TWI433437B - 用於切換式電源供應器的抖頻控制電路 - Google Patents

Description

用於切換式電源供應器的抖頻控制電路

本發明係有關一種切換式電源供應器，特別是關於一種用於切換式電源供應器的抖頻控制電路及方法。

脈寬調變(Pulse Width Modulation;PWM)已經廣泛地應用在多種電子設備上。例如，在切換式電源供應器中，藉PWM控制器調變功率開關的責任周期(duty cycle)或切換頻率，以調節輸出電壓。

近年來，為了因應能源短缺與環保意識之高漲，切換式電源供應器的節能省電功能越來越受到重視，新制訂的能源法規要求切換式電源供應器在輕載及待機時的電源轉換效率亦越來越嚴苛。而切換式電源供應器在輕載及待機時，其功率開關的切換損失佔整體功率消耗相當大的比例。目前市售的電源管理積體電路(Integrated Circuit;IC)提升切換式電源供應器在輕載及待機時的電源轉換效率的方法之一，係降低其功率開關的切換頻率以有效降低切換損失。此外，切換式電源供應器相對於傳統的線性電源供應器具有小體積的優點，但也衍生出因切換元件造成電源供應器之電磁干擾(Electric-Magnetic Interference;EMI)的問題。現有的電源管理IC常利用抖頻(jittering frequency)的方法來改善EMI問題。

切換式電源供應器有許多類型。雖然各種切換式電源供應器有不同的回授迴路及PWM迴路設計，但其PWM控制器皆係據輸出回授信號控制其產生的PWM信號。而輸出回授信號可能是電壓或電流。例如，圖1的切換式電源供應器係一種具有馳返式架構的裝置，其中PWM控制器10需要光耦合器12及並聯調節器(shunt regulator)14組成的隔離式回授電路提供輸出資訊。並聯調節器14偵測馳返式電源供應器的輸出電壓Vo以控制回授電流Icomp給PWM控制器10的接腳COMP，PWM控制器10內有電路根據回授電流Icomp產生回授電壓Vcomp，其與輸出電壓Vo成比例。PWM控制器10從回授電壓Vcomp亦可得知目前馳返式電源供應器是操作在輕載或重載。

在圖1的電路中，馳返式電源供應器的輸出功率

Po=(1/2)×Lp×(X1×Vcs/Rcs)² ×fs×η=(1/2)×Lp×(X2×Vcomp/Rcs)² ×fs×η，　[公式1]

其中，Lp為變壓器T1的激磁電感，Rcs為電流感測電阻，Vcs為電流感測電阻Rcs的跨壓，fs為功率開關M1的切換頻率，η為變壓器T1的轉換效率，X1及X2為比例常數。

傳統具有抖頻之定頻切換式電源供應器的切換頻率不受輸出回授信號的影響。例如在圖1的馳返式電源供應器中，從公式1可知，若固定輸出功率Po，回授電壓Vcomp將隨切換頻率fs的抖頻而改變。參照圖2，波形20為切換頻率fs，其具有固定的抖頻頻率變化範圍Δfs，波形22為回授電壓Vcomp。當切換頻率fs上升時，回授電壓Vcomp下降。然而，這種PWM控制器在輕載及待機時無法根據回授電壓Vcomp降低切換頻率fs以減少切換損失。

傳統具有抖頻之變頻切換式電源供應器的切換頻率受輸出回授信號的調整，因此可以在輕載及待機時根據輸出回授信號降低切換頻率。以圖1的馳返式電源供應器為例，進入輕載(降頻模式)後，在固定輸出功率Po下，具有抖頻之變頻PWM控制器10根據回授電壓Vcomp降低切換頻率fs，但是回授電壓Vcomp又隨切換頻率fs的抖頻而改變，因此回授電壓Vcomp與切換頻率fs之間存在一相互關係，一來一往之間將形成新的穩態平衡點，如圖3所示，切換頻率fs及回授電壓Vcomp將由原本的波形30及32變為波形34及36，而切換頻率fs的抖頻頻率變化範圍也因此由原本的Δfs1縮小為Δfs2，造成降頻模式期間的EMI增加。

本發明的目的之一，在於提出一種用於切換式電源供應器的抖頻控制電路及方法。

本發明的目的之一，在於提出一種調整切換式電源供應器的抖頻頻率變化範圍的抖頻控制電路及方法。

本發明的目的之一，在於提出一種改善切換式電源供應器在降頻模式時的EMI問題的抖頻控制電路及方法。

根據本發明，一種用於切換式電源供應器的抖頻控制電路包括振盪器及抖頻調變器。該振盪器提供具有抖頻的時脈，其頻率決定該切換式電源供應器的切換頻率。該抖頻調變器根據輸出回授信號及一參考信號產生抖頻調整信號，以調整該抖頻頻率變化範圍。較佳者，該抖頻調變器在該切換式電源轉換器進入降頻模式時，調整該抖頻調整信號的上限及下限其中至少一個以擴大該抖頻頻率變化範圍，進而改善該切換式電源轉換器在該降壓模式期間的EMI問題。

根據本發明，一種用於切換式電源供應器的抖頻控制方法包括提供具有抖頻的時脈以決定該切換式電源供應器的切換頻率，以及根據輸出回授信號及一參考信號產生抖頻調整信號以調整抖頻頻率變化範圍。較佳者，在該切換式電源轉換器進入降頻模式時，調整該抖頻調整信號的上限及下限其中至少一個以擴大該抖頻頻率變化範圍，進而改善該切換式電源轉換器在該降壓模式期間的EMI問題。

參照圖4的實施例，在PWM控制器10中，脈寬調變器38需要的時脈CLK由本發明的抖頻控制電路40提供，以調整PWM信號Vgate之切換頻率的抖頻頻率變化範圍。此PWM控制器10可以應用在例如圖1的馳返式電源供應器，以改善該馳返式電源供應器在降頻模式期間的EMI問題。如同已熟知的PWM迴路，電流限制電路42根據時脈CLK產生電流限制信號Vcl，前緣遮蔽電路44根據接腳CS接受到的電壓Vcs產生信號Vcs_LEB，乘法器46根據信號Vcs_LEB產生信號Vcs_m，斜率補償器48根據時脈產生補償信號Vs，加法器50根據信號Vcs_m及補償信號Vs產生信號Vcs_s，比較器52根據電流限制信號Vcl、接腳COMP的回授電壓Vcomp及信號Vcs_s產生信號Sc，SR正反器54根據時脈CLK及信號Sc產生輸出Q，閘極驅動器56根據SR正反器54的輸出Q產生PWM信號Vgate給接腳GATE以切換功率開關M1。SR正反器54由時脈CLK觸發，被信號Sc重設，PWM信號Vgate及功率開關M1的切換頻率等於時脈CLK的頻率fs。

在抖頻控制電路40中，計數器58計算時脈CLK產生計數值CT，抖頻調變器60接收計數值CT、回授電壓Vcomp及振盪器62提供的參考信號Iref，並提供抖頻調整信號Vm給振盪器62，振盪器62根據抖頻調整信號Vm及回授電壓Vcomp決定時脈CLK的頻率fs，而抖頻調整信號Vm控制時脈CLK的抖頻頻率變化範圍。

參照圖4及圖5，馳返式電源供應器在正常操作模式期間，抖頻調變器60提供的抖頻調整信號Vm具有上限Vref3及下限Vref5，如波形66所示，振盪器62將其內部產生的振盪信號Vosc與抖頻調整信號Vm比較而產生時脈CLK，如波形68所示，振盪信號Vosc的上升斜率固定，因此隨著抖頻調整信號Vm的上升或下降，時脈CLK的頻率fs會跟著減少或增加，因而產生抖頻。抖頻調整信號Vm的上限Vref3及下限Vref5決定頻率fs的抖頻頻率變化範圍Δfs1，如波形64所示。當馳返式電源供應器進入降頻模式時，抖頻調變器60將抖頻調整信號Vm的上限由Vref3增加到Vref4，下限由Vref5減少到Vref6，因此抖頻頻率變化範圍由Δfs1擴大到Δfs3；同時振盪器62也根據回授電壓Vcomp降低時脈CLK的頻率fs，例如根據回授電壓Vcomp改變振盪信號Vosc的上升斜率或起始準位。參照圖3，在進入降頻模式後，由於回授電壓Vcomp與頻率fs之間的相互關係，頻率fs的抖頻頻率變化範圍Δfs3將縮小，但是Δfs3大於Δfs1，因此抖頻頻率變化範圍Δfs3縮小後的範圍將大於Δfs2，因而改善EMI問題。較佳者，抖頻頻率變化範圍Δfs3縮小後的範圍大於或等於Δfs1。

圖6係抖頻調變器60的實施例。在此實施例中，抖頻調整信號Vm係由電容Cm提供的電壓，參考信號Iref是電流，電流鏡電路76鏡射此電流Iref產生充電電流I1及放電電流I2；及閘72根據計數值CT及信號S2產生信號S3；及閘74根據計數值CT及信號S1產生信號S4；開關SW1連接在電流鏡電路76及電容Cm之間，因應信號S3使充電電流I1對電容Cm充電；開關SW2連接在電流鏡電路76及電容Cm之間，因應信號S4使放電電流I2對電容Cm放電；比較器70比較回授電壓Vcomp及臨界值Vref2產生比較信號VFR；選擇器78根據比較信號VFR從正常上限Vref3及降頻上限Vref4中選擇其中一個提供給比較器82的正輸入端，比較器82的負輸入端連接電容Cm，比較器82比較其二輸入端的電壓產生信號S5；選擇器80根據比較信號VFR從正常下限Vref5及降頻下限Vref6中選擇其中一個提供給比較器84的負輸入端，比較器84的正輸入端連接電容Cm，比較器84比較其二輸入端的電壓產生信號S6；SR正反器86包括反及閘88及90，反及閘88根據信號S2及S5產生信號S1，反及閘90根據信號S1及S6產生信號S2。

計數器係習知技術，產生具有抖頻的時脈以及根據輸出回授信號將時脈降頻亦係習知技術，因此不再詳述計數器58及振盪器62的內部電路及操作。

參照圖5及圖6，當馳返式電源供應器操作在正常操作模式時，回授電壓Vcomp大於臨界值Vref2，故比較器70產生的比較信號VFR為高準位，因此選擇器78選擇正常上限Vref3給比較器82的正輸入端作為抖頻調整信號Vm的上限，而選擇器80選擇正常下限Vref5給比較器84的負輸入端作為抖頻調整信號Vm的下限。當馳返式電源供應器進入降頻模式時，回授電壓Vcomp小於臨界值Vref2，故比較器70產生的比較信號VFR為低準位，因而使選擇器78及80分別選擇降頻上限Vref4及降頻下限Vref6作為抖頻調整信號Vm的上限及下限。

在圖6的實施例中，抖頻調變器60係藉調整抖頻調整信號Vm的上限及下限來擴大時脈CLK的抖頻頻率變化範圍，在其他實施例中，也可以僅調整抖頻調整信號Vm的上限或下限來擴大時脈CLK的抖頻頻率變化範圍。

參照圖7的實施例，和圖6的電路一樣，比較器70比較回授電壓Vcomp及臨界值Vref2產生比較信號VFR，電流電壓轉換器96的輸入端接受參考電流Iref，電流源92提供調整電流IFR，開關94連接在電流源92及電流電壓轉換器96的輸入端之間，受比較信號VFR控制，電壓電流轉換器98、100、102、104及106分別將電流電壓轉換器96輸出的電壓Vcv轉換為電流I3、I4、I5、I6及I7，開關108連接在電壓電流轉換器98的輸出端及電流電壓轉換器118的輸入端之間，開關110連接在電壓電流轉換器100的輸出端及電流電壓轉換器118的輸入端之間，開關112連接在電壓電流轉換器102的輸出端及電流電壓轉換器118的輸入端之間，開關114連接在電壓電流轉換器104的輸出端及電流電壓轉換器118的輸入端之間，開關116連接在電壓電流轉換器106的輸出端及電流電壓轉換器118的輸入端之間，來自計數器58的計數值CT包括位元B0、B1、B2、B3及B4分別控制開關108、110、112、114及116以啟動或關閉電壓電流轉換器98、100、102、104及106，因而決定總電流Isum給電流電壓轉換器118的輸入端，電流電壓轉換器118將其轉換為抖頻調整信號Vm。當馳返式電源供應器進入降頻模式時，比較信號VFR導通開關94，因而啟動電流源92以提供調整電流IFR到電流電壓轉換器96的輸入端，進而使電流電壓轉換器96的輸出端的電壓Vcv上升，隨著電壓Vcv的上升，電壓電流轉換器98、100、102、104及106提供的電流I3、I4、I5、I6及I7也跟著上升，因此總電流Isum的最大值上升，進而使抖頻調整信號Vm的上限提高，因而使時脈CLK的頻率fs的抖頻頻率變化範圍增加。圖7的實施例係藉調整抖頻調整信號Vm的上限來擴大時脈CLK的抖頻頻率變化範圍，在其他實施例中，也可以改由調整抖頻調整信號Vm的下限來擴大時脈CLK的抖頻頻率變化範圍。

圖4的實施例只是為了說明本發明的技術思想而設計的電路，並非限定本發明為該特定電路。如圖4的實施例所展示的，本發明係以抖頻控制電路40取代習知的時脈產生器，而且抖頻控制電路40係根據回授電壓Vcomp控制時脈CLK的抖頻頻率變化範圍，即可達到目的，因此PWM控制器10的其他電路皆不需要因為使用抖頻控制電路40而改變，也由此可知，其他類型的切換式電源供應器及各種不同的PWM控制器，皆可適用本發明的解決方案。在不同的實施例中，抖頻控制電路40使用的輸出回授信號可為電壓或電流，參考信號亦可為電壓或電流。

以上對於本發明之較佳實施例所作的敘述係為闡明之目的，而無意限定本發明精確地為所揭露的形式，基於以上的教導或從本發明的實施例學習而作修改或變化是可能的，實施例係為解說本發明的原理以及讓熟習該項技術者以各種實施例利用本發明在實際應用上而選擇及敘述，本發明的技術思想企圖由以下的申請專利範圍及其均等來決定。

10．．．PWM控制器

12．．．光耦合器

14．．．並聯調節器

20．．．切換頻率fs的波形

22．．．回授電壓Vcomp的波形

30．．．切換頻率fs的波形

32．．．回授電壓Vcomp的波形

34．．．切換頻率fs的波形

36．．．回授電壓Vcomp的波形

38．．．脈寬調變器

40．．．抖頻控制電路

42．．．電流限制電路

44．．．前緣遮蔽電路

46．．．乘法器

48．．．斜率補償器

50．．．加法器

52．．．比較器

54．．．SR正反器

56．．．閘極驅動器

58．．．計數器

60．．．抖頻調變器

62．．．振盪器

64．．．切換頻率fs的波形

66．．．抖頻調整信號Vm的波形

68．．．振盪信號Vosc的波形

70．．．比較器

72．．．及閘

74．．．及閘

76．．．電流鏡電路

78．．．選擇器

80．．．選擇器

82．．．比較器

84．．．比較器

86．．．SR正反器

88．．．反及閘

90．．．反及閘

92．．．電流源

94．．．開關

96．．．電流電壓轉換器

98．．．電壓電流轉換器

100．．．電壓電流轉換器

102．．．電壓電流轉換器

104．．．電壓電流轉換器

106．．．電壓電流轉換器

108．．．開關

110．．．開關

112．．．開關

114．．．開關

116．．．開關

118．．．電流電壓轉換器

圖1係習知的馳返式電源供應器；

圖2係具有抖頻之定頻切換式電源供應器的切換頻率對及回授電壓的關係圖；

圖3係具有抖頻之變頻切換式電源供應器的切換頻率對及回授電壓的關係圖；

圖4係使用本發明的抖頻控制電路的PWM控制器；

圖5係抖頻調整信號及抖頻頻率變化範圍的示意圖；

圖6係抖頻調變器的第一實施例；以及

圖7係抖頻調變器的第二實施例。

38．．．脈寬調變器

40．．．抖頻控制電路

42．．．電流限制電路

44．．．前緣遮蔽電路

46．．．乘法器

48．．．斜率補償器

50．．．加法器

52．．．比較器

54．．．SR正反器

56．．．閘極驅動器

58．．．計數器

60．．．抖頻調變器

62．．．振盪器

Claims (12)

1. 一種用於切換式電源供應器的抖頻控制電路，包括：振盪器，提供具有抖頻的時脈以決定該切換式電源供應器的切換頻率；以及抖頻調變器，連接該振盪器，根據該切換式電源供應器的輸出回授信號以及一參考信號產生抖頻調整信號給該振盪器，以控制該切換頻率的抖頻頻率變化範圍，該抖頻調變器包括：電容，提供一電壓作為該抖頻調整信號；電流鏡電路，根據該參考信號產生充電電流及放電電流；第一開關，連接在該電容及電流鏡電路之間，因應第一信號使該充電電流對該電容充電；第二開關，連接在該電容及電流鏡電路之間，因應第二信號使該放電電流對該電容放電；第一比較器，連接該電容，具有負輸入端接收該抖頻調整信號；第二比較器，連接該電容，具有正輸入端接收該抖頻調整信號；第三比較器，比較該輸出回授信號及一臨界值而產生比較信號；第一選擇器，連接該第一及第三比較器，根據該比較信號選擇正常上限及降頻上限其中一個提供給該第一比較器的正輸入端； 第二選擇器，連接該第二及第三比較器，根據該比較信號選擇正常下限及降頻下限其中一個提供給該第二比較器的負輸入端；以及正反器，連接該第一及第二比較器，根據該第一及第二比較器的輸出決定該第一及第二信號。
2. 如請求項1之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器根據該輸出回授信號決定該抖頻調整信號的上限及下限。
3. 如請求項1之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器根據該參考信號決定該抖頻調整信號的上升斜率及下降斜率。
4. 如請求項1之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回授信號小於一第二臨界值時，增加該抖頻調整信號的上限以擴大該抖頻頻率變化範圍。
5. 如請求項1之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回授信號小於一第二臨界值時，減少該抖頻調整信號的下限以擴大該抖頻頻率變化範圍。
6. 如請求項1之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回授信號小於一第二臨界值時，增加該抖頻調整信號的上限且降低該抖頻調整信號的下限，以擴大該抖頻頻率變化範圍。
7. 一種用於切換式電源供應器的抖頻控制電路，包括：振盪器，提供具有抖頻的時脈以決定該切換式電源供應器的切換頻率；以及抖頻調變器，連接該振盪器，根據該切換式電源供應器的輸出回授信號以及一參考信號產生抖頻調整信號給該振盪器，以控制該切換頻率的抖頻頻率變化範圍， 該抖頻調變器包括：第一電流電壓轉換器，具有輸入端接受該參考信號，將該輸入端的電流轉換為電壓；電流源，連接該第一電流電壓轉換器的輸入端，提供調節電流給該第一電流電壓轉換器的輸入端；比較器，比較該輸出回授信號及一臨界值產生比較信號，以啟動或關閉該電流源；多個電壓電流轉換器，每一該電壓電流轉換器的輸入端連接該第一電流電壓轉換器的輸出端，將該第一電流電壓轉換器輸出端的電壓轉換為電流；以及第二電流電壓轉換器，具有輸入端連接該多個電壓電流轉換器的輸出端，將其輸入端的電流轉換為該抖頻調整信號；其中，藉由控制該多個電壓電流轉換器的啟動數量以控制給該第二電流電壓轉換器的輸入端的電流。
8. 如請求項7之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器根據該輸出回授信號決定該抖頻調整信號的上限及下限。
9. 如請求項7之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器根據該參考信號決定該抖頻調整信號的上升斜率及下降斜率。
10. 如請求項7之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回授信號小於一第二臨界值時，增加該抖頻調整信號的上限以擴大該抖頻頻率變化範圍。
11. 如請求項7之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回 授信號小於一第二臨界值時，減少該抖頻調整信號的下限以擴大該抖頻頻率變化範圍。
12. 如請求項7之抖頻控制電路，其中該抖頻調變器在該輸出回授信號小於一第二臨界值時，增加該抖頻調整信號的上限且降低該抖頻調整信號的下限，以擴大該抖頻頻率變化範圍。