电压采样信号用于表征通过辅助绕组La两端的电压。同时，辅助绕组两端的电压还可以用于电路启动后为其它电路供电。
辅助电压采样电路还包括电阻R2和电阻R3，其中，电阻R2和电阻R3串联在所述辅助绕组的两端，构成分压网路，以在电阻R2和电阻R3的连接点输出辅助电压采样信号Vsen。
原边电流采样电路用于获取原边电流采样信号Vcs，包括电阻R4，连接在功率开关M1和接地端之间，以获得原边电流采样信号Vcs，并经过电阻R5传递到控制电路。其中，原边电流采样信号Vcs用于表征原边电流Ia，原边电流为流过原边绕组Lp的电流。
控制电路U1用于生成开关控制信号，以控制功率开关M1的占空比和开关频率，进而控制开关型变换器的输出电流和/或输出电压。同时，控制电路还用于在检测到开关型变换器的输出电流过流时，控制功率开关M1关断，以使得开关型变换器不输出电信号。
在本实施例中，副边侧电路包括副边绕组Ls、副边整流电路、副边滤波电路、功率传输协议控制模块U2和其它电路。
副边绕组Ls被配置为与原边绕组Lp耦合，从而接收原边绕组发送的电信号。
副边整流电路用于对副边绕组Ls输出的电信号进行整流。在图1所示的实施例中，副边整流电路为二极管D7，也即以半波整流方式进行整流。应理解，本发明实施例的副边整流电路不限于图1所示的半波整流方式，具有其它结构的整流电路(例如桥式整流或全波整流等)也同样适用。还应理解，本发明以二极管整流方式为例进行说明，但整流电路也可以采用同步整流方式，通过受控开关实现对电信号进行整流。
副边滤波电路用于对副边整流电路输出的电信号进行滤波。图1中通过电容C5实现滤波。
副边侧电路还包括光耦(opticalcoupler equipment，OCEP)(包括U3a和U3b)，用于将补偿信号Vcomp从副边侧电路反馈至原边侧电路，从而控制电路U1根据补偿信号控制功率开关M1的占空比和/或开关频率，以使得开关型变换器的输出电流和输出电压满足选定的电压参数和电流参数。
在一些实施例中，副边侧电路还包括负载开关SW1，连接在输出端口XP1和副边整流电路之间，被配置为受控导通或关断。在负载开关SW1导通时，输出电压Vout通过输出端口XP1为连接的充电设备进行充电。在负载开关SW1关断时，输出端口XP1不输出电信号。
功率传输(PD)协议控制模块U2通过输出端口XP1与所连接的充电设备通信，在一些实施例中，输出端口XP1为USB Type-C接口，图1中仅示出了输出端口XP1的四个引脚CC1、CC2、D+和D-，对于与输出端口XP1连接的设备，仅当PD协议握手成功后，才能传输数据，例如升高电压和电流等级。由此，当开关型变换器的输出端口XP1连接至充电设备时，充电设备会通过XP1查询功率传输协议控制模块U2内部的寄存器，确定开关型变换器允许的输出电压和输出电流，然后选定电压参数和电流参数，并告知功率传输协议控制模块U2。
功率传输协议控制模块U2实时检测输出电流Iout和输出电压Vout，一旦输出功率或输出电流超过限定值，则立即关闭负载开关SW1。例如，输出电压范围最大可以达到3.3V-21V、输出功率不得超过100W、输出电流不得超过8A等。在一种实现方式中，通过连接在输出端口XP1和接地端之间的电阻R8实现输出电流Iout的采样。
为了便于说明，图2给出了本发明另一个实施例的开关型变换器的示意图。图2仅示出了控制电路U1的各个引脚，以及与各个引脚连接的电路。在图2所示的实施例中，控制电路U1包括八个引脚，具体如下：
引脚VCC用于接收供电电压。具体地，辅助绕组La两端的电压经过二极管D6和电容C3的整流滤波后，输出至控制电路U1的VCC引脚，为控制电路U1供电。
引脚NC为空脚。本实施例中，NC引脚没有用途，只是限于封装形式而存在。
引脚FB用于接收辅助电压采样信号Vsen，辅助电压采样信号Vsen用于表征副边绕组两端的电压。
引脚COMP与光耦U3连接。光耦U3输出的补偿信号Vcomp经过电容C4滤波后，输出至控制电路U1的引脚COMP。
引脚HV连接在原边整流电路的输出端，用于接收原边整流电路的输出电压，并将该电压作为启动电压。具体地，当HV引脚接收到启动电压后，控制电路U1启动，在启动后，转换为VCC引脚为控制电路U1供电。
引脚DRV与功率开关M1连接，用于输出开关控制信号，以控制功率开关M1的占空比和/或开关频率，以使得开关型变换器的输出电流和输出电压满足选定的电压参数和电流参数。
引脚CS与原边电流采样电路连接，用于接收原边电流采样信号Vcs。
引脚GND接地。
进一步地，图3是本发明实施例的控制电路的示意图。在图3所示的实施例中，控制电路U1包括过流保护电路1和控制信号生成电路2。其中，当开关型变换器没有过流时，过流保护电路1不输出过流保护触发信号，或者输出的过流保护触发信号Sovp为无效信号，此时，控制信号生成电路2只受补偿信号Vcomp控制，并生成控制信号Gm，以调节开关型变换器的输出电压和/或输出电流。当过流保护电路1检测到开关型变换器过流时，输出的过流保护触发信号Sovp为有效信号，以使得所述控制信号生成电路2不输出控制信号Gm，或输出的控制信号Gm使得功率开关M1关断。
在本实施例中，控制信号生成电路2接收补偿信号Vcomp，其中，补偿信号为副边侧电路通过光耦传输至所述控制信号生成电路2。
进一步地，本发明实施例的补偿信号Vcomp用于表征输出电压Vout与期望电压的差值，其中，期望电压为功率传输协议控制模块U2获取到的充电设备的充电电压。具体地，如上所述，充电设备会通过XP1查询功率传输协议控制模块U2内部的寄存器，确定开关型变换器允许的输出电压，然后选定电压参数，并告知功率传输协议控制模块U2。由此，功率传输协议控制模块U2即可得到期望电压，同时，如图1所示，功率传输协议控制模块U2与副边侧电路的输出端连接，以获取输出电压Vout，由此，即可得到输出电压Vout和期望电压的差值信号。并将差值信号输出至光耦U3a中的发光二极管的负极，同时，光耦U3a中的发光二极管的正极通过电阻R7与副边侧电路的输出端连接，光耦根据差值信号生成补偿信号Vcomp，从而使得控制信号生成电路2根据所述补偿信号Vcomp控制功率开关的导通和关断以使得开关型变换器的输出电压Vout与期望电压相对应。
应理解，图3所示的实施例以控制信号生成电路2可以同时实现两种功能为例进行说明，即，在开关型变换器处于正常工作状态下，控制功率开关M1的占空比和/或频率，以及，在开关型变换器处于过流状态下，控制开关型变换器进行保护状态。但本发明实施例不限于上述列举的实现方式，例如，控制电路U1也可以有两个控制信号生成电路，分别为第一控制信号生成电路和第二控制信号生成电路，在开关型变换器处于正常工作状态下，第一控制信号生成电路工作，控制功率开关M1的占空比和/或频率，第二控制信号生成电路不工作。在开关型变换器处于过流状态下，第二控制信号生成电路工作，并控制开关型变换器进行保护状态，第一控制信号生成电路不工作。
具体地，图4是本发明实施例的开关型变换器的信号波形图。在图4所示的实施例中，功率开关M1的控制信号为PWM(Pulse width modulation，脉冲宽度调制)信号。通过控制PWM信号的占空比和/或频率，控制开关型变换器的输出电压和/或输出电流。由此，可以通过PWM信号实现对开关型变换器的输出电压和/或输出电流的调节，以对连接的充电设备提供合适的充电电压和/或充电电流。
进一步地，根据功率开关M1和变压器T1的工作状态可以将一个工作周期分为三个阶段。以t2-t5这个工作周期为例进行说明：
在第一阶段(t2-t3时间段)中，PWM信号为高电平，功率开关M1导通，流过原边绕组Lp的电流逐渐上升，原边绕组Lp充电。
输出电压采样信号Vsen可以表示为：
Figure BDA0003306714850000111
其中，Vsen为辅助电压采样信号，Na为辅助绕组La的匝数，Ns为副边绕组Ls的匝数，Vout为开关型变换器的输出电压。
由于Na、Np、R2、R3为定值，由此，输出电压采样信号Vsen与输出电压Vout成正比例关系，因此，在t2-t3时间段内，Vsen保持不变。
同时，原边电流采样信号Vcs的变化趋势与流过原边绕组的电流的变换趋势一致，都是逐渐增加。
第二阶段(t3-t4时间段)为变压器T1的退磁时间区间，此时，PWM信号切换为低电平，功率开关M1关断，原边绕组Lp将能量传递至副边绕组Ls，流过副边绕组Ls的电流持续下降，直到电流降为零值。
此时，输出电压采样信号Vsen可以表示为：
Figure BDA0003306714850000121
其中，Vsen为辅助电压采样信号，Vout为开关型变换器的输出电压，Na为辅助绕组La的匝数，Ns为副边绕组Lp的匝数。
由于Ns、Na，R2和R3都是定值，因此，辅助电压采样信号Vsen与输出电压Vout成正比例关系。
同时，当功率开关M1关断时，原边电流采样信号Vcs为零。
同时，变压器T1的副边绕组的副边电流Is由峰值逐渐下降至零值。由于开关型变换器的输出电流Iout为副边电流Is的平均值，副边电流Is的峰值可以根据原边电流采样信号Vcs推出，因此，通过变压器的退磁时间Tdis(时刻t3至时刻t4)，可以计算出输出电流Iout的数值。
在第三阶段(t4-t5时间段)，副边绕组Ls的电流降为零值后，由于功率开关M1尚未导通，原边绕组Lp、功率开关M1及线路的寄生电容发生谐振。使得，辅助电压采样信号Vsen在零值附近上下波动，且幅值逐渐减小，直到功率开关M1下一次导通。
由此，通过上述方法，控制信号生成电路2即可通过调节功率开关M1的占空比和/或开关频率，以使得开关型变换器的输出电流和输出电压满足选定的电压参数和电流参数。
在本实施例中，过流保护电路1用于检测开关型变换器是否过流，如果检测到开关型变换器过流，输出过流保护触发信号Sovp为有效信号，以使得控制信号生成电路2不输出控制信号Gm，或输出控制信号Gm使得功率开关M1关断。
具体地，图5是本发明实施例的过流保护电路的电路图。在图5所示的实施例中，过流保护电路U1包括输出电流检测电路11、参考阈值生成电路12和触发信号生成电路13。其中，输出电流检测电路11被配置为根据原边电流采样信号Vcs和辅助电压采样信号Vsen确定开关型变换器的输出电流采样信号Viout_ocp。参考阈值生成电路12被配置为根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值Viout_psr，所述过流保护曲线用于表征输出电压与所述过流参考阈值的对应关系。触发信号生成电路13被配置为响应于所述输出电流采样信号Viout_ocp和所述过流参考阈值Viout_psr满足预定条件，生成过流保护触发信号，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
在本实施例中，输出电流检测电路11包括退磁时间采样电路111、电流峰值采样电路112和电流确定电路113。其中，退磁时间采样电路111被配置为根据所述辅助电压采样信号Vsen获取退磁时间采样信号Tdis，所述退磁时间采样信号Tdis用于表征所述开关型变换器的变压器处于退磁时间。电流峰值采样电路112被配置为根据所述原边电流采样信号Vcs获取电流峰值采样信号Vcspk。电流确定电路113被配置为根据所述退磁时间采样信号Tdis和所述电流峰值采样信号Vcspk确定所述输出电流采样信号Viout_psr。
退磁时间采样电路111与辅助电压采样电路连接，接收辅助电压采样信号Vsen，根据辅助电压采样信号Vsen获取退磁时间采样信号Tdis，所述退磁时间采样信号Tdis用于表征所述开关型变换器的变压器处于退磁期间。具体地，结合图4，t3-t4时间段即为退磁时间采样信号Tdis。
电流峰值采样电路112与原边电流采样电路连接，接收原边电流采样信号Vcs，根据原边电流采样信号Vcs获取电流峰值采样信号Vcspk。具体地，电流峰值采样电路112确定原边电流采样信号Vcs的峰值，并保持峰值信号以输出电流峰值采样信号Vcspk。
如上所述，副边电流Is的峰值可以根据原边电流采样信号Vcs推出，因此，通过变压器的退磁时间Tdis，可以计算出输出电流Iout的数值。由此，电流确定电路113与退磁时间采样电路111和电流峰值采样电路112的输出端连接，接收退磁时间采样信号Tdis_knee和电流峰值采样信号Vcspk，并根据所述退磁时间采样信号Tdis_knee和所述电流峰值采样信号Vcspk确定所述输出电流采样信号Viout_psr。
具体地，图6是本发明实施例的电流确定电路的电路图。如图6所示，电流确定电路113包括输入端B1、输出端B2、开关SW2、开关SW3、滤波电路和逻辑电路。其中，逻辑电路被配置为根据功率开关M1的控制信号PWM和表征变压器退磁结束时刻的指示信号Tdis_kee来控制开关SW2和开关SW3导通或关断，以使得在一个工作周期内，输出端B2输出的电信号Viout_psr与副边输出电流相等或接近。
具体地，在一个工作周期内，开关SW2受控在退磁期间导通，同时开关SW3关断，从而滤波电路的输入端，即E点电压为电流峰值采样信号Vcspk；在所述变压器退磁结束后，所述开关SW2受控关断，开关SW3受控导通，从而滤波电路的输入端，即E点电压为零。
在本实施例中，滤波电路为两级RC滤波器，第一级RC滤波器包括电阻R9和电容C6，串联连接在滤波电路的输入端和参考地之间，第二级RC滤波器包括电阻R10和电容C7，串联连接在电阻R9和电容C6的公共点和参考地之间，电容C7的非接地端为输出端B3。
在一个可选的实现方式中，逻辑电路为RS触发器。具体地，RS触发器的置位端S接收控制信号PWM的反信号PWMB，复位端R接收指示信号Tdis_knee，两个输出端分别为Q和Q′。结合图4中t3-t6时间段，在t3时刻，信号PWMB由低电平切换为高电平，RS触发器置位，输出端Q的输出信号为高电平，输出端Q′的输出信号为低电平，此时，SW2导通，SW3关断，E点接收电流峰值采样信号Vcspk。在t4时刻，副边电流Is下降至零，表示变压器退磁结束，因此指示信号Tdis_knee由低电平切换为高电平，RS触发器复位，输出端Q的输出信号为低电平，输出端Q′的输出信号为高电平，此时，SW2关断，SW3导通，E点接收零电压直到持续到t6时刻，即一个工作周期结束。由此，即可得到信号Viout_psr：
Figure BDA0003306714850000151
其中Tdis为变压器的退磁时间(即图2中t3-t4时间段)，Tsw为开关型变换器的工作周期(即t0-t3或t3-t6时间段)。
而副边输出电流Iout的计算公式为：
Figure BDA0003306714850000152
因此，信号Viout_psr与Iout的关系为：
Figure BDA0003306714850000153
从上式可知，信号Viout_psr与Iout成正比，因此信号Viout_psr可以表征副边输出电流Iout。
在本实施例中，参考阈值生成电路12包括输出电压采样电路121和阈值确定电路122。
在本实施例中，输出电压采样电路121被配置为获取输出电压采样信号Vout_sample。
在一个可选的实现方式中，输出电压采样电路121通过采样所述开关型变换器的输出电压以获取输出电压采样信号Vout_sample。
在另一个可选的实现方式中，输出电压采样电路121根据所述辅助电压采样信号Vsen确定输出电压采样信号Vout_sample。输出电压采样信号Vout_sample用于表征输出电压Vout。阈值确定电路122被配置为根据所述输出电压采样信号Vout_sample和所述过流保护曲线确定所述过流参考阈值。
进一步地，所述输出电压采样电路121被配置为在退磁期间(即Tis时间内)根据所述辅助电压采样信号Vsen确定输出电压采样信号Vout_sample。其中，辅助电压采样信号Vsen与输出电压Vout的关系可以表示为：
Figure BDA0003306714850000154
其中，Vsen为辅助电压采样信号，Vout为副边绕组的输出电压，Na为辅助绕组La的匝数，Ns为副边绕组Ls的匝数。
由此，通过上述公式，输出电压采样电路121即可根据所述辅助电压采样信号Vsen确定输出电压采样信号Vout_sample。其中，输出电压采样信号Vout_sample可以是等于Vout，也可以是与Vout成预定比例关系。
进一步地，阈值确定电路122根据输出电压采样信号Vout_sample和过流保护曲线确定所述过流参考阈值。
具体地，图7是本发明一个实施例的过流保护曲线的示意图。在图7所示的实施例中，横坐标为输出电压Vout，纵坐标为信号Viout_ocp，其中，信号Viout_ocp用于表征输出电流Iout。其中：
当Vout＜Vout1时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref1。
当Vout1≤Vout≤Vout2时，过流参考阈值Viout_cop随着Vout的变化而变化，在此，过流参考阈值为Viout_ocp＝K*Vout，其中，K＝-(Vref1-Vref2)/(Vout1-Vout2)。
当Vout＞Vout2时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref2。
由此，可以根据输出电压采样信号确定对应的过流参考阈值。
应理解，图7所示的过流保护曲线仅为本发明实施例的一个示例，本发明实施例对过流保护曲线的曲线不做限制，其它类型的曲线同样适用于本发明实施例的技术方案，例如，分段式过流保护曲线和曲线式过流保护曲线等。
例如，图8是本发明另一个实施例的过流保护曲线的示意图。在图8所示的实施例中，横坐标为输出电压Vout，纵坐标为信号Viout_ocp，其中，信号Viout_ocp用于表征输出电流Iout。其中：
当Vout＜Vout1时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref1。
当Vout1≤Vout≤Vout2时，过流参考阈值Viout_cop随着Vout的变化而变化，在此，过流参考阈值为Viout_ocp＝K1*Vout，其中，K1＝-(Vref1-Vref2)/(Vout1-Vout2)。
当Vout2≤Vout≤Vout3时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref2。
当Vout3≤Vout≤Vout4时，过流参考阈值Viout_cop随着Vout的变化而变化，在本实施例中，过流参考阈值为Viout_ocp＝K2*Vout，其中，K2＝-(Vref2-Vref3)/(Vout3-Vout4)。
当Vout＞Vout4时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref3。
又例如，图9是本发明又一个实施例的过流保护曲线的示意图。在图9所示的实施例中，横坐标为输出电压Vout，纵坐标为信号Viout_ocp，其中，信号Viout_ocp用于表征输出电流Iout。其中：
当Vout＜Vout1时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref1。
当Vout＞Vout2时，过流参考阈值Viout_ocp＝Vref2。
当Vout1≤Vout≤Vout2时，过流参考阈值Viout_cop随着Vout的变化而变化，变化关系曲线如图9所示。
在一个可选的实现方式中，参考阈值生成电路12可以通过处理器和存储器实现，其中，所述存储器用于存储一条或多条计算机程序指令，该计算机指令为上述Vout与Viout_ocp的关系曲线，所述一条或多条计算机程序指令被所述处理器执行，以实现获取Vout对应的过流参考阈值Viout_ocp。
在另一个可选的实现方式中，参考阈值生成电路12也可以通过电路实现。以图7所示的过流保护曲线为例进行说明，图10是本发明实施例的参考阈值生成电路的电路图。在图10所示的实施例中，I1、I1*k3、I1*k4和I1*k5分别为多个不同电流源输出的电流值，参考阈值生成电路的输入信号为Vref和Vout，输出信号为Viout_ocp，其中，Vref为参考电压，Vout为输出电压。根据图10所示的电路可知：
Viout_ocp的计算公式为：
Viout_ocp＝Rb*[I1*k3+I1*k4-I(M3)]
其中，I(M3)为流过开关M3的电流。
进一步地，I(M3)的计算公式为：
I(M3)＝I(Rd)-I(Rc)
其中，I(Rd)＝Vx/Rd，I(Rc)＝I1*k5。
根据运算放大器U5的虚短概念，同相输入端电压与反相输入端电压相同，因此Vout＝Vx+I1*k5*Rc。
由此可得：
Figure BDA0003306714850000181
也即：
Figure BDA0003306714850000182
其中，I1＝Vref/Ra。
另外，结合图7中的Vref1和Vref2，设置Rb*I1*k3＝Vref2，Rb*(I1*k3+I1*k4)＝Vref1。
由此，当Vout比较高，高于Vout2时，I(M3)>(I1*k4)，D8中电流为0，Viout_ocp＝Rb*I1*k3，即使Vout再高，Viout_ocp也不受影响，，因此Viout_ocp＝Rb*I1*k3＝Vref2。
当Vout比较低，低于Vout1，此时I(M3)电流为0，Viout_ocp＝Rb*(I1*k3+I1*k4)＝Vref1，即使Vout再低，Viout_ocp也将保持不变。
当Vout1<Vout<Vout2，Viout_ocp为：
Figure BDA0003306714850000183
由于，Rb、I1、k3、I1、k4、k5、Rc、Rd均为定值，由此，上述公式可以化简为：
Viout_ocp＝K6-K7*Vout
其中，K6、K7为常数。
由此，通过上述电路可以在Vout为不同值时，输出对应的Viout_ocp。使得不论输入电压或输出电压任何变化时，都能够提供比较精确的过流参考阈值。
进一步地，过流保护曲线可以根据LPS设置，也可以根据实际需求设置。具体地，当根据LPS设置过流保护曲线时，假设PD电源的输出功率为65W，LPS要求为：输出电压为3V-21V，最大输出电流为8A。对应的曲线如图11所示，图11分别示出了LPS限制电流Iout_lps、过流参考阈值最大值Iout_ocp_max、过流参考阈值标准值Iout_ocp_typical、过流参考阈值最小值Iout_ocp_min、输出额定电流Iout_rating与输出电压Vout的关系曲线。
最上面的曲线为LPS限制电流Iout_lps的曲线，在不同输出电压Vout下，限制电流Iout_lps各不相同。
最下面的曲线为输出额定电流Iout_rating，在不同输出电压Vout下，输出额定电流Iout_rating各不相同。
中间三条曲线为过流参考阈值，考虑到量产偏差，三条曲线分别为过流参考阈值最大值Iout_ocp_max、过流参考阈值标准值Iout_ocp_typical和过流参考阈值最小值Iout_ocp_min。本发明实施例的过流保护曲线可以为过流参考阈值最大值Iout_ocp_max。
进一步地，返回参考图5，触发信号生成电路13被配置为响应于所述输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，输出所述过流保护触发信号。进一步地，触发信号生成电路13包括比较电路CMP。其中，比较电路通过比较器CMP实现，比较器CMP的同相输入端接收信号Viout_psr，反相输入端接收过流参考阈值Viout_ocp，并输出副边输出电流Viout_psr和所述过流参考阈值Viout_ocp的比较结果。触发信号生成电路13响应于副边输出电流大于所述过流参考阈值时触发过流保护。此外，为了避免误触发，触发信号生成电路13还包括计时电路131，其被配置为响应于所述比较结果为输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长，输出所述过流保护触发信号。
具体地，在输出电流采样信号Viout_psr大于过流参考阈值Viout_ocp时，比较电路CMP输出高电平；在输出电流采样信号Viout_psr小于过流参考阈值Viout_ocp时，比较电路CMP输出低电平。计时电路131被配置为在接收到高电平时，开始计时，当计时满足预定时长，输出过流保护触发信号Sovp。
更具体地，计时电路131被配置为在接收到高电平时，开始计时，在接收到低电平时，结束计时。由此，可以在副边输出电流Viout_psr持续大于过流参考阈值Viout_ocp的时长超过预定时长时，输出过流保护触发信号Sovp。由此，可以避免由于电路的ESD(Electro-Static discharge，静电释放)、脉冲群等各种噪声对Iout的干扰而造成的误触发。
在本实施例中，控制信号生成电路2被配置为根据所述过流保护触发信号Sovp控制所述开关型变换器进入保护状态。
进一步地，当控制信号生成电路2未接收到过流保护触发信号Sovp时，生成控制信号，以控制功率开关导通或关断，使得开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定条件。当接收到过流保护触发信号Sovp时，控制功率开关关断，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
应理解，上述实施例中，以通过根据辅助电压采样信号计算得到输出电压采样信号为例进行说明，但本发明实施例对此不做限制，也可以直接采样开关变换器的输出电压。同时，以通过根据峰值电流采样信号和退磁时间采样信号计算得到输出电流采样信号为例进行说明，但本发明实施例对此同样不做限制，也可以直接采样开关变换器的输出电流。
还应理解，上述实施例中，以所述开关型变换器为隔离式开关型变换器为例进行说明，但本发明实施例对此不做限制，本发明实施例的控制电路可以应用于现有的各种开关型变换器。
本发明实施例通过根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线确定过流参考阈值，当输出电流采样信号和过流参考阈值满足预定条件时，生成过流保护触发信号，以使得开关型变换器进入保护状态。由此，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。
图12是本发明实施例的控制方法的流程图。如图12所示，本发明实施例的控制方法包括如下步骤：
步骤S100、根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系。
步骤S200、响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述过流保护触发信号用于使得所述开关型变换器的功率开关关断，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述方法还包括：
响应于未生成所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
在一些实施例中，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
在一些实施例中，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，通过辅助电压采样信号确定所述输出电压采样信号；
其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压来获得。
在一些实施例中，所述输出电流采样信号通过如下步骤获取：
根据所述辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述变压器处于退磁期间；以及
根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
在一些实施例中，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
在一些实施例中，所述根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号包括：
在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，保持电流确定电路的滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号；
在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零；以及
通过所述电流确定电路的滤波电路生成所述输出电流采样信号。
本发明实施例通过根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线确定过流参考阈值，当输出电流采样信号和过流参考阈值满足预定条件时，生成过流保护触发信号，以使得开关型变换器进入保护状态。由此，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。
进一步地，本发明实施例还提供了一种集成电路，应用于开关型变换器，所述集成电路包括：
过流保护电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系；以及
控制信号生成电路，被配置为响应于接收到所述过流保护触发信号，控制所述开关型变换器进入保护状态。
在一些实施例中，所述控制信号生成电路还被配置为响应于未接收到所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
在一些实施例中，所述过流保护电路包括：
参考阈值生成电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值；以及
触发信号生成电路，被配置为响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号。
在一些实施例中，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
在一些实施例中，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，所述参考阈值生成电路包括：
输出电压采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取输出电压采样信号，其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压获取；以及
阈值确定电路，被配置为根据所述输出电压采样信号和所述过流保护曲线确定所述过流参考阈值。
在一些实施例中，所述过流保护电路还包括：
输出电流检测电路，被配置为根据所述辅助电压采样信号和原边电流采样信号获取输出电流采样信号，所述原边电流采样信号用于表征流过所述原边绕组的电流。
在一些实施例中，所述输出电流检测电路包括：
退磁时间采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述开关型变换器的变压器处于退磁期间；
电流峰值采样电路，被配置为根据所述原边电流采样信号获取电流峰值采样信号；以及
电流确定电路，被配置为根据所述退磁时间采样信号和所述电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
在一些实施例中，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
在一些实施例中，所述触发信号生成电路包括：
比较电路，被配置为获取所述输出电流采样信号和所述过流参考阈值的比较结果；以及
计时电路，被配置为响应于所述比较结果为输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长，输出所述过流保护触发信号。
在一些实施例中，所述电流确定电路包括：
第一输入端，被配置为接收所述电流峰值采样信号；
第一输出端，被配置为输出所述输出电流采样信号；
第一开关；
滤波电路，与所述第一开关串联在所述第一输入端和第一输出端之间，至少包括一个电容；
第二开关，与所述第一开关串联在所述第一输入端和接地端之间；以及
逻辑电路，被配置为在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，控制所述第一开关导通，第二开关关断，以保持所述滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号，在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零，以使得所述滤波电路输出所述输出电流采样信号。
本发明实施例通过根据输出电压采样信号和预定的过流保护曲线确定过流参考阈值，当输出电流采样信号和过流参考阈值满足预定条件时，生成过流保护触发信号，以使得开关型变换器进入保护状态。由此，可以在满足限功率电源要求的前提下为开关型变换器提供过流保护，减小安全隐患。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (20)

1.一种控制方法，应用于开关型变换器，其特征在于，所述方法包括：
根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系；以及
响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述过流保护触发信号用于使得所述开关型变换器的功率开关关断，以使得所述开关型变换器进入保护状态。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
响应于未生成所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，通过辅助电压采样信号确定所述输出电压采样信号；
其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压来获得。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述输出电流采样信号通过如下步骤获取：
根据所述辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述变压器处于退磁期间；以及
根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述退磁时间采样信号和原边电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号包括：
在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，保持电流确定电路的滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号；
在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零；以及
通过所述电流确定电路的滤波电路生成所述输出电流采样信号。
9.一种控制电路，应用于开关型变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
过流保护电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值，响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号，所述过流保护曲线用于表征所述开关型变换器的输出电压与所述过流参考阈值的对应关系；以及
控制信号生成电路，被配置为响应于接收到所述过流保护触发信号，控制所述开关型变换器进入保护状态。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路还被配置为响应于未接收到所述过流保护触发信号，生成开关控制信号，以控制所述开关型变换器的功率开关导通或关断，使得所述开关型变换器的输出电压和/或输出电流满足预定需求。
11.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述过流保护电路包括：
参考阈值生成电路，被配置为根据表征所述开关型变换器的输出电压的输出电压采样信号和预定的过流保护曲线获取过流参考阈值；以及
触发信号生成电路，被配置为响应于表征所述开关型变换器的输出电流的输出电流采样信号和所述过流参考阈值满足预定条件，生成过流保护触发信号。
12.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述输出电压采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电压获取，所述输出电流采样信号通过采样所述开关型变换器的输出电流获取。
13.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，当所述开关型变换器被配置为隔离式开关型变换器时，所述参考阈值生成电路包括：
输出电压采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取输出电压采样信号，其中，所述辅助电压采样信号通过采样与所述隔离式开关型变换器中变压器的原边绕组耦合的辅助绕组两端的电压获取；以及
阈值确定电路，被配置为根据所述输出电压采样信号和所述过流保护曲线确定所述过流参考阈值。
14.根据权利要求13所述的控制电路，其特征在于，所述过流保护电路还包括：
输出电流检测电路，被配置为根据所述辅助电压采样信号和原边电流采样信号获取输出电流采样信号，所述原边电流采样信号用于表征流过所述原边绕组的电流。
15.根据权利要求14所述的控制电路，其特征在于，所述输出电流检测电路包括：
退磁时间采样电路，被配置为根据辅助电压采样信号获取退磁时间采样信号，所述退磁时间采样信号用于表征所述开关型变换器的变压器处于退磁期间；
电流峰值采样电路，被配置为根据所述原边电流采样信号获取电流峰值采样信号；以及
电流确定电路，被配置为根据所述退磁时间采样信号和所述电流峰值采样信号确定所述输出电流采样信号。
16.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述预定条件为所述输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长。
17.根据权利要求16所述的控制电路，其特征在于，所述触发信号生成电路包括：
比较电路，被配置为获取所述输出电流采样信号和所述过流参考阈值的比较结果；以及
计时电路，被配置为响应于所述比较结果为输出电流采样信号大于所述过流参考阈值达到预定时长，输出所述过流保护触发信号。
18.根据权利要求15所述的控制电路，其特征在于，所述电流确定电路包括：
第一输入端，被配置为接收所述电流峰值采样信号；
第一输出端，被配置为输出所述输出电流采样信号；
第一开关；
滤波电路，与所述第一开关串联在所述第一输入端和第一输出端之间，至少包括一个电容；
第二开关，与所述第一开关串联在所述第一输入端和接地端之间；以及
逻辑电路，被配置为在一个工作周期内，在所述变压器退磁期间，控制所述第一开关导通，第二开关关断，以保持所述滤波电路的输入信号为所述原边电流峰值采样信号，在检测到退磁完成时，控制所述电流确定电路的滤波电路的输入信号为零，以使得所述滤波电路输出所述输出电流采样信号。
19.一种开关型变换器，其特征在于，所述开关型变换器包括：
功率级电路，至少包括功率开关；以及
如权利要求9-18中任一项所述的控制电路。
20.一种集成电路，其特征在于，所述集成电路包括权利要求9-18中任一项所述的控制电路。
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